專利名稱：無線通信系統(tǒng)內(nèi)對接收信號預測的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)。本發(fā)明特別涉及在無線通信系統(tǒng)內(nèi)對接收信號解碼的方法。
背景 在無線通信系統(tǒng)內(nèi)，發(fā)射的信號被傳輸信道以及接收機處理操作改變，諸如濾波、解調(diào)等。為能準確地通信，接收機對接收數(shù)據(jù)解碼時必須考慮這些影響。接收機確定發(fā)射的信號和接收到的信號間的關(guān)系。然后可能對相繼的接收信號應用該關(guān)系。該關(guān)系可能稱為“特征”，其中特征內(nèi)包括了改變傳輸信號的多種影響。
對接收到的信號應用特征一般牽涉到復矩陣操作。已經(jīng)發(fā)展了各種技術(shù)通過各種假設簡化問題。這些假設經(jīng)常涉及噪聲能量。一些假設對于在一種類型的無線系統(tǒng)內(nèi)的傳輸為真，另一些則不成立。因此需要能準確且有效地確定接收到的信號。
概述 根據(jù)一方面，一個無線通信系統(tǒng)內(nèi)，它帶有多個接收天線和將在多個接收天線上接收到的信號組合起來的組合器，一種確定應用到組合器的組合器加權(quán)的方法，包括在多個接收天線的第一天線處接收第一信號，在多個接收天線的第二天線處接收第二信號，其中第二信號是第一信號的函數(shù)，且根據(jù)第一和第二信號確定組合器內(nèi)的第一加權(quán)，第一加權(quán)與第一和第二信號相關(guān)。
在另一方面，遠程站包括帶有多個指的第一rake接收機、帶有多個指的第二rake接收機以及耦合到第一rake接收機的多個指的一個以及第二rake接收機的多個指的一個的第一路徑處理單元。
附圖的簡要描述

