專利名稱：Ofdm系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動(dòng)信號(hào)接收技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種正交頻分復(fù)用
OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法及其系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在寬帶無線傳輸中會(huì)遇到不同的信道環(huán)境，而在很多地區(qū)，尤其 是城巿地區(qū)，干擾非常嚴(yán)重，在頻率和時(shí)間選擇性衰落信道下，接收 信號(hào)的信噪比差異很大，判決錯(cuò)誤概率增大。使用均衡技術(shù)已經(jīng)不足 以對(duì)抗數(shù)字多媒體信號(hào)在傳輸過程中經(jīng)歷的時(shí)變衰落以及多徑干擾 問題，為了對(duì)抗更大時(shí)變衰落和多徑干擾，通常使用分集技術(shù)。分集 技術(shù)是克服信道衰落的有效技術(shù)，它將相同信息經(jīng)過幾個(gè)不相關(guān)的衰 落信道分別傳輸，從而產(chǎn)生多個(gè)副本，再?gòu)倪@些副本中提取出有用的 信號(hào)，因?yàn)閹讉€(gè)信道同時(shí)處于深衰落的概率很低，所以能最大程度上 在惡劣的環(huán)境中得到正確解調(diào)，降低信噪比門限。
目前，在眾多的分集技術(shù)中空間分集技術(shù)受到很大的關(guān)注，而空 間分集技術(shù)又分為接收分集和發(fā)射分集，在目前的移動(dòng)通信應(yīng)用中， 由于移動(dòng)的接收機(jī)受尺寸限制不便于安裝兩根以上的天線，因此移動(dòng) 通信中很難使用接收分集，另外，在接收機(jī)使用兩根天線以上增大了 移動(dòng)接收機(jī)的成本。而發(fā)射分集很好的解決以上的問題。
發(fā)射分集是指發(fā)射端有多根天線發(fā)送信號(hào)，而接收端只有一根天
線來接收信號(hào)。發(fā)射分集以其節(jié)省接收端成本與體積的優(yōu)點(diǎn)而具有更
好的應(yīng)用優(yōu)勢(shì)，它在改善系統(tǒng)性能的同時(shí)不需要增大接收機(jī)的成本和 保持相對(duì)簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)。
現(xiàn)有的發(fā)射分集方案分為空時(shí)編碼和空頻編碼兩種，Alamouti 在其經(jīng)典的論文《A simple transmit diversity technique for wirelesscommunications))中提出了 一種空時(shí)分組編碼方案，在獲得分集增益 同時(shí)使編碼和譯碼結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單?？諘r(shí)編碼假設(shè)信道響應(yīng)在連續(xù)兩幀 的持續(xù)時(shí)間內(nèi)保持不變，對(duì)于幀長(zhǎng)比較長(zhǎng)的系統(tǒng)來說，當(dāng)存在較強(qiáng)的 D叩pler頻移時(shí)，信道慢衰落的假設(shè)就會(huì)有較大誤差，而空頻編碼的 出現(xiàn)很好的解決了這個(gè)問題。
空頻編碼是按照AIamouti方案的編碼矩陣對(duì)每組相鄰的兩個(gè)子 載波上的符號(hào)進(jìn)行編碼，只需要假設(shè)相鄰兩個(gè)子載波間的頻率響應(yīng)相 同，這樣就很好的解決了空時(shí)編碼的缺點(diǎn)。傳統(tǒng)的接收機(jī)使用正交逆 矩陣進(jìn)行空頻解碼時(shí)假設(shè)相鄰兩個(gè)子載波的頻域響應(yīng)相同，而當(dāng)接收 機(jī)工作于處于時(shí)變深衰落信道下的發(fā)射分集系統(tǒng)，尤其當(dāng)信道中存在 長(zhǎng)時(shí)延、能量較強(qiáng)的回波時(shí)相鄰子載波間的頻域響應(yīng)會(huì)產(chǎn)生很大的波 動(dòng)，上述的假設(shè)不再成立，使接收機(jī)的性能下降。這種性能下降是由 于空頻編碼發(fā)射分集接收機(jī)工作在深衰落，長(zhǎng)多徑的信道環(huán)境下，尤 其是在存在長(zhǎng)時(shí)延，能量較強(qiáng)的回波的信道環(huán)境下工作或者殘留頻偏 所引起的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供 一種能夠克服使用傳統(tǒng)正交逆矩陣解碼時(shí) 由于相鄰子載波間的頻率響應(yīng)產(chǎn)生很大的波動(dòng)而使接收機(jī)性能下降 的缺陷的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法及其系統(tǒng)。
