專(zhuān)利名稱：一種適用于ofdm系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法，特別是涉及一種適用于 S02.16e基站接收機(jī)的信道質(zhì)量測(cè)量方法。
背景技術(shù)：
OFDM是一種多載波技術(shù)，它的多載波調(diào)制和解調(diào)是通過(guò)離散傅立葉反變換(IDFT) 和離散傅立葉變換(DFT)實(shí)現(xiàn)的。在OFDM系統(tǒng)中，雖然子信道頻譜是重疊的，但由 于子載波的正交特性，信號(hào)頻譜在子載波頻率處正好沒(méi)有信道間干擾，因此可采用離散 傅立葉變換實(shí)現(xiàn)解調(diào)，提高了信道利用率。在OFDM系統(tǒng)(如WiMAX IEEE 802.16e) 中，可以結(jié)合AMC/HARQ/MIMO/AAS等技術(shù)，提供更高的網(wǎng)絡(luò)容量、更好的網(wǎng)絡(luò)覆蓋。
其中自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)(AMC， Adaptive modulation and coding)可以增強(qiáng)時(shí)變信 道中信號(hào)的魯棒性和傳輸效率。其基本原理是基站接收機(jī)利用所接收到的信號(hào)對(duì)上行 信道的某些指標(biāo)(如CINR， RSSI等)進(jìn)行測(cè)量，從而估算出當(dāng)前信道的質(zhì)量，并將質(zhì) 量信息反饋給發(fā)射機(jī)，發(fā)射機(jī)根據(jù)這些信息所描述的信道特性自動(dòng)調(diào)整發(fā)射信號(hào)的調(diào)制 編碼方式，在保證傳輸正確性的前提下盡可能提高信道利用率。
如果發(fā)射機(jī)不能根據(jù)當(dāng)前信道質(zhì)量實(shí)時(shí)改變調(diào)制編碼方式，只能以某種固定的方式 發(fā)射數(shù)據(jù)，那么為了保證發(fā)射信號(hào)在信道質(zhì)量惡劣的情況下也能準(zhǔn)確的發(fā)送數(shù)據(jù)，就需 要將發(fā)射機(jī)的發(fā)射信號(hào)固定在相對(duì)低階的調(diào)制編碼方式上(如QPSK1/2),以降低傳輸速 率為代價(jià)換取傳輸?shù)恼_性。例如信道的瑞利衰落最多可以造成信號(hào)30dB的能量損失， 如果要保證信號(hào)的傳輸質(zhì)量，就必須以最差的信道情況為標(biāo)準(zhǔn)設(shè)定調(diào)制編碼方式，當(dāng)信 道質(zhì)量變好的時(shí)候，低階調(diào)制編碼方式就對(duì)頻譜資源造成的極大浪費(fèi)，大大降低了頻譜 的利用性。因此，在無(wú)線通信系統(tǒng)中應(yīng)用AMC技術(shù)，讓發(fā)射機(jī)根據(jù)信道質(zhì)量改變調(diào)制 編碼方式，既保證了傳輸?shù)臏?zhǔn)確性，又最大限度的提高了頻譜的利用率。
信道質(zhì)量測(cè)量是AMC技術(shù)當(dāng)中的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，要調(diào)整發(fā)射機(jī)的調(diào)制編碼方式，接收 機(jī)必須快速準(zhǔn)確的評(píng)估出當(dāng)前的信道質(zhì)量，這樣就需要為接收機(jī)設(shè)計(jì)一種測(cè)量方法，從 接收的信號(hào)中測(cè)量出可以描述信道質(zhì)量的CINR和RSSI等參數(shù)指標(biāo)。其中CINR (carrier-to-interference-and-noise ratio)表示接收機(jī)接收到的信號(hào)子載波的強(qiáng)度與噪聲強(qiáng) 度的比值；RSSI (receive signal strength indicator)表示接收信號(hào)的功率密度譜。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種適用OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法。通過(guò)該方法，可以 使用DSP芯片快速準(zhǔn)確的測(cè)量出當(dāng)前信道的質(zhì)量。該測(cè)量方法涉及CINR和RSSI兩個(gè) 信道參數(shù)的測(cè)量方法。