圖1是帶有準確干擾能量計算電路的電信系統(tǒng)。
圖2是適用于前向鏈路傳輸?shù)臏蚀_干擾能量計算電路、對數(shù)似然比(LLR)電路以及路徑組合電路的詳細圖。
圖3是對反向鏈路傳輸優(yōu)化的準確干擾能量計算電路并包括路徑加權(quán)以及圖2的組合電路以及LLR電路。
圖4說明圖2的準確干擾能量估計電路和最大比路徑組合電路的另一實施例。
圖5是為改善干擾能量估計并適用于圖2的準確干擾能量計算電路的幀活動性控制電路的框圖。
圖6是示出活動時隙以及空閑時隙的示例計時圖表。
圖7是示出話務信道信號、導頻信道信號、幀活動性控制、FAC、信號(又稱為反向功率控制信道)以及圖6的時隙的空閑信道裙的示例定時圖。
圖8是無線通信系統(tǒng)。
圖9是無線通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機。
圖10是無線通信系統(tǒng)的一個路徑的處理單元。
圖11是無線通信系統(tǒng)的一個路徑的處理單元的詳細圖表。
圖12A-12B是用于確定與rake接收機一起使用的組合器加權(quán)的自相關(guān)矩陣。
圖13是確定與rake接收機一起使用的組合起加權(quán)的方法的流程圖。
圖14是高數(shù)據(jù)率系統(tǒng)內(nèi)的信道分配的定時圖。
圖15A、15B以及15C是自適應濾波器以及確定組合器加權(quán)的方法。
圖16是無線通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機。
詳細描述 無線通信系統(tǒng)特征是多個移動站與一個或多個基站通信。信號在基站和一個或多個移動站間在信道上發(fā)射。移動站和基站內(nèi)的接收機必須估計信道引入到發(fā)射的信號內(nèi)的噪聲以有效地對發(fā)射的信號解碼。
在擴頻系統(tǒng)內(nèi)，譬如碼分多址CDMA通信系統(tǒng)，信號通過使用諸如偽隨機噪聲PN的碼擴展序列在寬頻帶上擴展。當擴展的信號在信道上發(fā)射時，信號從基站到移動站經(jīng)過多條路徑。信號在移動站從多個路徑接收、經(jīng)解碼并通過諸如rake接收機的路徑組合電路經(jīng)建設性重組。路徑組合電路對每個被解碼的路徑應用增益因子，稱為加權(quán)，以最大化吞吐量并補償路徑延時以及衰落。
Rake結(jié)構(gòu)由于器簡單性和穩(wěn)健性廣泛用于數(shù)字通信接收機內(nèi)，特別是移動通信。Rake的概念很簡單且可簡單概括為(1)找到不同路徑的到達時間；(2)將單個相關(guān)器(一般稱為“指”)分配到這些到達時間；以及(3)將單個相關(guān)器的輸出組合起來以形成最終的符號估計，這一般產(chǎn)生了對每指符號估計的所有活動指的加權(quán)和。
給定時間偏置集合，存在最優(yōu)加權(quán)集合能最大化最終符號估計的信號對干擾和噪聲比SINR。在非平穩(wěn)無線電信道內(nèi)，最優(yōu)時間偏置以及加權(quán)隨時間變化；因此這兩組參數(shù)都在接收機內(nèi)動態(tài)計算。傳統(tǒng)的獲得給定時間偏置的加權(quán)向量的方法稱為最大比組合MRC，且有內(nèi)在的假設是不同指上的干擾(每個指輸出包括期望的信號加上干擾)對所有指都是互不相關(guān)的。
通常，通信系統(tǒng)傳輸包括導頻間隔、功率控制間隔以及數(shù)據(jù)間隔。在導頻間隔內(nèi)，基站將預建立的參考信號發(fā)射到移動站。移動站從接收到的參考信號即導頻信號組合信息，從發(fā)射的導頻信號提取關(guān)于信道的信息，諸如信道干擾以及信噪比SNR。移動站分析信道特征并對此響應接著在相繼的功率控制間隔內(nèi)將功率控制信號發(fā)射到基站。例如，如果基站當前在給定的信道特征下以過多功率發(fā)射，則移動站將控制信號發(fā)射到基站，請求減少發(fā)射功率電平。值得注意的是在分組數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)(通常稱為高數(shù)據(jù)率，HDR系統(tǒng))的一實施例中，系統(tǒng)具有時間門控的導頻，導頻信息是與話務信號互斥地分開提供的。
數(shù)字通信系統(tǒng)通常使用對數(shù)似然比LLRs以準確對接收到的信號解碼。SNR測量或估計一般用于準確地計算接收到信號的LLR。準確的SNR估計需要信道的噪聲特性的準確信息，這可以通過使用導頻信號進行估計。
基站或移動站廣播信號的速率或功率取決于信道的噪聲特性。為得到最大容量，基站和移動站內(nèi)的收發(fā)機根據(jù)信道引入的噪聲的估計而控制發(fā)射信號的功率。如果發(fā)射信號的不同多徑分量的噪聲估計即干擾頻譜密度不準確，則收發(fā)機可能以過多或過少的功率廣播。過多功率的廣播可能導致網(wǎng)絡資源利用不足，導致網(wǎng)絡容量減少以及可能的移動站電池壽命減少。過少功率廣播可能導致吞吐量減少、丟失呼叫、降低的服務質(zhì)量以及顧客的不滿。
“示例”一詞在此僅指“作為例子、示例或說明”。在此作為“示例”描述的實施例不一定被理解為最優(yōu)或優(yōu)于其它實施例。
“TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”此后稱為“IS-95標準”以及“TIA/EIA/IS-2000 Spread Spectrum Systems”，此后稱為“cdma2000標準”詳述了擴頻CDMA系統(tǒng)。另外，CDMA系統(tǒng)的操作在美國專利號4901307內(nèi)得到描述，題為“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESSCOMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS”，轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人，在此引入作為參考。
一種適用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)，稱為HDR訂戶系統(tǒng)在“TIA/EIA/IS-856cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification”內(nèi)得到詳細描述，此后稱為“HDR標準”詳細描述了HDR系統(tǒng)。在HDR系統(tǒng)環(huán)境中，可能是移動或靜止的接入終端AT與一個或多個HDR基站通信，在此稱為調(diào)制解調(diào)器池接收機MPTs。接入終端通過一個或多個調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機發(fā)射并接收數(shù)據(jù)分組到HDR基站控制器，在此稱為調(diào)制解調(diào)器池控制器MPC。
調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機以及調(diào)制解調(diào)器池控制器是接入網(wǎng)絡AN的一個網(wǎng)絡的一部分。接入網(wǎng)絡在多個接入終端間傳輸分組。接入網(wǎng)絡可能進一步連到接入網(wǎng)絡外的附加網(wǎng)絡，諸如公司內(nèi)部網(wǎng)或因特網(wǎng)，且可能在每個接入終端和該種外部網(wǎng)絡間傳輸數(shù)據(jù)分組。
活動接入終端指那些與一個或多個調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機已建立了活動話務信道連接的接入終端，且稱為處于話務狀態(tài)。正在建立與一個或多個調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機活動話務信道連接的接入終端被稱為處于連接建立狀態(tài)。接入終端可能是任何通過無線信道或有線信道，例如使用光纖或同軸電纜通信的數(shù)據(jù)設備。接入終端還可能是以下多種類型設備的任意一種但不限于此PC卡、小型閃存、外置或內(nèi)置調(diào)制解調(diào)器或無線或有限電話。接入終端將信號發(fā)送到調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機的通信鏈路稱為反向鏈路。調(diào)制解調(diào)器池收發(fā)機發(fā)送信號到接入終端的通信鏈路稱為前向鏈路。
在擴頻系統(tǒng)中，諸如CDMA無線通信系統(tǒng)，特別是諸如HDR系統(tǒng)，期望能實現(xiàn)rake接收機以獲得時間分集用于處理接收到的信號和信號傳輸生成的回波或多徑。CDMA無線系統(tǒng)內(nèi)的空中接口信道由于多徑信號傳播原因而成為彌散信道，多徑信號傳播每個都不相同，它們之間的差別大于一個擴展碼片持續(xù)時間，這就允許使用rake接收機進行獨立解調(diào)。
另外，一般建筑區(qū)域內(nèi)的大樓和其它障礙物散射了信號。另外，由于幾個到達波間的交互使用，天線處的合成信號受到快速以及深度的衰落。平均信號強度可能比自由空間路徑損失低40到50dB。衰落在城市環(huán)境密集建筑區(qū)域最嚴重。在這些區(qū)域內(nèi)，信號包絡在短距離上符合Rayleigh分布，在長距離上符合對數(shù)正態(tài)分布。
Rake接收機的使用在美國專利號5109390內(nèi)有詳述，題為“DiversityReceiver in a CDMA Cellular Telephone System”，轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人，在此引入作為參考。Rake接收機處理單個多徑信號并將其組合以形成復合信號。Rake接收機可能同時利用了無線系統(tǒng)的空間和時間分集。時間分集是由空中接口使信號隨時間改變而產(chǎn)生，因此產(chǎn)生了多徑。Rake接收機利用該種時間分集根據(jù)到達時間處理信號并有效地重組從每個時變多徑傳播來的能量。
除了rake接收機的實現(xiàn)外，無線系統(tǒng)經(jīng)常使用改善接收信號的SNR的分集技術(shù)。分集接收指組合多個信號以改善通信的SNR。時間分集用于改善IS-95 CDMA系統(tǒng)的性能。分集接收技術(shù)用于減少衰落影響并改善通信的穩(wěn)定性而不增加發(fā)射機功率或信道的帶寬。
分集接收的基本思想是，如果接收到了兩個或多個獨立信號采樣，則這些采樣會以不相關(guān)的方式衰落。這意味著所有采樣同時低于某給定電平的概率比起任何單個采樣低于該電平的概率要低得多。M個采樣同時低于該電平的概率為pM，其中p是單個采樣低于該電平的概率。因此，很清楚包括多個采樣組合的信號的衰減特性要比任何單個采樣好的多。
原則上，分集接收技術(shù)能在基站或移動站上應用，雖然每種類型的應用都有問題要解決。分集組合器的費用很高，特別是如果需要多個接收機。而且移動站的功率輸出受到其電池壽命的限制。然而基站能增加其功率輸出或天線高度以改善對移動站的覆蓋。由于移動站和基站間的路徑認為是互易的，移動站內(nèi)的分集系統(tǒng)的實現(xiàn)類似于基站內(nèi)的實現(xiàn)。
期望在接收機處使用多個接收天線以獲得空間分集并解決在每個天線處的接收到的信號能量內(nèi)的多徑衰落。使用合適的組合器加權(quán)的選擇，多個接收天線能在空間域抑制干擾。特別地，需要為使用帶有全功率發(fā)射的門控導頻信號的CDMA波形的無線通信系統(tǒng)計算空間-時間組合器系數(shù)(即對每個接收機天線的每個rake指)。在圖14內(nèi)說明了HDR系統(tǒng)內(nèi)使用的門控導頻信號，其中導頻被周期性地發(fā)射。如說明的，導頻在t1到t2，t3到t4的間隔內(nèi)發(fā)射。在說明的實施例中，導頻是由PN序列擴展的邏輯序列。另一實施例可能使用各種導頻信號，其中導頻方案先驗地在發(fā)射機和接收機處已知。當導頻不活動時，發(fā)射數(shù)據(jù)或話務。數(shù)據(jù)信道可能包括各種由給定系統(tǒng)實現(xiàn)特定的其它的信號。全傳輸功率信號對數(shù)據(jù)和導頻均可用，如圖14說明。
在一實施例中，系統(tǒng)使用最化均方誤差MMSE組合器加權(quán)的非遞歸方法。組合器加權(quán)的非遞歸計算是基于在幀的導頻部分期間計算相關(guān)統(tǒng)計量以形成噪聲相關(guān)矩陣估計。相關(guān)然后在多個導頻突發(fā)上經(jīng)平均或濾波以對通過平均的噪聲抑制以及跟蹤信道變化的能力進行折衷。在一實施例中，對每一次導頻突發(fā)通過對噪聲相關(guān)矩陣求逆并將結(jié)果與期望信號向量的估計相乘而計算一次組合器加權(quán)。
在示范實施例中，通過濾波和平滑從接收信號中提取數(shù)據(jù)信息。濾波器是物理硬件或軟件形式的一件設備，應用于一帶噪聲的數(shù)據(jù)集合以提取有關(guān)預定價值量的信息。噪聲可能來自多個源。例如，數(shù)據(jù)可能通過噪聲檢測器導出或可能代表由于通過通信信道的傳輸而被惡化的有用信號分量。
濾波器用于實現(xiàn)三個基本信息處理任務濾波、平滑以及預測。濾波是在時間t處使用直到并包括時間t的測量的數(shù)據(jù)提取價值量的信息。平滑不同于濾波，在于在時間t處有關(guān)價值量的信息不必可供使用，且在時間t以后測量的數(shù)據(jù)可用于獲得該信息。這意味著在平滑情況下，在產(chǎn)生有價值的結(jié)果時有延時。在平滑處理中，數(shù)據(jù)在時間t以后的時間可用。換而言之，可用的不僅是直到時間t的數(shù)據(jù)還有在時間t以后獲得的數(shù)據(jù)。平滑可能在某些意義上比濾波更準確。最終，預測是信息處理的預告方面。這里的目的是通過使用直到并包括時間t的測量的數(shù)據(jù)導出關(guān)于價值量在將來的(t+τ)(τ＞0)時刻會是怎樣的信息。
濾波器一般被歸為線性和非線性。如果在設備的輸出處的經(jīng)濾波、經(jīng)平滑或經(jīng)預測的量是施加給濾波器輸入端的觀察量的線性函數(shù)則濾波器被稱為線性。否則則為非線性。
在統(tǒng)計方式解決線性濾波問題的方法中，假設有用信號和不期望的加性噪聲的一些統(tǒng)計參數(shù)(即平均值和相關(guān)函數(shù))可供使用。線性濾波器設計成接收噪聲數(shù)據(jù)作為輸入，并根據(jù)一些統(tǒng)計準則最小化在濾波器輸出端的噪聲的影響。該濾波優(yōu)化問題的一種有用方法是最小化誤差信號的均方值，即MMSE，誤差信號定義為某個期望響應和實際濾波器輸出之差。對平穩(wěn)輸入，產(chǎn)生的解被認為在均方意義上是最佳的。誤差信號的均方值對線性濾波器的可調(diào)整參數(shù)的圖表被稱為誤差-性能表面。該表面的最小點代表了解。
對于這些情況，信號和/或噪聲的非平穩(wěn)性對問題是固有的情況下，最佳濾波器必須要采取時變形式。線性濾波器理論可能對連續(xù)時間，然而，在實際情況中，最好采用離散時間表示。在該表示的方法中，輸入和輸出信號以及濾波器的特征都在時間的離散時刻被定義。連續(xù)時間信號可能用通過在均勻時間間隔的時刻觀察信號而導出的采樣序列束表示。如果滿足采樣定理，則在該變換過程中沒有信息損失，根據(jù)采樣定理采樣速率要大于連續(xù)時間信號的最高頻率分量的兩倍。因此，連續(xù)時間信號u(t)可以用序列u(n)，n＝2，...表出，其中為了描述方便，采樣周期標準化為1。
濾波器的設計一般使用關(guān)于要處理的數(shù)據(jù)的統(tǒng)計量的先驗信息。濾波器只有在輸入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計特性與濾波器設計所基于的先驗信息匹配時才是最佳的。當不完全已知該信息時，很難設計濾波器，或設計可能不再是最佳的。該情況下最直接的方法是“估計并代入”過程。這是兩階段過程，，濾波器首先“估計”相關(guān)信號的統(tǒng)計參數(shù)，然后將獲得的結(jié)果代入非遞歸方程以計算濾波器參數(shù)。對實時操作而言，該過程要求矩陣求逆。有效的方法是使用自適應濾波器。自適應設備意謂著是自行設計的，該自適應濾波器的操作是依靠遞歸算法的，這使得濾波器能在沒有相關(guān)信號特性完整知識的環(huán)境中有令人滿意的性能。
自適應算法開始于一些代表關(guān)于環(huán)境的初始條件的一組預定的設置。然而，在平穩(wěn)環(huán)境中，在迭代算法的連續(xù)后，在某種統(tǒng)計意義上它收斂于最佳解。在非平衡環(huán)境中，算法提供跟蹤能力，即在變化足夠慢的情況下，它能跟蹤輸入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計量內(nèi)的時間變化。
作為遞歸算法的應用的直接結(jié)果，自適應濾波器的參數(shù)每次迭代都經(jīng)更新，參數(shù)變得具有數(shù)據(jù)依賴性。因此，這意味著自適應濾波器實際上是非線性設備，即它不服從疊加原理。雖然有該特性，但自適應濾波器一般被歸類為線性或非線性。如果對價值量的估計自適應地經(jīng)計算(例，在濾波器的輸出端)為施加到濾波器輸入的一組可用的觀察量的線性組合，則自適應濾波器稱為線性。否則則是非線性。