為達(dá)到上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案提供一種OFDM系統(tǒng)空頻 編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，包括以下步驟
Sll，將矯正后的基帶信號(hào){刑0)，/ (1)，......，i (^V-l》分成兩組，分別 為信號(hào)7 (2"和信號(hào)i (2A; + l),對(duì)信號(hào)i (2"l)作共軛得到i '(2"l),將 信號(hào)i (2^ + l)和信號(hào)i '(2"l)組成一個(gè)2乘1的矩陣，并用各發(fā)射天線 的信道頻域響應(yīng)、OFDM系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)送的OFDM信號(hào)幀進(jìn)行空頻 編碼后的輸出信號(hào)以及高斯白噪聲三者組成的矩陣運(yùn)算表達(dá)式表示， 將所述2乘1的矩陣和所述矩陣運(yùn)算表達(dá)式組成等式；S12，對(duì)等式兩邊左乘一個(gè)非正交逆矩陣得到判決式；
S13,將利用判決式估計(jì)出來的數(shù)據(jù)X'(2"1)還原為OFDM系統(tǒng) 發(fā)射端發(fā)送的信號(hào)幀，即得到空頻解碼后的基帶信號(hào) …,.,単-1)}。
其中，該等式為
—'iV(2" 一
i *(2A: + l)_陽(yáng)-《(2* + 1)《(2* + 1)-X*(2A: + 1)-卞，*(2* + 1)_
其中，X(2/t)和X(2yt + l)為對(duì)OFDM系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)送的OFDM信 號(hào)幀進(jìn)行空頻編碼后的輸出信號(hào)，正整數(shù)N為該OFDM信號(hào)幀的子 載波數(shù);信號(hào)^w為OFDM系統(tǒng)發(fā)射端的發(fā)射天線1的信道頻域響應(yīng)， 信號(hào)^"為發(fā)射天線2的信道頻域響應(yīng)，信號(hào)7V(2A)和iV(2;t + l)為高斯
白噪聲，0"《AV2-1;
其中，信號(hào)/^,和信號(hào)/^2分別表示發(fā)射天線1和發(fā)射天線2傳
輸?shù)男盘?hào)的衰落特性，且這兩個(gè)信號(hào)互為離散傅里葉變換或離散傅里
葉反變換。
其中，非正交逆矩陣可以為
//加(2fc+lXK2"
'M (2"l),ifM(2"
其中，在步驟Sll之前還可包括步驟 Sl,將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)； S2，對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估計(jì)，得到所述基 帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；
53, 根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值對(duì)所述基帶信號(hào) 進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基帶信號(hào)；
54, 根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集天線的信道頻域響應(yīng)。
其中，在步驟S13之后還可包括步驟對(duì)所述空頻解碼后的基帶 信號(hào)進(jìn)行解映射、解交織、信道解碼、解擾碼，輸出處理后的數(shù)據(jù)流。
本發(fā)明還提供一種利用上述OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解 調(diào)方法進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，包括信號(hào)轉(zhuǎn)換模塊，用于將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)； 信號(hào)估計(jì)模塊，用于對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估
計(jì)，得到所述基帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；
信號(hào)矯正模塊，用于根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值 對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基
帶信號(hào)；
信號(hào)預(yù)處理模塊，用于根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集