本發(fā)明提供了一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法，其包括步驟(1)利用 信道兩端的保護(hù)帶子載波計(jì)算出噪聲功率的平均值；步驟(2)計(jì)算出混合信號(hào)的平均功 率；步驟(3)混合信號(hào)的平均功率減去噪聲功率的平均值得到純信號(hào)平均功率，其與噪 聲平均功率相除得到接收機(jī)接收到的信號(hào)子載波的強(qiáng)度與噪聲強(qiáng)度的比值CINR。其還包 括接收信號(hào)的功率密度譜RSSI的測(cè)量步驟步驟(4)將每個(gè)時(shí)隙中的導(dǎo)頻點(diǎn)功率計(jì)算 出來(lái)，進(jìn)行累加，然后將累加和除以24,得出每個(gè)時(shí)隙上功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格 式后，將所有時(shí)隙上的平均功率累加，再除以總時(shí)隙數(shù)，得到導(dǎo)頻的平均功率，再減去 噪聲平均功率即為上行信道的RSSI值。
通過(guò)本發(fā)明，接收機(jī)能夠快速準(zhǔn)確的評(píng)估出當(dāng)前的信道質(zhì)量。


圖1 CINR測(cè)量流程圖； 圖2 OFDMA符號(hào)頻譜分布描述圖； 圖3 QPSK星座分布圖； 圖4 16QAM星座分布圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明所述的CINR測(cè)量方法，其原理是接收機(jī)端接收到的純信號(hào)平均功率除以信 道中噪聲的平均功率，由于發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)信道傳輸，總是疊加了噪聲的，無(wú)法在接收端 直接測(cè)出純信號(hào)的功率，因此必須先計(jì)算疊加了噪聲的信號(hào)功率和噪聲功率，然后再計(jì) 算出純信號(hào)的功率。根據(jù)802.16e協(xié)議規(guī)定，在上行信號(hào)中包括數(shù)據(jù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)，其 中數(shù)據(jù)信號(hào)按照調(diào)制方式映射到不同的星座點(diǎn)，而導(dǎo)頻則映射到固定的星座點(diǎn)。對(duì)于 QPSK調(diào)制方式，因?yàn)楦鱾€(gè)星座點(diǎn)功率值相同，因此計(jì)算結(jié)果與導(dǎo)頻平均功率相同；但 是對(duì)于16QAM來(lái)說(shuō)，星座點(diǎn)的分配符合統(tǒng)計(jì)概率，若數(shù)據(jù)信號(hào)恰好集中分配在大功率 的星座點(diǎn)上，則計(jì)算出的平均功率偏大；若集中分配在小功率的星座點(diǎn)上，則平均功率 偏小。因此為了使測(cè)量出的信號(hào)功率盡可能準(zhǔn)確，應(yīng)當(dāng)計(jì)算導(dǎo)頻的平均功率來(lái)反映接收 信號(hào)的功率水平。在本發(fā)明中，首先利用均衡后的導(dǎo)頻值計(jì)算出接收機(jī)所接收到的信號(hào) 平均功率，該功率是有效信號(hào)平均功率與噪聲平均功率疊加之和；然后利用信道兩端的保護(hù)帶子載波計(jì)算出噪聲功率的平均值；用接收信號(hào)的平均功率減去噪聲平均功率即為 純信號(hào)平均功率。得到純信號(hào)平均功率和噪聲平均功率以后再做除法，得到CINR值， 并轉(zhuǎn)換為對(duì)數(shù)格式，上報(bào)給MAC層。
本發(fā)明所述的RSSI測(cè)量方法，以幀為單位計(jì)算上行信號(hào)中導(dǎo)頻的平均功率。和CINR 測(cè)量類(lèi)似，利用導(dǎo)頻的平均功率作為上行信號(hào)的功率譜密度，避免在高階調(diào)制時(shí)由于所 映射的星座點(diǎn)過(guò)于集中而造成的測(cè)量偏差。計(jì)算導(dǎo)頻平均功率需要累加所有導(dǎo)頻功率的 和，并除以導(dǎo)頻總數(shù)。在本發(fā)明中，首先將每個(gè)時(shí)隙中的導(dǎo)頻點(diǎn)功率計(jì)算出來(lái)，進(jìn)行累 加，然后將累加和除以24，得出每個(gè)時(shí)隙上導(dǎo)頻功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格式保存起 來(lái)，將所有時(shí)隙上的導(dǎo)頻平均功率累加，再除以導(dǎo)頻總數(shù)，即為上行信道的RSSI值。最 后把浮點(diǎn)格式保存的RSSI轉(zhuǎn)為定點(diǎn)對(duì)數(shù)格式，上報(bào)給MAC層。