對于線性自適應濾波器的工作已經(jīng)發(fā)展了各種遞歸算法。某特定應用的算法選擇是基于系統(tǒng)的幾個參數(shù)的任何一個。第一參數(shù)是收斂率，定義為響應于平穩(wěn)輸入，算法在均方意義上為了收斂到“足夠接近”最佳解需要的迭代次數(shù)。快的收斂率使得算法能迅速適應未知統(tǒng)計量的平衡環(huán)境。第二個參數(shù)稱為誤調(diào)。對涉及的算法，該參數(shù)提供了在所有自適應濾波器總集上平均后的均方誤差的最終值與濾波器產(chǎn)生的最小均方誤差的偏差的定量測度。第三個參數(shù)為跟蹤。當在非平穩(wěn)環(huán)境中進行自適應濾波算法操作時，要求算法跟蹤環(huán)境內(nèi)的統(tǒng)計變化。然而，算法的跟蹤特性受到兩個有矛盾的因子的影響收斂率以及算法噪聲引起的穩(wěn)態(tài)波動。
另一參數(shù)是自適應濾波器對小干擾的穩(wěn)健性。自適應濾波器的穩(wěn)健是指小干擾(即能量較少的干擾)只會引起小的估計誤差。干擾可能源自多種因素，濾波器內(nèi)部或外部的。
另外，計算要求包括完成算法一次完全迭代的操作次數(shù)(即乘法、除法以及加法/減法)、需要存儲數(shù)據(jù)和程序的存儲位置大小以及計算機內(nèi)對算法編程的開銷。
另一個參數(shù)是算法內(nèi)信息流結(jié)構(gòu)。結(jié)構(gòu)確定了算法在硬件內(nèi)的實現(xiàn)。例如，帶有高度模塊化、并行行或進發(fā)性的結(jié)構(gòu)很適合用超大規(guī)模集成電路VLSI實現(xiàn)。
還有一參數(shù)考慮算法的數(shù)值特性。當算法數(shù)值實現(xiàn)時，由于量化誤差產(chǎn)生不準確性。這些誤差源自輸入數(shù)據(jù)的模擬到數(shù)值轉(zhuǎn)換以及內(nèi)部計算的數(shù)值表示。數(shù)值表示會引起嚴重的設計問題。有兩個重要的因素要考慮數(shù)值穩(wěn)定性以及數(shù)值準確性。數(shù)值穩(wěn)定性是自適應濾波算法的固有特性。數(shù)值準確性是由數(shù)據(jù)采樣的數(shù)值表示使用的比特數(shù)以及濾波器系數(shù)確定的。如果對于數(shù)字實現(xiàn)中使用的字長變化不敏感，則自適應濾波算法被稱為數(shù)值穩(wěn)健。
自適應濾波包括兩個基本過程對輸入數(shù)據(jù)采樣序列濾波以產(chǎn)生輸出響應，以及在濾波過程中使用的可調(diào)整參數(shù)集合的自適應控制。
如以上討論說明的，可能使用各種方法以增加接收到的信號的SNR，包括分集技術(shù)以及rake接收機的使用。在設計特定系統(tǒng)時，經(jīng)常要在準確性與費用和/或復雜度間折衷。以下描述各種確定rake接收機內(nèi)應用的組合器加權(quán)的方法。每個方法提供在各種情況下準確性和/或復雜度間的平衡。首先，描述MRC方法，其中關(guān)于接收到的信號噪聲能量的假設是為了簡化確定組合器加權(quán)時的計算復雜度。第二，描述MMSE方法，其中進行其它的假設以進一步簡化確定組合器加權(quán)的計算復雜度。第三，描述自適應算法，它有效地避免了矩陣求逆計算而不使用其它方法的假設。
I.最大比組合 在一實施例中，在無線通信中，其中接收機使用rake接收機，應用自適應濾波以計算rake接收機的組合器加權(quán)。理想地，組合器加權(quán)的計算考慮系統(tǒng)內(nèi)存在的所有能量，包括多徑、從其它用戶來的干擾以及噪聲能量。該種計算的復雜度鼓勵了簡化假設的應用。例如，一種計算組合器加權(quán)的方法應用最大比組合MRC方案，其中各個加權(quán)只是對某一特定的路徑和天線組合計算。這樣對有A個天線和L條路徑的系統(tǒng)，描述系統(tǒng)的(AlxAL)矩陣減少為AL(1x1)矩陣，其中每個路徑被認為具有獨立的噪聲。為每個天線的每個路徑計算MRC生成的加權(quán)。
圖1是帶有準確載波信號干擾比C/I以及干擾能量Nt、計算電路12的電信收發(fā)機系統(tǒng)。系統(tǒng)10適用于CDMA移動站。在該特定實施例中，有收發(fā)機系統(tǒng)10接收的信號在基站(未示出)和系統(tǒng)10間的前向通信鏈路上被接收。由收發(fā)機系統(tǒng)10發(fā)射的信號在收發(fā)機系統(tǒng)10和相關(guān)的基站間的反向通信鏈路上發(fā)射。
為清楚起見，收發(fā)機系統(tǒng)10的許多細節(jié)被省略了，諸如時鐘電路、麥克風、揚聲器等。本領(lǐng)域的技術(shù)人員能簡單地實現(xiàn)附加電路而不需要過多的試驗。
收發(fā)機系統(tǒng)10是雙變換電信收發(fā)機并包括連到天線轉(zhuǎn)換器16的天線14。轉(zhuǎn)換器16連到接收路徑，它從左到右包括接收放大器18、射頻RF到中頻IF混合器20、接收帶通濾波器22、接收自動增益控制電路AGC24以及IF到基帶電路26。IF到基帶電路26在C/I以及Nt估計電路12處連到基帶計算機28。
轉(zhuǎn)換器16還連到發(fā)射路徑66，它包括發(fā)射放大器30、IF到RF混合器32、發(fā)射帶通濾波器34、發(fā)射AGC 36以及基帶到IF電路38。發(fā)射基帶到IF電路38在編碼器40處連到基帶計算機28。
基帶計算機28內(nèi)的C/I以及Nt估計電路12連到路徑加權(quán)和組合電路42，速率/功率請求發(fā)生電路44以及對數(shù)似然比(LLR)電路46。LLR電路46還連到路徑加權(quán)和組合電路42以及解碼器48。解碼器48連到還連到控制器50，控制電路還連到速率/功率請求發(fā)生電路44以及編碼器40。
天線14接收并發(fā)射RF信號。連到天線14的轉(zhuǎn)換器16，簡化了接收RF信號52和發(fā)射RF信號54之間的分離。
天線14接收的RF信號53被導入接收路徑64，其中它們經(jīng)接收放大器18放大，通過RF到IF混合器20混合到中頻，由接收帶通濾波器22濾波、由接收AGC 24經(jīng)增益調(diào)節(jié)，然后通過IF到基帶電路26轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號56。數(shù)字基帶信號56然后輸入到數(shù)字基帶計算機28。
在本發(fā)明實施例中，接收機系統(tǒng)10適用于與正交相位移鍵QPSK調(diào)制與解調(diào)技術(shù)一起使用，且數(shù)字基帶信號56為正交幅度調(diào)制QAM信號，它包括同相(I)以及正交(Q)信號分量。I和Q基帶信號56同時代表從諸如基站內(nèi)使用的收發(fā)機的CDMA電信收發(fā)機來的導頻信號和數(shù)據(jù)信號。HDR類型系統(tǒng)經(jīng)常使用8-PSK或16-QAM調(diào)制方案。
在發(fā)射路徑66上，數(shù)字基帶計算機輸出信號58通過基帶到IF電路38轉(zhuǎn)換為模擬信號，混合成IF信號，由發(fā)射帶通濾波器34濾波，由IF到RF混合器32混合成RF，由發(fā)射放大器30放大然后通過轉(zhuǎn)換器16和天線14發(fā)射。
接收和發(fā)射路徑64和66相應地連到數(shù)字基帶計算機28上。數(shù)字基帶計算機28處理接收到的基帶數(shù)字信號56并輸出數(shù)字基帶計算機輸出信號58。基帶計算機28可以包括該種功能如信號到話音轉(zhuǎn)換和/或相反。
基帶到IF電路38包括多個組件(未示出)諸如數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換器(DACs)、混合器、加法器、濾波器、移相器以及本地振蕩器。基帶計算機輸出信號58包括同相(I)和相位相差90度的正交(Q)信號分量。輸出信號58被輸入到模擬基帶到IF電路38的DACs，其中它們被轉(zhuǎn)換為模擬信號，然后由低通濾波器為準備混合而經(jīng)濾波。輸出信號58的相位通過包括在基帶到IF電路38內(nèi)的90度移相器(未示出)、基帶到IF混合器(未示出)以及加法器(未示出)分別被調(diào)整、混合以及求和。
加法器將IF信號輸出到發(fā)射AGC電路36，其中混合的IF信號的增益經(jīng)調(diào)整以作準備，通過發(fā)射帶通濾波器34而被濾波，通過IF到發(fā)射混合器32混合到RF，通過發(fā)射放大器20放大，最終通過轉(zhuǎn)換器16和天線14無線電發(fā)射。
類似地，接收路徑64上的IF到基帶電路26包括電路(未示出)諸如模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器、ADCs、振蕩器以及混合器。從接收AGC電路24輸出接收到的經(jīng)增益調(diào)整的信號被發(fā)送到IF到基帶電路26，其中它們通過混合電路被混合到基帶，然后通過ADCs轉(zhuǎn)換到數(shù)字信號。
基帶到IF電路38和IF到基帶電路36使用通過第一振蕩器60提供的振蕩信號以方便混合功能。接收RF到IF混合器20以及發(fā)射IF到RF混合器32使用從第二振蕩器62輸入的振蕩信號。第一和第二振蕩器60和62相應地可能實現(xiàn)為從主參考振蕩信號導出輸出信號的鎖相環(huán)。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解可以使用其它類型的接收和發(fā)射路徑64和66而不偏離本發(fā)明的范圍。多個元件諸如放大器18以及30、混合器20以及32、濾波器22以及34、AGC電路24以及36以及頻率轉(zhuǎn)換電路26和38都是標準組件且可以很容易地被本領(lǐng)域的且閱讀過本發(fā)明的技術(shù)人員理解所構(gòu)造。
在基帶計算機28內(nèi)，接收到的I和Q信號56輸入到C/I及Nt估計電路12。C/I及Nt估計電路12根據(jù)導頻信號準確地確定I和Q信號56的干擾能量并據(jù)此確定載波信號對干擾比。C/I類似于SNR，且是接收到的I和Q信號56的能量減去干擾和噪聲分量后與接收到的I和Q信號56的干擾能量之比。常規(guī)的C/I估計電路不能準確地估計多徑干擾能量。
C/I及Nt估計電路12輸出C/I信號到速率/功率請求發(fā)生電路44以及LLR電路46。C/I以及Nt估計電路12將干擾能量的倒數(shù)(1/Nt)、解擴展和解覆蓋數(shù)據(jù)信道信號以及解擴展和解覆蓋導頻信道信號輸出到路徑加權(quán)和組合電路42。經(jīng)解擴展和解覆蓋的數(shù)據(jù)信道信號還提供給解碼器48，那兒它經(jīng)解碼并發(fā)送到控制器50。在控制器50處，經(jīng)解碼的信號被處理以輸出話音或數(shù)據(jù)，或生成反向鏈路信號以傳輸?shù)较嚓P(guān)的基站(未示出)。
路徑加權(quán)以及組合電路42對應給定假設下的數(shù)據(jù)信道信號為接收到的數(shù)據(jù)信號的多徑分量計算最優(yōu)比路徑組合加權(quán)，對合適路徑進行加權(quán)，組合多個路徑，并提供作為度量的求和并加權(quán)的路徑到LLR電路46。
LLR電路46使用從路徑加權(quán)和組合電路42來的度量以及C/I及Nt估計電路12提供的C/I估計以生成最優(yōu)LLR以及軟解碼器判決值。最優(yōu)LLR以及軟解碼器判決值提供給解碼器48以方便接收到的數(shù)據(jù)信道信號的解碼。控制器50然后處理經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)信道信號以通過揚聲器或其它設備(未示出)輸出話音或數(shù)據(jù)?？刂破?0還控制發(fā)送從輸入設備(未示出)來的語音信號和數(shù)據(jù)信號到編碼器40以準備傳輸。
速率/功率請求發(fā)生電路44根據(jù)從C/I以及Nt估計電路12輸入的C/I信號生成速率控制或功率分數(shù)請求消息。速率/功率請求發(fā)生電路44將C/I與一預定閥值集合比較。速率/功率請求發(fā)生電路44根據(jù)C/I信號對多個閥值的相對幅度而生成速率請求或功率控制消息。速率/功率請求發(fā)生電路44的準確細節(jié)是隨應用而不同的，且可以由本領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員根據(jù)給定應用確定而實現(xiàn)的。
產(chǎn)生的速率控制或功率分數(shù)請求消息然后發(fā)送到控制器50?？刂破?0然后準備分數(shù)功率請求消息以通過編碼器40編碼最終在數(shù)據(jù)速率請求信道(DRC)上通過發(fā)射路徑66、轉(zhuǎn)換器16和天線14傳輸?shù)较嚓P(guān)基站(未示出)。當基站接收速率控制或分數(shù)功率請求消息時，基站相應調(diào)整發(fā)射信號的速率和/或功率。
C/I及Nt估計電路12來的準確C/I以及Nt估計改善速率/功率請求發(fā)生電路44的性能并改善了解碼器48的性能，因此改善了收發(fā)機系統(tǒng)10和相關(guān)的電信系統(tǒng)的吞吐量和效率。
圖2是圖1的適用于前向鏈路傳輸?shù)臏蚀_C/I及Nt估計電路12、LLR電路46以及路徑組合電路42的更詳細圖。
C/I及Nt估計電路12從左到右從上到下包括PN解擴展器70、M元Walsh解覆蓋電路72、總接收信號能量、Io計算電路74、第一常量電路84、導頻濾波器76、減法器80、第一乘法器82、導頻能量計算電路86，查找表LUT88，第二乘法器90以及C/I累加電路92。在C/I以及Nt估計電路12內(nèi)，PN解擴展器70接收從圖1的IF到基帶電路26來的I和Q信號56。PN解擴展器70將輸入并行提供給M元Walsh解覆蓋電路以及Io計算電路74。M元Walsh解碼器電路72提供輸入到路徑加權(quán)和組合電路42內(nèi)的導頻濾波器76以及常量除法電路78。
能量計算電路74的輸出連到減法電路80的正極端子。減法電路80的負極端子連到第一乘法器82的輸出端。第一乘法器82的第一輸入連到第一常量電路84的輸出。第一乘法器82的第二輸入連到導頻能量計算電路86的輸出。導頻濾波器76提供輸入到導頻能量計算電路86。
減法器80的輸出連到LUT 88。LUT 88的輸出并行地連到路徑加權(quán)和組合電路42內(nèi)的第二乘法器90的第一輸入和第三乘法器94的第一輸入。第二乘法器90的第二輸入連到第一乘法器82的輸出。第二乘法器90的輸出連到C/I累加電路92，后者的輸出提供給LLR電路46作為輸入。
路徑加權(quán)和組合電路42包括第二常量發(fā)生電路98、第四乘法器96、第三乘法器94、常量除法電路78、復數(shù)共軛電路100、第五乘法器102以及路徑累加電路104。在路徑加權(quán)和組合電路42內(nèi)，第四乘法器96的第一端連到導頻濾波器76的輸出，它還連到C/I及Nt估計電路12內(nèi)的導頻能量計算電路86的輸入。第四乘法器96的第二端連到第二常量發(fā)生電路98。第四乘法器96的第二輸出連到第三乘法器94的第二輸入。第三乘法器94的輸出提供輸入到復數(shù)共軛電路100。復數(shù)共軛電路100的輸出連到第五乘法器102的第一輸入。常量除法電路78的輸出連到第五乘法器102的第二輸入。第五乘法器102的輸出連到路徑累加電路104的輸入。路徑累加電路104的輸出連到LLR電路46的輸入(見圖1的48)。
操作中，PN解擴展器70接收I和Q信號并對L個指即路徑(l)解擴展。PN解擴展器70使用在信道傳輸前用于擴展I和Q信號的偽噪聲序列的逆對I和Q信號解擴展。PN解擴展器70的構(gòu)造和操作為領(lǐng)域內(nèi)已知。
解擴展后的信號從PN解擴展器70輸出并輸入到M元Walsh解覆蓋器72以及Io計算電路74。Io計算電路74計算每碼片總接收到的能量Io，它包括期望信號分量和干擾以及噪聲分量。Io計算電路根據(jù)以下公式提供Io的估計
其中N是每導頻突發(fā)的碼片數(shù)，在本發(fā)明實施例中為64，且表示從PN解擴展器70來的接收到的解擴展信號輸出。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解Io可能在PN解擴展器70解擴展前被計算而不偏離本發(fā)明的范圍。例如，Io計算電路74可能接收從I和Q信號56來的直接輸入而不是PN解擴展器70提供的輸入，這樣在Io計算電路74的輸出端提供等價的Io估計。
M元Walsh解覆蓋電路72根據(jù)領(lǐng)域內(nèi)已知的技術(shù)對稱為數(shù)據(jù)信道的正交數(shù)據(jù)信號以及稱為導頻信道的導頻數(shù)據(jù)解覆蓋。在該特定實施例中，正交數(shù)據(jù)信號對應由以下公式表示的一個數(shù)據(jù)信道 其中M是每Walsh符號的碼片數(shù)，