天線的信道頻域響應(yīng)；和
空頻解碼模塊，用于利用非正交逆矩陣進(jìn)行空頻解碼。
其中，上述系統(tǒng)還包括信號(hào)處理模塊，用于對(duì)所述空頻解碼后的
基帶信號(hào)進(jìn)行解映射、解交織、信道解碼、解擾碼，輸出處理后的數(shù)據(jù)流。
上述技術(shù)方案具有如下優(yōu)點(diǎn)通過使用新的解碼矩陣來完成空頻
解碼，從而克服了傳統(tǒng)使用正交逆矩陣解碼時(shí)因?yàn)橄噜徸虞d波間的頻 率響應(yīng)產(chǎn)生很大的波動(dòng)而產(chǎn)生的性能下降。


圖1為本發(fā)明實(shí)施方式的使用空頻編碼0FDM的系統(tǒng)發(fā)射端的結(jié) 構(gòu)框圖2為本發(fā)明實(shí)施方式的OFDM系統(tǒng)接收端的解調(diào)流程圖3為本發(fā)明實(shí)施方式的空頻解碼的步驟；
圖4為本發(fā)明實(shí)施方式使用的深衰落，長(zhǎng)多徑的信道環(huán)境的信道 局部頻域響應(yīng)示意圖5為傳統(tǒng)解碼方法和本發(fā)明的解碼方法在圖4中信道1的性能 對(duì)比圖6為傳統(tǒng)解碼方法和本發(fā)明的解碼方法在圖4中信道2的性能 對(duì)比圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式
作進(jìn)一步詳細(xì) 描述。以下實(shí)施例用于說明本發(fā)明，但不用來限制本發(fā)明的范圍。
本實(shí)施例的發(fā)射分集方法應(yīng)用于用于接收空頻編碼的接收機(jī)中，
圖1為使用空頻編碼0FDM的系統(tǒng)發(fā)射端的結(jié)構(gòu)框圖，如圖1所示，輸
入信號(hào)可以為經(jīng)過信道編碼或未經(jīng)信道編碼的比特流，經(jīng)過符號(hào)映 射，映射成符號(hào)再組成OFDM幀，每個(gè)OFDM幀輸入到空頻編碼模塊 中得到兩路輸出(因?yàn)樵诒緦?shí)施例中有兩根分集天線)，空頻編碼方 式包括但不限于以下方法
其中第一路輸出維持原來未分集時(shí)的輸出，即模塊的輸入，編碼 模塊按照Alamouti方案的編碼矩陣對(duì)每組相鄰的兩個(gè)子載波上的符 號(hào)進(jìn)行編碼。編碼模塊的輸入為 一 個(gè)OFDM信號(hào)幀 (X(O)，Z(l)，......,Z(iV-l)}， iV為OFDM信號(hào)幀的子載波數(shù)，其輸出為
ZM ={Z(0)，Z(1),.......,JT(2A:),義(2A: + 1),........2),義(iV —1)};
第二路輸出為
Zn2 ={JT(1)，—X*(0)，…….，X*(2fc + l),—Z*(2"........,if'(iV —l),—Z*(W-2)};
其中，0S"iV/2-l
這兩路輸出信號(hào)經(jīng)過各自的OFDM調(diào)制(由離散傅里葉反變換 IDFT模塊實(shí)現(xiàn))和訓(xùn)練序列的插入后經(jīng)過各自的射頻模塊轉(zhuǎn)換到射 頻后發(fā)射出去。
圖2為OFDM系統(tǒng)接收端的空頻解碼的流程圖。如圖2所示， 包括步驟
Al.將接收天線接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)；
A2.對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估計(jì)，得到基帶信號(hào)的 定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；
A3.根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值對(duì)基帶信號(hào)進(jìn) 行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基帶數(shù)據(jù)；
A4.根據(jù)所述矯正后的基帶數(shù)據(jù)求得分集天線各自的信道沖擊響應(yīng)；
A5.根據(jù)所述信道沖擊響應(yīng)，使用本發(fā)明的解碼矩陣對(duì)基帶數(shù)據(jù)
進(jìn)行空頻解碼；
A6.對(duì)所述解空頻編碼后的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行解映射、解交織、信道
解碼、解擾碼，輸出處理后的數(shù)據(jù)流。
其中，通過步驟A1 A3得到基帶信號(hào)W(O),i (l),......,i (JV-l》后，
通過A4得到兩根天線所發(fā)出信號(hào)的沖激響應(yīng)，而A4求得的沖激響 應(yīng)會(huì)轉(zhuǎn)換到頻域以頻域響應(yīng)的形式和//n2輸入到空頻解碼模塊中 去，圖3給出了空頻解碼的步驟，以下根據(jù)這個(gè)步驟給出使用現(xiàn)有技 術(shù)中的正交矩陣進(jìn)行空頻解碼的方法-.