下面以IOMHZ帶寬配置的WiMAX (IEEE 802.16e)系統(tǒng)為例，結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā) 明的具體實(shí)施方式
做詳細(xì)描述。根據(jù)802.16e協(xié)議，CINR定義為純信號(hào)平均功率與噪聲 平均功率的比值，如(1)所示，其中S為純信號(hào)的平均功率，N為噪聲平均功率。
C腿=A (1)
N
發(fā)射機(jī)所發(fā)射的純信號(hào)，經(jīng)過(guò)信道傳輸后已經(jīng)疊加上了噪聲，在接收端無(wú)法直接通 過(guò)純信號(hào)的平均功率來(lái)計(jì)算CINR，只能利用保護(hù)帶子載波求出噪聲平均功率，再計(jì)算出 混合信號(hào)的平均功率，兩者相減，得到純信號(hào)的平均功率后算出CINR值，如(2)所 示。其中r為混合信號(hào)平均功率。對(duì)于上行信道來(lái)說(shuō)，CINR值需要每幀計(jì)算一次，因此 r和N均為一幀之內(nèi)的信號(hào)及噪聲平均功率。 r — N
CINR =- (2)
N
整個(gè)CINR測(cè)量流程如圖1所示，首先計(jì)算出上行信道的噪聲平均功率，再計(jì)算出 混合信號(hào)平均功率，然后依照(2)式計(jì)算出浮點(diǎn)格式CINR值，轉(zhuǎn)換成定點(diǎn)對(duì)數(shù)格式上 報(bào)。
10MHZ帶寬采用1024點(diǎn)FFT，每個(gè)OFDM符號(hào)上有1024個(gè)子載波，包括一個(gè)直 流子載波，840個(gè)可用子載波，以及183個(gè)保護(hù)帶子載波。如圖2所示，保護(hù)帶子載波分 居可用子載波的兩側(cè)。數(shù)據(jù)信息和導(dǎo)頻映射在可用子載波上，保護(hù)帶上為空子載波。信 號(hào)經(jīng)過(guò)信道傳輸，可用子載波和保護(hù)帶子載波均疊加了白噪聲，因?yàn)楸Ｗo(hù)帶子載波為空， 因此經(jīng)過(guò)信道疊加噪聲后，保護(hù)帶子載波上所承載的即為純?cè)肼?。首先以O(shè)FDM符號(hào)為 單位累加噪聲功率，每當(dāng)一個(gè)符號(hào)到來(lái)時(shí)，我們提取出保護(hù)帶子載波上承載的數(shù)據(jù)，并累計(jì)載波數(shù)。令n(k,i)表示第k個(gè)符號(hào)上第i個(gè)保護(hù)帶子載波的能量幅度，則噪聲總功率 為
<formula>formula see original document page 6</formula>
M為一幀內(nèi)的符號(hào)個(gè)數(shù)。將N^除以總載波數(shù)M"83即可得出噪聲平均功率N，如 (4)所示。 N
<formula>formula see original document page 6</formula>
因?yàn)樵贒SP中除法運(yùn)算是浮點(diǎn)指令，被除數(shù)和除數(shù)都需要用浮點(diǎn)數(shù)格式表示，所以 依照(4)式求出N后，再轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格式保存。
式(2)中的r是接收機(jī)接收的純信號(hào)疊加噪聲后的混合信號(hào)平均功率，包括數(shù)據(jù)信 號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)。其中數(shù)據(jù)信號(hào)的調(diào)制方式為QPSK或16QAM，如圖3、圖4所示。當(dāng)應(yīng) 用16QAM調(diào)制方式時(shí)，可能會(huì)出現(xiàn)數(shù)據(jù)集中分布在大功率星座點(diǎn)(如[3， 3]或[-3， -3]) 或集中分布在小功率分布點(diǎn)(如[l， l]或[-l， -l])的情況，造成測(cè)量出的信號(hào)平均功率 出現(xiàn)或大或小的偏差。為了使測(cè)量結(jié)果盡可能的準(zhǔn)確，本發(fā)明中計(jì)算導(dǎo)頻的平均功率作 為混合信號(hào)的平均功率，即式(2)中的r。計(jì)算平均功率需要將所有導(dǎo)頻的功率累加， 再除以導(dǎo)頻總數(shù)，如式(5)所示，其中p(i)表示第i個(gè)導(dǎo)頻的幅度，K表示總導(dǎo)頻數(shù)。