是第l個多徑分量的調(diào)制符號能量，

是數(shù)據(jù)信道s的相位，且Xt是數(shù)據(jù)信道s的信息剝離分量。公式(2)表示的經(jīng)解覆蓋數(shù)據(jù)信道提供給解碼器(見圖1的48)以及路徑加權(quán)和組合電路42的常量除法電路78。
雖然示例實施例說明為適用于包括各種Walsh碼的信號，本發(fā)明可由本領(lǐng)域的技術(shù)人員簡單地與其它類型的碼一起使用。
導頻信道輸入到導頻濾波器76。導頻濾波器76是作為低通濾波器的平均濾波器，它從導頻信道中去除較高頻率噪聲和干擾分量。導頻濾波器76的輸出(p)由以下式表示 其中M是每Walsh符號的碼片數(shù)，

是第l個多徑分量的導頻碼片能量，θl是經(jīng)濾波的導頻信道p的相位。
經(jīng)濾波的導頻信道p的能量的估計是通過導頻能量計算電路86計算的，它是由式(3)表示的濾波后導頻信道p的復數(shù)幅度的平方。濾波后導頻信道p的復數(shù)幅度的平方與以下式表示的預定比例因子c相乘 其中，Ior是期望信號的接收到的能量，即等于Io減去噪聲和干擾分量。Ep是導頻碼片能量。比例因子c在許多無線通信系統(tǒng)內(nèi)是已知的前向鏈路常量。
比例因子c通過第一乘法器82乘以濾波后導頻信號p的能量產(chǎn)生與接收到的信號56的第l個多徑分量相關(guān)的接收到的期望信號能量的估計

(Io減去噪聲和干擾分量)。
通過減法器80從Io中減去準確估計

以產(chǎn)生與第l個多徑分量相關(guān)的干擾能量(Nt，l)的準確測量。Nt，l隨后提供給LUT 88，它將Nt，l的倒數(shù)輸出到路徑加權(quán)和組合電路42內(nèi)的第三乘法器94和第二乘法器90的第一輸入。第二乘法器90的第二輸入連到第一乘法器82的輸出，后者在第二乘法器90的第二輸入端提供

第二乘法器90根據(jù)以下公式輸出與第l個多徑分量相關(guān)的載波信號對干擾比或(C/I)l的準確估計 然后通過C/I累加電路92在接收到信號內(nèi)的L條路徑上累加準確C/I值。累加的C/I值然后提供給LLR電路46以及速率/功率請求發(fā)生電路(見圖1的44)。
在路徑加權(quán)和組合電路42內(nèi)，第四乘法器96將濾波后的導頻信號p乘以第二常量發(fā)生電路98提供的常量k。常量k根據(jù)以下公式計算 其中Es是調(diào)制符號能量，Ep是導頻符號能量，M是上述的每碼片Walsh碼數(shù)目。Es與Ep之比是反向鏈路和前向鏈路傳輸?shù)囊阎Ａ俊?br> 第四乘法器96的輸出提供按以下公式描述的信道系數(shù)

的估計 其中

是第l個多徑分量的調(diào)制符號能量的估計，

是導頻信號的相位估計。信道

是導頻濾波器76的輸出的復數(shù)幅度的經(jīng)比例調(diào)節(jié)后的估計。
信道估計然后由第三乘法器49與第l個多徑分量相關(guān)的干擾能量Nt，l的倒數(shù)相乘。干擾能量Nt，l包括干擾和噪聲分量。復數(shù)共軛電路100然后計算第三乘法器94的輸出的共軛，它表示最大比路徑組合加權(quán)。最大比路徑組合加權(quán)然后通過第五乘法器102乘以從除法電路78輸出的對應的數(shù)據(jù)符號。數(shù)據(jù)符號(d)由以下公式表示 其中變量已在公式(2)和(7)中給出。
第五乘法器102的輸出表示經(jīng)最優(yōu)加權(quán)的數(shù)據(jù)信號，它在包括通過路徑組合器104的信號的L條路徑上累加。產(chǎn)生的最優(yōu)組合的數(shù)據(jù)信號提供給LLR電路46，它方便了輸入到解碼器(見圖1的48)的最優(yōu)軟判決的計算。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解由第一常量發(fā)生電路84和第二常量發(fā)生電路98分別提供的常量c和k，可以是除公式(3)和(6)之外的其它的常量或變量而不偏離本發(fā)明的范圍。
圖3是為反向鏈路傳輸優(yōu)化的且包括圖2的路徑加權(quán)和組合電路42以及LLR電路46的準確干擾能量計算電路110。
干擾能量計算電路110的操作類似于圖2的C/I以及Nt估計電路12的操作，除了Nt的計算以外。干擾能量計算電路110包括PN解擴展器70、M元Walsh解覆蓋電路72以及導頻濾波器76。M元Walsh解覆蓋電路72解覆蓋，即從PN解擴展器70輸出的經(jīng)解擴展的I和Q信號采樣中提取導頻信道和數(shù)據(jù)信道。
在干擾能量計算單元110，導頻信道被提供給導頻減法器電路112的正輸出端以及導頻濾波器76。導頻濾波器76抑制導頻信道內(nèi)的噪聲和干擾分量并提供濾波后的導頻信號給導頻減法電路112的負輸入端。導頻減法電路112從導頻信道中減去濾波后的導頻信道并輸出代表在發(fā)射基站(未示出)和收發(fā)機系統(tǒng)(見圖1的10)間的信道引入的每符號干擾和噪聲的信號，收發(fā)機系統(tǒng)中使用了干擾能量計算電路110。每個符號的干擾和噪聲信號的能量Nt，l是通過干擾能量計算電路114根據(jù)以下公式而被計算的 其中M是每Walsh符號的碼片數(shù)，N是導頻突發(fā)內(nèi)的碼片數(shù)(64碼片)，而·是導頻減法器電路112的輸出。
當圖2的第一常量發(fā)生電路84提供的常量值未知時使用干擾能量計算電路110。這是許多反向鏈路應用的情況。
圖4分別示出圖2的準確干擾能量估計電路和最大比路徑組合電路的另一種實施例120和122，且適用于前向鏈路。另外的C/I以及Nt估計電路120包括導頻指濾波器124，并行連到導頻能量計算電路86以及導頻信號乘法器126的輸入。導頻能量計算電路86并行連到LUT 88以及導頻能量信號乘法器128的輸入。
LUT 88的輸出并行連到導頻能量信號乘法器128的另一輸入以及導頻信號乘法器126的另一輸入。導頻能量信號乘法器128的輸出被輸入到C/I路徑累加電路130。C/I路徑累加電路130的輸出被并行連到圖1的速率/功率發(fā)生電路44以及通用雙最大值電路132的輸入。
導頻信號乘法器126的輸出連到點積電路134的輸入。點積電路134的另一輸入連到圖3的M元Walsh解覆蓋電路72的輸出。點積電路134的輸出連到I和Q信號多路分解器(DEMUX)136的輸入。I和Q DEMUX 136提供I和Q信號DEMUX 136的正交輸出(YQ)以及同相輸出(YI)，它們被連到通用雙最大值電路138的輸入。通用雙最大值電路132的同相度量(ml)以及正交度量(mQ)連到LLR電路(見圖1、2和3的46)。I和Q DEMUX 136提供I和Q DEMUX 136信號的正交輸出(YQ)以及同相輸出(YI)，被連到通用雙最大值電路138的輸入。
在操作中，導頻指濾波器124接收從圖3的M元Walsh解覆蓋電路72輸出來的解擴展導頻信號并根據(jù)以下公式輸出濾波后信號(p) 其中Pl是與接收到的導頻信號的第l個多徑分量相關(guān)的導頻信號，且Io是以下公式定義的每碼片接收到的總能量 I0＝Ior，l+Nt，l， (11) 其中，如前所述，Nt，l代表與接收到的信號的第l個多徑分量相關(guān)的干擾和噪聲分量，且Ior代表與第l個多徑分量相關(guān)的接收到信號的期望分量的能量。
濾波后信號p輸入到導頻能量計算電路86，其中信號p的幅度經(jīng)平方并輸出到LUT 88。LUT 88經(jīng)調(diào)整以從1中減去平方后的信號p2，然后對結(jié)果求倒數(shù)以生成以下公式 其中Pl和Io如公式(10)和(11)給出。如前提及的Nt，l代表與第l個多徑分量相關(guān)的接收到信號的干擾和噪聲分量相關(guān)的能量。|pl|2提供Ior的準確估計。
LUT 88的輸出結(jié)果通過導頻能量信號乘法器128乘以導頻能量計算電路86的輸出以產(chǎn)生由圖1的系統(tǒng)20接收的信號的第l個多徑分量的準確C/I值。C/I值通過C/I路徑累加路徑130而在包括接收信號的L個多徑上相加。C/I路徑累加電路130提供總C/I的準確估計給圖1的速率/功率請求發(fā)生電路44以及雙最大值計算電路132。
導頻信號乘法器126將導頻指濾波器124的輸出乘以LUT 88的輸出以產(chǎn)生以下的輸出(y) 其中變量如公式(12)給出的。
如公式(13)內(nèi)給出的導頻信號乘法器126的輸出提供給點積電路134。點積電路134還接收從圖2的M元Walsh解覆蓋電路72來的數(shù)據(jù)信號(d)作為輸入。在本實施例中，數(shù)據(jù)信號d由以下公式表示 其中，Xl是與圖1的系統(tǒng)20接收的信號的第l個多徑分量相關(guān)的正交幅度調(diào)制(QAM)信號，Io如在公式(11)內(nèi)給出的。
圖4的系統(tǒng)實現(xiàn)了如圖2的系統(tǒng)類似的算法，除了圖4的系統(tǒng)顯式示出自動增益控制電路(見圖1)的縮放因子。圖4的系統(tǒng)還示出用于將(Ior，l)/(Io)轉(zhuǎn)換為(Ior，l)/(Nt，l)以及(Nt，l)/(Ior，l)的倒數(shù)的LUT 88而不需要如圖2顯式計算Io。(Ior，l)/(Io)大致等于從圖4的導頻能量計算電路86輸出的(|Pl|2)/(Io)，且如果Ep/Ior＝1則等于Ep/Io，其中Ep是如上所述的導頻符號能量。
點積電路134對信號d和信號y實現(xiàn)點積，兩個信號分別在公式(14)和(13)內(nèi)定義，并根據(jù)以下公式提供輸出信號(Y) 其中L是多徑總數(shù)，l是計數(shù)器并表示L個多徑的第l條路徑，Yl代表接收到的數(shù)據(jù)信號的同相分量，且YQ代表接收到數(shù)據(jù)信號的虛正交分量。其它變量，即Xl，Pl，Nt，l在公式(13)和(14)內(nèi)給出。
DEMUX 136選擇性地將公式(15)定義的輸出Y的I(YI)以及Q(YQ)分量切換到分開的路徑上，提供給通用雙最大值電路132，后者由此輸出度量