A51.將接收到的信號(hào)^(0)，i (1),......1)}分成2組及(2A)和
，+ l),對(duì)i (2A: + l)作共軛得到i '(2A: + l),即
i *(2>t + l)
-《(2hl)《(2A: + l).
Z'(2A: + 1)
+
iV*(2fc + l)
(1)
其中，on《iV/2-i; /^為天線1的信道頻域響應(yīng)，/^2為天線
2的信道頻域響應(yīng)，這種解碼方法假定相鄰子載波的頻域響應(yīng)相同， 所以有//M (2A: +1) = (2"和//n2 (2" 1) = //加(2";
A52.對(duì)式(1 )左乘矩陣
承(2A:)
陽(yáng) 0 —Z(2"
—J^(2* + l)-0 "jX*(2A: + 1)—
得到判決式
(2)
其中，",H/Z加(2"l2+li^2(2/:)l2;
《(2，(2A:) - &2 (2，*(2々+1) &2 " + K2，*(2A: +1)
為噪聲矩陣。
A53.對(duì)估計(jì)出來的數(shù)據(jù)Z'(2A: + 1)除以"后，將X'(2A: + 1)求共軛還 原發(fā)送數(shù)據(jù)Z(/t)。圖4為兩個(gè)深衰落，長(zhǎng)多徑的信道l、 2的局部頻域響應(yīng)示意圖 (表1為其信道模型)，從圖4中可以看出相鄰子載波的頻域響應(yīng)并 不相同，而且有明顯的區(qū)別，在正交逆矩陣空頻解碼的方法中相鄰子 載波的頻域響應(yīng)相同的假定不成立，造成接收機(jī)性能下降，下面給出
本發(fā)明實(shí)施方式的利用非正交逆矩陣空頻解碼的方法
S51.將接收到的信號(hào)^(0),/ (1),......,孝-1)}分成2組罪)和
罪+l)，對(duì)及(2"1)作共軛得到及*(2* + 1),即
<formula>formula see original document page 11</formula>其中，1; /^為天線1的信道頻域響應(yīng)，/^2為天線 2的信道頻域響應(yīng)。
S52.對(duì)式(1 )左乘非正交逆矩陣
<formula>formula see original document page 11</formula>
得到判決
式<formula>formula see original document page 11</formula>為噪聲矩陣。
S53.對(duì)估計(jì)出來的數(shù)據(jù)Z'(2^ + 1)除以"后，再求共軛得到空頻解 碼后的基帶信號(hào){1(0)， X(l)，……，Z(7V -1)}。
使用本發(fā)明實(shí)施方式的上述方法沒有額外條件，可以克服正交矩 陣解空頻編碼的缺點(diǎn)，通過圖5和圖6的仿真結(jié)果可以證明。
圖5和圖6給出傳統(tǒng)解碼方法和本發(fā)明的解碼方法在深衰落，長(zhǎng) 多徑的信道環(huán)境下的性能對(duì)比圖，表l為仿真中使用的信道模型1、 2,其頻域響應(yīng)如圖4所示。在仿真中釆用空頻發(fā)射分集結(jié)構(gòu)的 TDS-OFDM( Time Domain Synchronous Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,時(shí)域同步的正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)，使用理想的信道估 計(jì)，數(shù)據(jù)使用LDPC (Low density Parity check,低密度奇偶校驗(yàn))解 碼，分別是碼率為0.8的16QAM調(diào)制方式和碼率為0.6的64QAM調(diào) 制方式。仿真的信道模型1是ITU (International Telecommunication Union,國(guó)際電信聯(lián)盟)指定的一個(gè)信道模型，其有較為集中的強(qiáng)徑； 信道模型2為具有0dB的長(zhǎng)延時(shí)多徑信道。為使仿真不受其他因素影 響，仿真使用理想的信道估計(jì)，所以得到的性能差只受空頻解碼的影
響
表
信道1信道2抽頭延遲 (us)損耗 (dB)延遲 (us)損耗 (dB)
10-2.5-1.8-18
20.3000
38.9-12,80.15-20
412.9-10.0L8-20
517.1-10.05.710
620.0-16.0300
如圖5所示，在信道1的環(huán)境下，使用傳統(tǒng)的正交逆矩陣與使用 本發(fā)明的方法進(jìn)行空頻解碼后在誤碼率(BER) 10.3處信噪比(SNR) 相差1.6dB ( 16QAM)和LldB (64QAM),而信道2的仿真中，由 于信道2比信道1的頻域響應(yīng)波動(dòng)更大，所以傳統(tǒng)方法在信噪比為 24dB時(shí)依然解碼失敗，所以兩種方法在信道2的仿真中性能相差更 大?？梢钥闯?，相對(duì)于使用本發(fā)明的方法解碼，傳統(tǒng)方法解碼后的性 能曲線比較下降得比較緩，這是因?yàn)橄噜徸虞d波間的頻域響應(yīng)相差很 大而引入了額外的干擾，使接收機(jī)在提高信噪比后依然存在一定的誤 碼。
舉例來說，令/^1(2"1) = /^1(2" + 6和/^2(2^: + 1) = /^2(2" + ￡2,其 中，、和&為信道頻率響應(yīng)中引入的干擾，則式(1)可改寫為
i *(2/t + l)