<formula>formula see original document page 6</formula>(5)
l個(gè)上行時(shí)隙由3個(gè)OFDM符號(hào)和一個(gè)子信道組成，其中包含24個(gè)導(dǎo)頻，l個(gè)上行 子幀最多可以包含數(shù)百個(gè)時(shí)隙，在DSP中每個(gè)導(dǎo)頻的功率用32位定點(diǎn)數(shù)表示，如果將 全部的導(dǎo)頻功率值直接累加，很可能會(huì)出現(xiàn)溢出的情況，因此在本發(fā)明的算法中，先累 加每個(gè)時(shí)隙上24個(gè)導(dǎo)頻的功率值，將和除以24,算出每個(gè)時(shí)隙的平均功率。將所有時(shí)隙 上的平均功率轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格式后累加，最后再除以總時(shí)隙數(shù)，得到導(dǎo)頻平均功率，即混合 信號(hào)的平均功率，如式(6)所示，其中S為總時(shí)隙數(shù)。
<formula>formula see original document page 6</formula>(6)
在計(jì)算每個(gè)時(shí)隙的平均功率時(shí)，因?yàn)槌龜?shù)24是個(gè)確定的值，所以可以采用對(duì)定點(diǎn)數(shù) 移位再乘以小數(shù)的方法來(lái)替代浮點(diǎn)除法運(yùn)算。具體做法是將時(shí)隙上的導(dǎo)頻功率累加值右移3位，相當(dāng)于除以8，再乘以1/3。1/3用32位有符號(hào)定點(diǎn)小數(shù)表示，即為0x2AAB2AAB。 每個(gè)時(shí)隙的平均功率計(jì)算出來(lái)以后轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格式累加起來(lái)，同時(shí)累計(jì)時(shí)隙數(shù)，當(dāng)所有時(shí) 隙的導(dǎo)頻都處理完成后，把時(shí)隙總數(shù)也轉(zhuǎn)換成浮點(diǎn)格式，應(yīng)用DSP中浮點(diǎn)除法運(yùn)算指令， 將時(shí)隙導(dǎo)頻功率累加值除以總時(shí)隙數(shù)，得到平均導(dǎo)頻功率，即混合信號(hào)平均功率r。當(dāng)r 和N都求出來(lái)以后，按照(2)式計(jì)算CINR值，在計(jì)算中又用到一次浮點(diǎn)除法運(yùn)算，計(jì) 算出的結(jié)果為浮點(diǎn)格式。
根據(jù)協(xié)議接口要求，DSP計(jì)算出的CINR值應(yīng)以dB對(duì)數(shù)格式上報(bào)給MAC層，因此 利用DSP指令將(6)式中計(jì)算出的浮點(diǎn)CINR值轉(zhuǎn)換為定點(diǎn)格式，再通過(guò)査表法，找到 對(duì)應(yīng)的對(duì)數(shù)值。表事先由相應(yīng)軟件計(jì)算出來(lái)，存在DSP的RAM中。
在RSSI的測(cè)量中采用和CINR測(cè)量類(lèi)似的方法，在空子載波上提取出噪聲功率并求 其平均值N，并利用導(dǎo)頻的平均功率作為混合信號(hào)平均功率r，依照式(7)每幀計(jì)算一 次RSSI。
腐/"-iV (7)
其中N與r的計(jì)算方法與CINR中的計(jì)算方法相同，也是以同樣的方法轉(zhuǎn)換成對(duì)數(shù) 格式上報(bào)給MAC層，此處不再贅述。
以上所述，僅為本發(fā)明在Wimax (正EE802.16e)系統(tǒng)中，10MHZ帶寬配置、1024 點(diǎn)FFT、上行調(diào)制方式為QPSK或16QAM時(shí)的具體實(shí)施方式