和

給圖1的LLR電路46。
圖5是幀活動性控制FAC電路140的框圖，用于改善干擾能量(Nt)的估計并適用于圖2的準確C/I及Nt估計電路12。
參考圖2和圖5，F(xiàn)AC電路140能在LUT 88的輸入端處插入圖2的C/I及Nt估計電路12內(nèi)。FAC電路140從減法器電路80的輸出接收Nt，l以及從M元Walsh解覆蓋器72輸出的數(shù)據(jù)信道以及第一乘法器82的輸出，并輸出Nt，l的新估計即NtData，這是針對一事實進行的對干擾(包括噪聲)的修正估計，即一些基站在導頻間隔期間廣播，而在數(shù)據(jù)間隔期間不廣播的事實。在導頻間隔期間廣播的基站對與信道相關(guān)的并通過導頻信號測量的噪聲和干擾有貢獻。如果一些基站不在數(shù)據(jù)間隔期間廣播但在導頻間隔期間廣播，則根據(jù)導頻間隔的信道噪聲和干擾的估計會過大，即Nt，data＜Nt，pilot以及(C/I)data＜(C/I)pilot。
基站的波形廣播包括FAC比特。如圖1的系統(tǒng)10，F(xiàn)AC比特向移動站指明是否相關(guān)的導頻信號的話務信道會在下一半時隙以后的半幀期間內(nèi)發(fā)射。例如如果FAC比特設定為邏輯1，則前向話務信道可能不活動。如果FAC比特清零，即對應邏輯0，則對應的前向信道是不活動的。在第i個基站的半幀n期間發(fā)射的FAC比特即FACi(n)指定了下一幀即半幀(n+2)的前向數(shù)據(jù)信道的活動性。
使用FAC比特改善了通信系統(tǒng)內(nèi)的C/I估計，其中一些基站在導頻間隔內(nèi)廣播而不是在數(shù)據(jù)間隔內(nèi)。結(jié)果是，使用FAC比特的數(shù)據(jù)速率控制比圖1的速率/功率請求發(fā)生電路44的要佳。使用FAC比特還保證了以下結(jié)論有效多達8個時隙的前向數(shù)據(jù)信道傳輸從半幀n+1開始，且是基于通過FAC比特考慮到基站不活動性的數(shù)據(jù)速率控制消息。
FAC電路140根據(jù)以下公式從干擾中減去不會在數(shù)據(jù)間隔期間廣播的基站的貢獻部分 其中i是基站的索引，即Nt，iData要被估計的部分。j是計數(shù)器，對每個被計算的基站加一。Nt，iData代表第l多徑分量的干擾能量并與第j個基站的數(shù)據(jù)傳輸相關(guān)。類似地，Nt，iPilo表示第l個多徑分量的干擾能量，且與第j個基站的導頻傳輸相關(guān)。

是從第j個基站接收的期望信號分量的能量。
通過以上描述，本領(lǐng)域內(nèi)的普通技術(shù)人員能容易地構(gòu)建FAC電路140而不需過多的試驗。
在導頻間隔期間和估計干擾能量Nt期間，所有的與圖1的收發(fā)機系統(tǒng)10通信的基站以全功率發(fā)射。如果一些基站在導頻間隔之前和之后的數(shù)據(jù)間隔內(nèi)為空閑，則在大量多徑擴展存在情況下，從基站來的干擾可能在從另一基站來的導頻信號的整個持續(xù)期間不能被接收。為避免產(chǎn)生的Nt估計的不準確性，則基站在導頻突發(fā)之前和之后以及空閑數(shù)據(jù)間隔期間發(fā)射空閑裙信號。空閑裙信號的長度比與信道相關(guān)的已知的多徑擴展要長。在最優(yōu)實施例中，空閑裙信號的長度可以從最小長度零到最大長度128碼片。
圖6是示出活動時隙150和空閑時隙152的示例定時圖。導頻裙154在第一導頻突發(fā)156之前和之后以及空閑時隙152內(nèi)示出。第一導頻突發(fā)156對應活動時隙150內(nèi)的第二導頻突發(fā)158。
FAC信號164即反向功率控制信道(RPC)信號也在空閑時隙152內(nèi)的第三導頻突發(fā)160之前和之后以及在活動時隙150內(nèi)相應的第四導頻突發(fā)162內(nèi)示出。
圖7是示出圖6的時隙的話務信道信號170、導頻信道信號172、FAC信號178以及空閑信道裙信號180的示例定時圖。
II.均方誤差的空間最小化 在諸如HDR系統(tǒng)的CDMA通信系統(tǒng)中，期望實現(xiàn)rake接收機以獲得時間分集，其中rake接收機組合從時變多徑傳播來的能量，如上所述。還期望能通過多個接收天線實現(xiàn)接收分集以獲得空間分集從而克服每個天線處接收到的信號能量的多徑衰減。另外，rake接收機的合適的組合器加權(quán)選擇和多個天線接收機的配置能實現(xiàn)空間域內(nèi)的干擾抑制。
圖8說明了能進行HDR通信的無線通信系統(tǒng)，使用一種技術(shù)以計算無線通信系統(tǒng)組合器系數(shù)的空間-時間解(即每個路徑或每個接收機天線的rake指)。系統(tǒng)將帶有以全功率發(fā)射的時間門控導頻信號加入CDMA波形。導頻信號用于確定加權(quán)或訓練接收機且然后加權(quán)被用于處理話務和由rake接收機接收并處理的其它信號。
圖8說明了無線通信系統(tǒng)200，它帶有基站BS 202以及多個移動站MSs 204、206。信息符號作為傳輸信號從BS 202發(fā)射到MSs 204、206。符號y[n]攜帶信息并可認為是通信字母。符號可能是導頻符號或數(shù)據(jù)符號。例如，在使用16正交幅度調(diào)制QAM類型的調(diào)制方案的系統(tǒng)中，每個符號基于4比特的信息。在使用正交相位移鍵QPSK調(diào)制類型的系統(tǒng)中，每個符號基于2比特的信息。符號通過通信信道作為信號x(t)或連續(xù)時間波形發(fā)射。在接收機處接收到的信號包括由通信信道以及發(fā)射和接收處理引入的所有噪聲和干擾。接收到的信號在接收機處被采樣，其中采樣以具有采樣周期為Ts的采樣速率進行。采樣x(nTs)代表在周期性時刻的信號值。接收機具有關(guān)于導頻符號的先驗信息，然而接收機沒有關(guān)于數(shù)據(jù)符號的先驗信息。根據(jù)接收到的采樣，接收機生成符號估計