+<formula>formula see original document page 13</formula>(4)
其中，0S"iW2-1, 則判決式變?yōu)?br> <formula>formula see original document page 13</formula>
其中0￡"iV/2 — l,
<formula>formula see original document page 13</formula>
為所產(chǎn)生的干擾項(xiàng)，當(dāng)信道的衰
落越深，^和&越大，即干擾項(xiàng)越大，所以在這種信道下會(huì)出現(xiàn)接收 機(jī)不能工作的情況，而使用本發(fā)明的空頻解碼方法由于沒有干擾項(xiàng)的 存在，所以接收機(jī)依然可以正常工作。
本發(fā)明的實(shí)施例還提供一種利用上述OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射 分集的解調(diào)方法進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，包括
信號(hào)轉(zhuǎn)換模塊，用于將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)；
信號(hào)估計(jì)模塊，用于對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估 計(jì)，得到所述基帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；
信號(hào)矯正模塊，用于根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值 對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基 帶信號(hào)；
信號(hào)預(yù)處理模塊，用于根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集 天線的信道頻域響應(yīng)；和
空頻解碼模塊，用于利用非正交逆矩陣對(duì)進(jìn)行空頻解碼。
由以上實(shí)施例可以看出，本發(fā)明實(shí)施例通過使用新的解碼矩陣來 完成空頻解碼，從而克服了傳統(tǒng)使用正交逆矩陣解碼時(shí)因?yàn)橄噜徸虞d 波間的頻率響應(yīng)產(chǎn)生很大的波動(dòng)而產(chǎn)生的性能下降。
以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明技術(shù)原理的前提下，還可以 做出若千改進(jìn)和變型，這些改進(jìn)和變型也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1、一種OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，包括以下步驟S11，將矯正后的基帶信號(hào){R(0)，R(1)，……，R(N-1)}分成兩組，分別為信號(hào)R(2k)和信號(hào)R(2k+1)，對(duì)信號(hào)R(2k+1)作共軛得到R*(2k+1)，將信號(hào)R(2k+1)和信號(hào)R*(2k+1)組成一個(gè)2乘1的矩陣，并用各發(fā)射天線的信道頻域響應(yīng)、OFDM系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)送的OFDM信號(hào)幀進(jìn)行空頻編碼后的輸出信號(hào)以及高斯白噪聲三者組成的矩陣運(yùn)算表達(dá)式表示，將所述2乘1的矩陣和所述矩陣運(yùn)算表達(dá)式組成等式；S12，對(duì)所述等式兩邊左乘一個(gè)非正交逆矩陣得到判決式；S13，將利用所述判決式估計(jì)出來的數(shù)據(jù)還原為OFDM系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)送的信號(hào)幀，即得到空頻解碼后的基帶信號(hào){X(0)，X(1)，……，X(N-1)}。
2、如權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，其特征在于，所述步驟S11中的等式為<formula>formula see original document page 2</formula>其中，X(2"和義(2A: + l)為對(duì)OFDM系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)送的OFDM信號(hào)幀進(jìn)行空頻編碼后的輸出信號(hào)，正整數(shù)N為該OFDM信號(hào)幀的子載波數(shù);信號(hào)為OF DM系統(tǒng)發(fā)射端的發(fā)射天線1的信道頻域響應(yīng)，信號(hào)/^2為發(fā)射天線2的信道頻域響應(yīng)，信號(hào)iV(2;t)和iV(2;b + l)為高斯白噪聲，0"《JV/2-1。
3、如權(quán)利要求1 i 2所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，其特征在于，所述非正交逆矩陣為<formula>formula see original document page 2</formula>號(hào)i/w為OFDM系統(tǒng)發(fā)射端的發(fā)射天線1的信道頻域響應(yīng)，信號(hào)7/:為發(fā)射天線2的信道頻域響應(yīng)。