，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并 不局限于此，在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，應(yīng)用在任何OFDM系統(tǒng)中的變化或替換，都 應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。本發(fā)明的保護(hù)范圍以權(quán)利要求書(shū)的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法，其特征在于該方法包括以下步驟步驟(1)利用信道兩端的保護(hù)帶子載波計(jì)算出噪聲功率的平均值；步驟(2)計(jì)算出混合信號(hào)的平均功率；步驟(3)混合信號(hào)的平均功率減去噪聲功率的平均值得到純信號(hào)平均功率，其與噪聲平均功率相除得到接收機(jī)接收到的信號(hào)子載波的強(qiáng)度與噪聲強(qiáng)度的比值CINR。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括接收信號(hào)的功率密度譜RSSI的 測(cè)量步驟步驟(4)將每個(gè)時(shí)隙中的導(dǎo)頻點(diǎn)功率計(jì)算出來(lái)，進(jìn)行累加，然后將累加和除以24， 得出每個(gè)時(shí)隙上功率的平均值，并轉(zhuǎn)成浮點(diǎn)格式后，將所有時(shí)隙上的平均功率累加，再 除以總時(shí)隙數(shù)，得到導(dǎo)頻的平均功率，再減去噪聲平均功率即為上行信道的RSSI值。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于將步驟(4)中計(jì)算的導(dǎo)頻的平均功率作為步驟(2)中混合信號(hào)的平均功率。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟(1)進(jìn)一步包括以符號(hào)為單位，累加每個(gè)符號(hào)上保護(hù)帶子載波的能量幅度作為噪聲總功率N，； M為一幀內(nèi)的符號(hào)個(gè)數(shù)，將N^除以總載波數(shù)M"83即可得出噪聲平均功率N。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟(3)中的CINR計(jì)算利用DSP 中的浮點(diǎn)除法運(yùn)算指令進(jìn)行計(jì)算。
6. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于將計(jì)算出來(lái)的CINR值和RSSI值轉(zhuǎn)換成對(duì)數(shù)dB格式，上報(bào)給MAC層。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于將計(jì)算出的CINR和RSSI值轉(zhuǎn)換為 定點(diǎn)格式，再通過(guò)査表法找到對(duì)應(yīng)的對(duì)數(shù)值。
8. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于在計(jì)算每個(gè)時(shí)隙導(dǎo)頻的平均功率時(shí)， 因?yàn)槌龜?shù)24是個(gè)確定的值，所以可以采用對(duì)定點(diǎn)數(shù)移位再乘以小數(shù)的方法來(lái)替代浮點(diǎn)除 法運(yùn)算。
9. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于步驟(3)、 (4)中的CINR和RSSI值每幀計(jì)算一次。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種適用于OFDM系統(tǒng)的信道質(zhì)量測(cè)量方法。該方法使用DSP芯片可快速準(zhǔn)確的測(cè)量出當(dāng)前信道的CINR和RSSI兩個(gè)信道參數(shù)，其原理是利用均衡后的導(dǎo)頻值計(jì)算出接收機(jī)所接收到的信號(hào)平均功率，該功率是有效信號(hào)功率與噪聲功率疊加之和；然后利用信道兩端的保護(hù)帶子載波計(jì)算出噪聲功率的平均值；用接收信號(hào)功率減去噪聲功率即為純信號(hào)功率，得到純信號(hào)平均功率和噪聲平均功率以后再做除法，得到CINR值，而在上述過(guò)程中求出的純信號(hào)的平均功率，即為RSSI值，最后將CINR值和RSSI值轉(zhuǎn)換為對(duì)數(shù)格式，上報(bào)給MAC層。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101562484SQ20091008507
公開(kāi)日2009年10月21日 申請(qǐng)日期2009年6月1日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月1日
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