。
接收機使用導頻符號以確定數(shù)據(jù)符號估計。在示范實施例中，HDR系統(tǒng)具有時間門控導頻，其中導頻以全功率發(fā)送。圖14說明一實施例，其中數(shù)據(jù)和導頻傳輸是互不相容的，因此能使用導頻符號訓練接收機為估計接收到的數(shù)據(jù)符號作準備。接收機使用導頻符號的先驗信息以確定傳輸信道的特征。導頻發(fā)生在接收機預先知道的時間，且導頻以接收機預知的能量電平發(fā)射，導頻為訓練提供了寶貴信息。與信道相關(guān)的特征跟蹤給定路徑的發(fā)射信號的變化。該特征考慮了傳輸信道和接收機處理影響。通過該討論，特征以向量c給出，它由每個路徑的個別ci組成。
如圖8說明的，BS 202發(fā)射導頻和數(shù)據(jù)符號到MSs204、206。根據(jù)特定實現(xiàn)，BS 202可能發(fā)射各種信息包括但不限于尋呼符號、同步符號或其它話務符號等。BS 202發(fā)射作為信號的符號，其中從BS 202來的給定信號傳輸建立了多個傳輸路徑。從BS 202到MS 204建立第一直接路徑212，從BS 202到MS 206建立第二直接路徑。從BS 202來的傳輸信號因為環(huán)境結(jié)構(gòu)的回波反彈而建立多徑。多徑216、218的建立是傳輸信號經(jīng)過地理結(jié)構(gòu)210的結(jié)果。多徑220、222是傳輸信號經(jīng)過建筑結(jié)構(gòu)208的結(jié)果，其中在結(jié)構(gòu)208內(nèi)有回波反彈。MSs204、206的每個接收如此產(chǎn)生的多徑，且必須區(qū)別各種接收到的信號。值得注意的是地理結(jié)構(gòu)210和建筑結(jié)構(gòu)208可能是無線系統(tǒng)環(huán)境內(nèi)的任何結(jié)構(gòu)或建筑。關(guān)于MS 204，路徑212被稱為PATH 1，路徑216被稱為PATH 2以及路徑220被稱為PATH 3。類似地，關(guān)于MS 206，路徑214被稱為PATH 1，路徑218被稱為PATH 2，以及路徑222被稱為PATH 3。
考慮通信系統(tǒng)，其中數(shù)據(jù)符號流y[n]通過通信信道發(fā)射到接收機。在圖9內(nèi)，MS 204有多個天線。每個天線處的預處理器(未示出)一般包括無線電接收機、射頻RF到基帶轉(zhuǎn)換、接收機低通濾波、自動增益控制AGC以及ADC。預處理器輸出端的復數(shù)信號的同相(I)和正交(Q)采樣被輸入基帶處理器。與MRC計算相比，以上描述了一個示例，其中為每個路徑天線組合確定符號估計，MS204使用最小均方誤差MMSE方法確定符號估計。MMSE方法生成特定路徑的組合器加權(quán)，其中定義系統(tǒng)的(AlxAL)矩陣被減少到L(AxA)矩陣，如以下的圖12B內(nèi)說明的。同樣，L是路徑數(shù)，如圖8說明的，A是接收天線數(shù)。示例實施例考慮三條路徑和兩個接收天線的情況，然而其它實施例可以是其它的任何配置，包括單輸入單輸出SISO，其中給定的通信鏈路有一個發(fā)射天線和一個接收天線；單輸入多輸出SIMO，其中給定的通信鏈路有一個發(fā)射天線和多個接收天線；多輸入單輸出MISO，其中給定的通信鏈路有多于一個發(fā)射天線和一個接收天線；多輸入多輸出MIMO，其中給定的通信鏈路有多于一個發(fā)射天線和多于一個接收天線。
MMSE方法使得MS 204能通過將信號考慮為在多個天線處接收而生成每個路徑的符號估計。MS 204有兩個天線230、232，每個相應耦合到RAKE接收機234、236。每個RAKE接收機有三個指以識別各條傳輸路徑。三個指中的每個對應路徑的一個。例如，在RAKE接收機234以及236中，指跟蹤路徑212、216、220即PATH 1、PATH 2以及PATH 3。要注意212、216、220是在rake接收機234處相應接收到的PATH 1、PATH 2以及PATH 3的版本。要注意另外的實施例可能包括任何數(shù)量的天線和接收機。
繼續(xù)圖9，在MS 204內(nèi)，從rake接收機234和rake接收機236來的PATH1信號單元238處理，PATH 2由單元240處理，PATH 3由單元242處理。這樣，MS 204分析每個路徑以確定組合器加權(quán)和其它參數(shù)。要注意的是在另外的實施例中，其它參數(shù)可能用于生成組合器加權(quán)，且類似地組合器加權(quán)可能用于生成其它的用于MS 204和系統(tǒng)200的參數(shù)。
繼續(xù)圖8，單元238、240、242生成PATH 1、PATH 2以及PATH 3每個的相應的符號估計

以及SNR值。單元238生成

和SNR1，單元240生成

和SNR2；單元242生成

和SNR3。符號估計在求和節(jié)點242經(jīng)組合且輸出為復合估計

SNR值在求和節(jié)點244組合并輸出為復合SNR。這些值然后可用于在MS 204內(nèi)進一步處理。在一實施例中，MS 204提供SNR和/或復合估計

給BS 202以作進一步處理，諸如信道環(huán)境統(tǒng)計分析。
圖10說明圖9的單元238，其中導頻信號指示提供單元238的控制。數(shù)據(jù)采樣x1流由rake接收機234的一個指提供給單元238，數(shù)據(jù)采樣x2流由rake接收機236的一個指提供給單元238。數(shù)據(jù)采樣x1和x2與PATH 1相關(guān)。單元240、242使用類似方式配置。每個rake接收機234、236有三個指，每個指對應一條路徑。每個指處理的采樣提供給單元238、240、242的一個。圖11提供單元238的詳細描述。
單元238包括互相關(guān)計算單元250、加權(quán)計算單元252、空間特征發(fā)生器254以及SNR計算單元258。數(shù)據(jù)采樣x1和x2提供給單元250和254?；ハ嚓P(guān)計算單元250根據(jù)接收到的數(shù)據(jù)采樣x1和x2生成用于確定接收信號自相關(guān)矩陣的值。單元250生成MS 204的所有天線間的互相關(guān)ECROSS，在本實施例中為天線230和232。另外，單元250相應生成每個路徑的期望值ETOTAL-1和ETOTAL-2。
繼續(xù)圖11，值ECROSS、ETOTAL-1和ETOTAL-2提供給加權(quán)計算單元252。單元252形成圖12內(nèi)給出的自相關(guān)矩陣Rxx。圖12提供在一個實施例內(nèi)的用于生成自相關(guān)矩陣的公式。噪聲相關(guān)Rnn然后作為自相關(guān)矩陣Rxx和特征的函數(shù)經(jīng)確定。根據(jù)一實施例的Rnn的計算在圖12內(nèi)說明。另外，單元252生成應用到PATH 1的加權(quán)w1。加權(quán)計算使用噪聲相關(guān)以及空間特征c1?？臻g特征c1由空間特征發(fā)生器254生成，它提供特征向量c1給加權(quán)計算單元252以及生成與PATH 1相關(guān)的SNR1的SNR計算單元258。加權(quán)計算單元提供加權(quán)向量w1給SNR計算單元258。
單元252提供加權(quán)w1給乘法器256以應用到PATH 1上所接收的數(shù)據(jù)采樣。天線230來的數(shù)據(jù)采樣x1以及天線232來的數(shù)據(jù)采樣x2然后提供給乘法器256以應用經(jīng)計算的加權(quán)w1。乘法器256輸出標為

的PATH 1的估計值。單元240和242的操作類似于單元238對相應的PATH 2和PATH 3的操作。
在每路徑基礎(chǔ)上計算組合器加權(quán)的方法可以實現(xiàn)在硬件、軟件和/或固件上。單元238、240、242內(nèi)的每個模塊可以用數(shù)字信號處理器或其它處理單元實現(xiàn)。在無線通信系統(tǒng)內(nèi)計算組合器加權(quán)的方法300在圖13中說明。MS在步驟302接收發(fā)射的信號。接收到的信號轉(zhuǎn)換到數(shù)字域以形成數(shù)據(jù)采樣。從數(shù)據(jù)采樣，MS計算考慮所有接收天線的互相關(guān)。
繼續(xù)圖13，公共路徑的多個天線的互相關(guān)在圖12內(nèi)給出。在步驟306，接收機計算每個天線的信號期望值ETOTAL，如圖12給出。在計算了自相關(guān)矩陣的所有元素后，接收機然后建立給定路徑的接收到信號的自相關(guān)矩陣Rxx。在步驟310，接收機計算接收到信號的噪聲相關(guān)矩陣。噪聲相關(guān)矩陣等于自相關(guān)矩陣減去特征矩陣，其中特征矩陣是通過將空間特征乘以其Hermitian值而形成的。最終，接收機計算給定路徑的加權(quán)。
一般，方法200計算相關(guān)以估計噪聲自相關(guān)矩陣以及期望的特征。該MMSE方法通過矩陣求逆計算每路徑組合器加權(quán)的MMSE。計算的加權(quán)然后用于為接收機的所有接收天線組合從rake接收指來的信號路徑。另外，根據(jù)期望的信號特征和MMSE加權(quán)計算SNR估計。SNR估計可能用于速率和/或功率控制。LLRs可以根據(jù)SNR估計和MMSE組合的信號路徑而計算，其中LLRs被輸入到信道解碼器電路(未示出)。
在帶有PN擴展和Walsh覆蓋的CDMA系統(tǒng)內(nèi)，經(jīng)常合理地假設與不同路徑相關(guān)的干擾在所有天線上是不相關(guān)的，但與同一路徑相關(guān)的干擾在不同天線上是相關(guān)的。有了這個假設，可能分開計算L個路徑的每個的A個組合器加權(quán)，因此求逆L個不同的AxA矩陣，如圖12B說明。該計算是用于L個路徑的每個的空間MMSE加權(quán)即不同路徑上的不相關(guān)干擾的空間MMSE。圖12B說明了產(chǎn)生的自相關(guān)矩陣的一實施例，其中每個路徑在自相關(guān)矩陣的對角線上有較小的矩陣。雖然仍比MRC方法更復雜，但這些較小的矩陣比全矩陣更易操作以及求逆，因此將問題簡化為L個(AxA)矩陣的求遞。
在此參考圖9，對帶有兩個天線和每個天線L個RAKE指的接收機，假設與不同路徑相關(guān)的干擾是不相關(guān)的。對第l個路徑，通過以下算式計算2x1個復數(shù)組合向量wl 當CDMA系統(tǒng)包括PN擴展和Walsh覆蓋時，基帶處理器首先PN解擴展然后為第a個天線和第l條路徑的合適內(nèi)插和/或?qū)实幕鶐Р蓸舆M行解覆蓋，產(chǎn)生碼片速率采樣za，l[n]?？臻g特征是從對應N碼片導頻間隔的接收到采樣的導頻濾波計算而得的 接收到信號的自相關(guān)矩陣從N碼片導頻間隔計算為 噪聲自相關(guān)矩陣然后通過從接收到的信號自相關(guān)矩陣減去空間特征的外積而計算 Rnn，l＝Ryy，l-cl(cl)H(20) 雖然Rnn，l經(jīng)求逆以計算組合器加權(quán)，還可能從連續(xù)導頻突發(fā)對Rnn，l平均或濾波，然后對產(chǎn)生的平均后或濾波后的矩陣求逆。為對2x2 Rnn，l求逆并計算第l路徑的MMSE組合器加權(quán)，并使用該簡單的結(jié)果即 因此有效地計算了矩陣的逆。
可能如下計算第l條路徑的SNR 利用路徑間噪聲不相關(guān)的假設，總SNR由和給出 MMSE組合的信號路徑由以下公式給出 饋送給信道解碼器的LLRs是基于公式(15)計算的SNR以及公式(24)計算的組合信號路徑。
考慮另一實施例，其中接收到的碼片速率采樣給出為 其中代表帶有零均值和單位方差的二維白噪聲，ul[n]代表由第l個RAKE指跟蹤的PN擴展數(shù)據(jù)信號。該模型適用于當所有干擾路徑和其它基站信號由L個RAKE指跟蹤時。假設PN擴展數(shù)據(jù)在所有路徑上為零均值E{ul[n]}＝0，且不相關(guān)E{ul[n]up[m]}＝δl，pδm，n，則接收到信號自相關(guān)矩陣對所有路徑一樣，即 噪聲自相關(guān)矩陣Rnn，l一般對每個路徑不同，因為每個路徑的貢獻按每公式(20)被減去。在該實施例中，可能通過估計σN2以及計算所有指的空間特征對每個路徑計算空間MMSE系數(shù)。值得注意的是如果處理正在跟蹤所有期望和干擾的多徑，則不必要估計公式(19)內(nèi)的非對角線項。
以上每個詳述的估計信號的方法使用了各種假設。MRC方法將所有噪聲視為獨立。該種假設特別能應用在話音通信系統(tǒng)中，因為其中信號對導頻比很高。在CDMA或擴頻類型系統(tǒng)中，假設把其它用戶視為噪聲是合理的。然而在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，該假設不總是正確。因此，MMSE方法可證明在HDR環(huán)境中更準確且有效。與MRC方法相比，MMSE方法是每信道實現(xiàn)，且考慮在每個接收天線上接收到的所有能量。MMSE方法使用全功率導頻以訓練自適應濾波器然后對接收到的數(shù)據(jù)應用所得的值。MMSE方法改進了C/I估計并因此允許更準確且有效的數(shù)據(jù)率控制DRC判決。MMSE還改善了加權(quán)和產(chǎn)生的信號估計。如同MRC方法，MMSE方法假設噪聲為獨立的。
III.對CDMA類型導頻的MMSE方法 期望能對系統(tǒng)應用空間MMSE方法以確定組合器加權(quán)，該系統(tǒng)中導頻同時與其它信號一起發(fā)射，諸如話務信號。在cdma2000類型系統(tǒng)中，導頻信號連續(xù)被發(fā)射并與話務信息一起共享發(fā)射機功率。在該種系統(tǒng)中，其中導頻信號不是時間門控的，即不是時分多路復用的，則獲取導頻能量不是直接的。一例是CDMA類型系統(tǒng)，帶有導頻信號或不是時間門控即與其它信號時間多路復用的發(fā)射機和接收機先驗知道的其它信號。
在該種擴頻系統(tǒng)中應用的另一實施例可能通過考慮以上公式(23)的類似而實現(xiàn)，即替換 Rnn＝Rxx-s·sH (27) 為 其中s是空間特征。協(xié)方差項是與噪聲的自相關(guān)類似，公式右邊的第一項Rnn與信號的自相關(guān)Rxx類似。公式的右邊的第二項包括代表導頻信號對于其它信道能量的相對能量的第一項以及代表糾正項的第二項。如在公式(28)給出的x是采樣值，m是時間索引、d是數(shù)據(jù)符號、N是Walsh碼的長度。公式(28)的協(xié)方差基于解擴展前的信號的相關(guān)。解擴展的信號給出為 空間特征是通過對導頻信道解擴展和解覆蓋而計算，即對于CDMA系統(tǒng)通過對導頻信號或其它已知信號濾波，且給出為 其中對導頻信道l＝0。
為確定該相關(guān)，考慮以下期望值 并注意 E[Pi[n]·Pi′[n′]]＝δi，i′·δn，n′(32) 其中P為PN碼，i是與PN碼相關(guān)的用戶索引，j是Walsh碼的索引，δ定義為 δi，j＝1假設i＝j，否則等于0 (33) x(t)的值展開為 其中i是用戶或發(fā)射機索引，即在帶有與每個發(fā)射機相關(guān)的唯一PN碼的CDMA系統(tǒng)內(nèi)的PN碼，j是接收機索引即在帶有分配給接收機的Walsh碼的CDMA系統(tǒng)內(nèi)的Walsh碼索引，n是時間索引，d是用戶i的第j個信道的數(shù)據(jù)符號，w是用戶i的第j個信道的Walsh碼，p是對于用戶i的所有信道均一樣的PN碼，ci是信道的空間特征，其中ci對用戶i的所有信道j一樣。信道j的一個對應于導頻信道。最后一項對應噪聲。值得注意的是在一個實施例中，對于前向鏈路，F(xiàn)L系統(tǒng)l對應基站且j對應Walsh信道。在另一實施例中，對反向鏈路RL系統(tǒng)，l對應移動站，j對應由該移動站發(fā)射的并行Walsh信道。
根據(jù)公式(34)的關(guān)系，數(shù)據(jù)采樣定義為 其中