4、如權(quán)利要求1或2所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，其特征在于，所述信號(hào)i^,和信號(hào)i/^分別表示發(fā)射天線1和發(fā)射天線2傳輸?shù)男盘?hào)的衰落特性，且這兩個(gè)信號(hào)互為離散傅里葉變換或離散傅里葉反變換。
5、 如權(quán)利要求l或2所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，其特征在于，在所述步驟S11之前還包括步驟Sl，將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)；52, 對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估計(jì)，得到所述基帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；53, 根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基帶信號(hào)；S4，根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集天線的信道頻域響應(yīng)。
6、 如權(quán)利要求1或2所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法，其特征在于，在所述步驟S13之后還包括步驟對(duì)所述空頻解碼后的基帶信號(hào)進(jìn)行解映射、解交織、信道解碼、解擾碼，輸出處理后的數(shù)據(jù)流。
7、 一種OFDM空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)系統(tǒng)，其利用權(quán)利要求1或2或3所述的OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法進(jìn)行解調(diào)，該系統(tǒng)包括信號(hào)轉(zhuǎn)換模塊，用于將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)；信號(hào)估計(jì)模塊，用于對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估計(jì)，得到所述基帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；信號(hào)矯正模塊，用于根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基帶信號(hào)；信號(hào)預(yù)處理模塊，用于根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集天線的信道頻域響應(yīng)；和空頻解碼模塊，用于利用非正交逆矩陣進(jìn)行空頻解碼。
8、 如權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)還包括信號(hào)處理模塊，用于對(duì)所述空頻解碼后的基帶信號(hào)進(jìn)行解映射、解交織、信道解碼、解擾碼，輸出處理后的數(shù)據(jù)流。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種OFDM系統(tǒng)空頻編碼發(fā)射分集的解調(diào)方法及系統(tǒng)。該方法包括步驟將接收到的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)；對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏估計(jì)，得到所述基帶信號(hào)的定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值；根據(jù)所述定時(shí)頻偏估計(jì)值和載波頻偏估計(jì)值對(duì)所述基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)頻偏和載波頻偏矯正，得到矯正后的各路基帶信號(hào)；根據(jù)矯正后的各路基帶信號(hào)求得各個(gè)分集天線的信道頻域響應(yīng)；利用非正交逆矩陣對(duì)進(jìn)行空頻解碼。本發(fā)明通過使用新的解碼矩陣來完成空頻解碼，從而克服了傳統(tǒng)使用正交逆矩陣解碼時(shí)因?yàn)橄噜徸虞d波間的頻率響應(yīng)產(chǎn)生很大的波動(dòng)而產(chǎn)生的性能下降。
文檔編號(hào)H04L1/02GK101651522SQ20091009264
公開日2010年2月17日 申請(qǐng)日期2009年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2009年9月14日
發(fā)明者健 宋, 楊知行, 潘長(zhǎng)勇, 軍 王, 王勁濤, 雷偉龍 申請(qǐng)人:清華大學(xué)