代表卷積。另外，通過替換，公式(35)變?yōu)? 其中以及這里TC是碼片周期且τk是第k個路徑的偏置。采樣定義因此簡化為 xk[m]＝x(mTc+τk) (37) 或 其中m是時間索引。
回到公式(31)，導出以下關(guān)系 其中N是Walsh碼的長度，σ2是白噪聲方差。通過假設q(mTc-nTc)＝0

m≠n，可以示出 其中公式(40)和(39)的差別在于誤差糾正項。第k個用戶的第l個子信道的組合器加權(quán)給出如下 wk，l＝cov(xk，l)-1|E[xk，l]|. (41) 考慮到導頻對其它項的相對能量的調(diào)整項的應用，得到 它提供了組合器加權(quán)的迭代定義，即組合器的加權(quán)解。組合器加權(quán)解是擴展信號的協(xié)方差矩陣和空間特征的積。
通過應用公式(42)，確定組合器加權(quán)的空間MMSE方法可應用于導頻同時與其它信號諸如話務信號同時發(fā)送的系統(tǒng)。
IV.全矩陣求逆 一般，對帶有A個天線和每個天線L個RAKE指的系統(tǒng)，指定MMSE組合器加權(quán)需要計算AL個復數(shù)加權(quán)(每個路徑的每個天線一個)?？紤]天線a和路徑l的第n個接收到的復數(shù)采樣，其中這些采樣能通過合適的內(nèi)插和/或?qū)瘦斎氲交鶐幚砥鞯腎/Q基帶采樣流而被計算。在示例實施例中，采樣x[m]可能以CDMA碼片速率(例如1.2288Mcps)或更高(例如2x1.2288Mcps)被產(chǎn)生，而發(fā)射數(shù)據(jù)符號y[n]為碼片速率。碼片速率采樣與第l個路徑對準后給出如下 xa，l[n]＝sa，l[n]y[n]+na，l[n] (43) 其中sa，l[n]為期望的信號復數(shù)幅度，y[n]是發(fā)射的符號流，na，l[n]包括所有其它的加性噪聲(和干擾)項。期望為采樣n選擇AL個組合器加權(quán)wa，l以形成符號估計 通過為接收到的采樣以及組合器加權(quán)形成長度AL列向量，可能將公式(41)重寫為 x[n]＝s[n]y[n]+n[n]， (45) 將(42)重寫為 其中()H代表共軛轉(zhuǎn)置。假設信道和干擾改變足夠慢，使得接收到的信號的統(tǒng)計量在導頻突發(fā)期間不改變。在該假設下，可能重寫公式(31)為 x[n]＝sy[n]+n[n]. (47) (ALx1)期望信號特征向量定義為c＝s。通過計算(AlxAL)噪聲自相關(guān)矩陣Rnn，組合器加權(quán)向量的MMSE選擇可以寫為 根據(jù)(31)，噪聲自相關(guān)矩陣可計算為
因此，可能根據(jù)對Rnn的準確估計并通過AlxAL矩陣的求逆而確定MMSE組合器加權(quán)。另外，在MMSE組合器輸出處的SNR(即C/I)可計算為 SNR＝wHc. (50) 在終端處計算的SNR測度能被用于在反向傳輸鏈路上從終端向基站發(fā)射功率控制以及速率控制信息。
V.自適應算法 以上討論的各種確定組合器加權(quán)的方法利用關(guān)于在接收機處接收到的噪聲和干擾的各種假設。根據(jù)另一實施例，信號估計使用基于MMSE動態(tài)算法，諸如最小均方LMS或遞歸最小平方RLS以獲得一組加權(quán)而沒有對不同指間的相關(guān)作假設。換言之，該方法包括路徑上的噪聲相關(guān)。該種方法獲得了比MRC算法能獲得的SINR更高的SINR的一組加權(quán)。示例實施例使用帶有以全功率發(fā)射的時間門控導頻的CDMA波形諸如IS-856前向鏈路。不管每指的特定處理，rake接收機的操作的最后一步牽涉到組合指輸出以產(chǎn)生最終的符號估計。以下的信號模型可應用于組合器前的給定指的輸出，給出為 xf(k)＝cf(k)y(k)+nf(k) (51) 其中 f是rake接收機的指索引，f＝1到F； k是時間索引，指明在時間上以碼片速率間隔的采樣；雖然在另外實施例中它可以代表任何其它的采樣速率； y(k)是期望符號； n(k)是干擾，其中n(k)和y(k)不相關(guān)；以及 cf(k)可視為在指f的時間偏置處的信道增益。
值得注意的是該模型具有充分的一般性，可應用于多種情況。
噪聲相關(guān)矩陣給出為 Rnn(k)＝E{N(k)N(k)H} (52) 其中 N(k)為項nf(k)(f從1到F)形成的向量， E{ }是統(tǒng)計期望值算子。
組合操作可被視為加權(quán)集合和從F個指來的采樣集合的簡單復數(shù)內(nèi)積 其中，X是由在時間上第k時刻每個指的采樣形成的F維復數(shù)向量； W是加權(quán)的F維復數(shù)向量； ( )H指復數(shù)共軛和轉(zhuǎn)置。
y(k)的組合估計的SINR為 其中c(k)為F維復數(shù)向量，包含信道系數(shù)即特征，給出為 最大化公式(54)的加權(quán)集合給出為 W(k)＝[Rnn(k)]-1c(k) (55) 值得注意的是信道增益向量和噪聲相關(guān)矩陣取決于時間索引k。然而，在大多數(shù)實際情況下(即發(fā)射機/接收機的不同速度，多徑分布等)，這些量相對于碼片速率很慢地改變。實際上，一般假設對幾千個碼片是一致的。通過應用該方法，去掉向量的時間索引，產(chǎn)生的MMSE加權(quán)不依賴于k W＝Rnn-1c(56) 傳統(tǒng)的MRC方法通過使用帶有已知符號的導頻序列避免該求逆以獲得c的估計和Rnn的對角線項，即在每個指的輸出端的各個噪聲的方差。利用這一信息以及Rnn的非對角線項均為零的假設，指f的組合器加權(quán)能計算為 其中σwf2是Rnn的第f個對角元素。矩陣非對角線的元素為零的假設只在指的偏置相離很遠情況下才成立。當指越來越接近時，該假設越來越不準確。在一些信道中，必須要將指放置在相互很近的地方以收集多徑能量，應用公式(55)的MRC組合器加權(quán)會導致嚴重的性能惡化。
為了改進操作期望能丟棄該假設并使用基于動態(tài)算法的均方誤差MSE方法以計算加權(quán)的向量。有多種求解公式(56)的方法，諸如直接矩陣求逆、LMS算法、RLS算法以及其變種。
直接矩陣變換考慮在路徑上的噪聲相關(guān)和全自相關(guān)矩陣而不考慮假設。直接矩陣求逆是確定加權(quán)值最準確的方法，然而，直接矩陣求逆需要復雜的矩陣操作，這會增加處理時間并消耗大量處理功率。其它簡化假設的方法或使用自適應算法或以上的組合，使得能有矩陣求逆問題的快捷解法。一些這樣的算法更適合在數(shù)字接收機內(nèi)實現(xiàn)。
在假設向量c與干擾N的向量不相關(guān)情況下，在SINR性能意義上解公式(56)相當于解公式(58)，由于兩個解只相差一個常量，如以下給出 W＝RXX-1c(58) 其中 RXX(k)＝E{X(k)X(k)H} (59) 使用RLS算法以根據(jù)已知的與未知數(shù)據(jù)時分多路復用的導頻序列而計算W，自適應算法會在導頻突發(fā)期間改變?yōu)V波器系數(shù)，且加權(quán)會在數(shù)據(jù)解調(diào)時保持恒定以生成關(guān)于未知符號的估計。換而言之，加權(quán)在導頻突發(fā)上被訓練，且經(jīng)訓練的加權(quán)用于處理話務。
值得注意的是，另外的實施例可能應用其它的迭代算法以確定均方誤差以及其它實現(xiàn)這些算法的方法。RLS算法根據(jù)其先前值、輸入數(shù)據(jù)、已知符號以及算法保持更新的矩陣而遞歸地更新每個導頻符號處的估計
P(k+1)＝λ-1P(k)-λ-1K(k+1)X(k+1)HP(k)(63) 其中 P是FxF復數(shù)矩陣，大致等于協(xié)方差矩陣的逆， K是應用于加權(quán)計算迭代的Fx1的復數(shù)列向量增益項，以及 λ是小于或等于一的實數(shù)。
符號*表示復數(shù)共軛。
K()是應用于加權(quán)更新的增益項，如公式(60)指明的。增益項K( )是λ的函數(shù)，它是算法的歷史增益因子，歷史增益確定了由算法維持的過去的迭代信息的量。
在合適的條件下，組合系數(shù)向量

會收斂到公式(58)定義的W。仿真示出該選擇組合器加權(quán)的MMSE方法提供了重要的優(yōu)于MRC方法的性能優(yōu)勢。增益可以很大，特別是當指的間隔在幾個碼片之內(nèi)以及/或在一給定指處的干擾的主導分量由于多徑而不是加性熱噪聲或其它用戶干擾引起時。
在一實施例中，圖15A、15B以及15C說明的，RLS算法應用到自適應橫向濾波器，使得在n-1次迭代時給定的濾波器加權(quán)向量的最小平方估計(即抽頭加權(quán)向量)時，經(jīng)更新的估計在新輸入到達時是對n次迭代進行計算的。RLS算法的一重要特征是使用包含在延伸回到算法開始時刻的輸入數(shù)據(jù)內(nèi)的信息。產(chǎn)生的收斂率因此一般比簡單LMS算法幅度快一個數(shù)量級。
如圖15A說明，系統(tǒng)400包括耦合到加權(quán)控制單元404的橫向濾波器402。對輸入x(k)，衡量濾波器402應用加權(quán)向量W(k-1)，其中加權(quán)向量包括分配給橫向濾波器402的各個抽頭的加權(quán)。輸入x(k)還提供給加權(quán)控制單元404以根據(jù)算法自適應加權(quán)向量的加權(quán)。橫向濾波器402的輸出然后對輸入x(k)應用加權(quán)，其中橫向濾波器402的輸出提供給求和節(jié)點406。求和節(jié)點接收期望的信號并減去橫向濾波器402的輸出以提供誤差信號到加權(quán)控制單元404。加權(quán)控制單元404使用該信息應用到RLS算法并更新橫向濾波器402的抽頭的加權(quán)。值得注意的是根據(jù)一實施例，加權(quán)控制單元404使用時間門控導頻信號訓練，其中抽頭加權(quán)的更新發(fā)生在導頻間隔間。
圖15B說明了圖15A的系統(tǒng)400的信號流圖500。期望響應y*(k)提供給求和節(jié)點502。求和節(jié)點502確定橫向濾波器402和期望響應y*(k)之差。流圖使用單位負反饋配置，其中在求和節(jié)點502減去橫向濾波器402的輸出以xH(k)·W(k-1)形式的濾波后輸入，并提供作為期望信號y*(k)一起的輸入的一部分。在節(jié)點504處，對求和節(jié)點402的輸出，即xH(k)·W(k)和y*(k)之差應用增益K(k)，且節(jié)點504的該結(jié)果被提供給求和節(jié)點。節(jié)點506還接收加權(quán)向量W(k-1)的前一次迭代的版本，并生成加權(quán)向量W(k)的下一次迭代。節(jié)點506的輸出提供給生成W(k-1)的延時元件508。由于這是迭代過程，延時元件508是提供給節(jié)點510的加權(quán)向量以應用到輸入數(shù)據(jù)，具體特別是xH(k)·W(k-1)。節(jié)點510表示橫向濾波器402的操作，其中流圖內(nèi)實現(xiàn)的其它操作由加權(quán)控制單元404實現(xiàn)。在圖15A和15B內(nèi)應用的RLS算法自適應地通過使用帶有增益的誤差項增加舊值而更新橫向濾波器402的加權(quán)。
在圖15C中進一步說明了RLS方法，其中處理550開始于在步驟552接收包括導頻和話務信息的幀n。在步驟554濾波器通過使用導頻符號而被訓練以確定在濾波器內(nèi)應用的加權(quán)。濾波器然后使用該加權(quán)以對包括數(shù)據(jù)信息的話務解調(diào)。訓練包括應用上述的RLS公式以確定算法的每次迭代的新加權(quán)向量。另外的實施例可能使用另外的自適應算法，其中濾波器的加權(quán)經(jīng)迭代調(diào)整而不需要對復數(shù)矩陣求逆。
圖16說明了為擴頻系統(tǒng)實現(xiàn)RLS算法的系統(tǒng)，帶有兩個天線602和604，每個分別耦合到rake類型接收機606、608。Rake接收機606、608的每個說明為帶有三個指以處理接收到的信號。Rake接收機606、608。的輸出提供給估計單元610。估計單元610還接收導頻參考y(k)。估計單元610通過組合在每條路徑上接收到的信號而處理從rake接收機606、608接收到的信號。每條路徑被加權(quán)，然后與來自其它路徑的加權(quán)后的信號組合。這些組合器加權(quán)的調(diào)整使用RLs算法而實現(xiàn)。估計單元610使用事先已知的信號訓練組合器加權(quán)。估計單元610的輸出是估計

以及接收到的信號的SNR估計。另外的實施例可能實現(xiàn)另外自適應算法以確定組合器加權(quán)，其中算法試圖減少估計的信號和發(fā)射的信號間的均方誤差。
因此以上描述了各種確定組合器加權(quán)的方法。每個方法的應用是基于給定系統(tǒng)的設計和資源要求。需要在準確度和計算復雜度即費用間折衷。以上描述的多個方法和無線系統(tǒng)提供改善的準確度同時減少計算復雜度。雖然多個實施例是參考CDMA類型擴頻通信系統(tǒng)描述的，該概念可應用于其它的擴頻類型系統(tǒng)以及其它類型的通信系統(tǒng)。以上描述的方法和算法可能在硬件、軟件、固件以及以上的組合內(nèi)實現(xiàn)。例如，對非時間門控導頻應用MMSE方法，求解組合器加權(quán)的方程可以用軟件實現(xiàn)或使用數(shù)字信號處理、DSP以實現(xiàn)計算。類似地，自適應算法可以用軟件以存儲在計算機可讀媒質(zhì)上的計算機可讀指令形式實現(xiàn)。中央處理單元，諸如DSP核心，用于實現(xiàn)指令并作出響應以提供信號估計。只要可行，另外的實施例可能用硬件實現(xiàn)，諸如應用專用集成電路ASIC。
本領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員可以理解信息和信號可能使用各種不同的科技和技術(shù)表示。例如，上述說明中可能涉及的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號、比特、碼元和碼片最好由電壓、電流、電磁波、磁場或其粒子、光場或其粒子、或它們的任意組合來表示。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員還可以理解，這里揭示的結(jié)合這里描述的實施例所描述的各種說明性的邏輯塊、模塊、電路和算法步驟可以用電子硬件、計算機軟件或兩者的組合來實現(xiàn)。為清楚地說明硬件和軟件的可互換性，各種說明性的組件、方框、模塊、電路和步驟一般按照其功能性進行闡述。這些功能性究竟作為硬件或軟件來實現(xiàn)取決于整個系統(tǒng)所采用的特定的應用程序和設計。技術(shù)人員可以以多種方式對每個特定的應用實現(xiàn)描述的功能，但該種實現(xiàn)的決定不應解釋為造成脫離本發(fā)明的范圍。
各種用在此的說明性實施例揭示的邏輯塊、模塊和電路的實現(xiàn)或執(zhí)行可以用通用處理器、數(shù)字信號處理器(DSP)或其它處理器、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、離散門或晶體管邏輯、離散硬件組件或任何以上的組合以實現(xiàn)在此描述的功能。通用處理器最好是微處理器，然而或者，處理器可以是任何常規(guī)的處理器、控制器、微控制器或狀態(tài)機。處理器可以實現(xiàn)為計算設備的組合，例如DSP和微處理器的組合、多個微處理器、一個或多個結(jié)合DSP內(nèi)核的微處理器或任何該種配置。
在此用實施例揭示的方法步驟或算法可以直接以硬件、處理器執(zhí)行的軟件模塊或兩者的組合內(nèi)執(zhí)行。軟件模塊可以駐留于RAM存儲器、快閃(flash)存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、移動盤、CD-ROM、或本領(lǐng)域中已知的其它任意形式的存儲媒體中。一示范處理器最好耦合到處理器使處理器能夠從存儲介質(zhì)讀取寫入信息?；蛘?，存儲介質(zhì)可能整合到處理器。處理器和存儲介質(zhì)可駐留于專用集成電路ASIC中。ASIC可以駐留于用戶終端內(nèi)?；蛘?，處理器和存儲介質(zhì)可以駐留于用戶終端的離散組件中。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例，而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
權(quán)利要求
1.一個遠程站裝置，其特征在于包括
接收多個信號的裝置；以及
處理與第一通信路徑相關(guān)的一組多個信號集合的裝置；以及
生成多個信號集合估計的裝置。
全文摘要
計算無線通信系統(tǒng)的組合器系數(shù)的空間-時間解法的方法和裝置。一個實施例關(guān)于在先驗已知的信號上的加權(quán)，該信號與如下的其它信號時間多路復用高數(shù)據(jù)率HDR系統(tǒng)內(nèi)的導頻信號，其中該信號以全功率發(fā)射。應用最小化均方誤差MMSE方法允許在每路徑基礎(chǔ)上加權(quán)組合。加權(quán)作為噪聲相關(guān)矩陣和每路徑空間特征的函數(shù)而經(jīng)計算。噪聲相關(guān)矩陣從接收到的信號的自相關(guān)矩陣而被確定。在一實施例中，對非時間門控導頻信號應用MMSE方法。
文檔編號H04B7/08GK101494472SQ20091012812
公開日2009年7月29日 申請日期2002年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2001年5月17日
發(fā)明者J·E·斯密, N·辛德胡沙亞那 申請人:高通股份有限公司