專利名稱：群集信道下的等化裝置與等化方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及等化技術(shù)，特別涉及群集(cluster)信道下的等化裝置與等化方法。
背景技術(shù)：
在無線通訊的環(huán)境中，傳輸器與接收器的傳輸過程中，由于電磁波受到障礙物的繞射與折射所造成的多徑現(xiàn)象，使得信道就時(shí)域上觀察時(shí)，信道中具有多條延遲路徑，而就頻率域上觀察時(shí)，信道可視為一頻率選擇信道(frequency-selective channel)。
以目前的碼分多址(CDMA，Code Division Multiple Access)系統(tǒng)為例，為了解決頻率選擇信道的干擾，CDMA系統(tǒng)的接收器利用等化器(equalizer)技術(shù)來等化頻率選擇信道，換句話說，等化器用來將頻率選擇信道等化為頻率平坦信道(frequency-flat channel)，進(jìn)而降低頻率選擇信道對接收信號造成的影響。
圖1為傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)的接收器利用等化器等化頻率選擇信道的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖1，接收信號r[m]經(jīng)由信道估測單元110估測出信道響應(yīng)，也就是估測出信道中各延遲路徑的延遲時(shí)間τ與每個(gè)延遲時(shí)間對應(yīng)的信道增益
并利用所估測出的信道增益
計(jì)算出等化器130中的多個(gè)權(quán)重w0，w1，w2，...，wF-1，，其中，F(xiàn)為等化器130的視窗長度，再將權(quán)重w0，w1，w2，...，wF-1輸出給等化器130。等化器130將接收信號r[m]依序延遲一碼片時(shí)間TC(chipduration)分別得到延遲的接收信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]，再將原始接收信號r[m]與延遲的接收信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]對應(yīng)地乘上權(quán)重w0，w1，w2，...，wF-1后，進(jìn)而將多個(gè)所得的乘積結(jié)合后輸出至相關(guān)器150。而相關(guān)器150利用用戶端的擴(kuò)頻碼(spreading code)c[n]來解擴(kuò)頻經(jīng)過等化器130處理的接收信號，并利用決策單元170解調(diào)出一數(shù)字信號
上述的等化器130的視窗長度表示為F。而目前的等化器技術(shù)中，已有許多的文獻(xiàn)，例如，“Low complexity space-time MMSE equalization in WCDMAsystems”(M.Melvasalo，P.
and V.Koivunen.，proc.of 2005 IEEE 16thInternational Symposium on Personal，Indoor and Mobile Radio Communications，Berlin，Germany，pp.306-310，2005)討論到等化器的視窗長度F必須要大于或等于兩倍的信道長度，等化器才能有效的消除信道對接收信號的影響。因此，就接收器的硬件而言，若信道估測的視窗長度設(shè)計(jì)為L，其等化器的視窗長度F將會被設(shè)計(jì)至少為2L。
然而，在信道的延遲擴(kuò)散(delay spread)較為嚴(yán)重的狀況下，實(shí)際傳輸信道的長度大大的增加，如圖2所示。
圖2為傳輸信道的功率延遲剖面(channel power delay profile)示意圖。請參考圖2，橫座標(biāo)為延遲時(shí)間，縱座標(biāo)為各延遲路徑的功率。由圖2可觀察出，信道中的延遲路徑在時(shí)間的分布上稀疏，并由延遲時(shí)間的分布，延遲路徑可以被分為多個(gè)群集(cluster)，其表示為群集1、群集2、...、群集P。其中，L1為環(huán)境中多路徑所形成的群集1內(nèi)的多路徑數(shù)量，K1為群集1的延遲時(shí)間，一般設(shè)置K1＝0，以此類推，Lp為環(huán)境中多路徑所形成的群集p內(nèi)的多路徑數(shù)量，Kp為群集p相對于群集1的延遲時(shí)間。其中，p為群集索引，造成該傳輸信道多個(gè)群集現(xiàn)象的原因，可能是由于在丘陵地帶(HT，Hilly Terrain)中，傳送端所發(fā)出的電磁波經(jīng)過長距離的反射后，經(jīng)過不同群集的延遲路徑，才一一被接收器所接收?；蛘呤?，接收器剛好位于多個(gè)基站的傳輸范圍下，使接收器可以同時(shí)接收到多個(gè)基站所發(fā)出的信號，因而產(chǎn)生多個(gè)群集的延遲路徑。
在上述圖2的信道環(huán)境下，如果需要傳統(tǒng)的線性等化器達(dá)到較佳的接收效能，需要其信道估計(jì)視窗L考慮環(huán)境中所有的多路徑，即滿足條件L≥Kp+Lp，但是由于該多路徑通道為稀疏且形成群集現(xiàn)象，此時(shí)用整個(gè)連續(xù)的信道估計(jì)視窗L來包覆所有的多路徑，效率比較低；同時(shí)考慮到硬件限制的原因，一般接收器中的等化器的信道估計(jì)視窗L無法滿足條件L≥Kp+Lp，這種情況下，若等化器仍維持為F＝2L時(shí)的視窗長度，則等化器的視窗長度F將不能夠充分考慮到信道中的每條延遲路徑，造成等化器將無法充分等化傳輸信道，進(jìn)而使得接收器的效能下降。
美國專利申請?jiān)缙诠_號2006/0109892 A1已經(jīng)提出中一種具有兩個(gè)等化器的接收器，如圖3所示。
圖3為美國專利申請?jiān)缙诠_號2006/0109892 A1提出的接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。接收器300的兩個(gè)等化器335與340分別考慮兩個(gè)群集的延遲路徑305A與305B，等化器335用以對經(jīng)過延遲單元以及加法器325的接收信號進(jìn)行等化器的運(yùn)算，等化器340用以對經(jīng)過另一延遲單元以及加法器330的接收信號進(jìn)行等化器的運(yùn)算。之后，再將兩個(gè)等化器335與340等化后輸出的信號通過結(jié)合器結(jié)合，并輸出至互補(bǔ)型金屬絕緣體半導(dǎo)體(CMIS，ComplementaryMetal Insulator Semiconductor)電路352。CMIS電路352包括硬式?jīng)Q策單元、以及與硬式?jīng)Q策單元相連的兩個(gè)信號重建單元，其中，一個(gè)信號重建單元的輸出與加法器325相連，另一信號重建單元的輸出與加法器330相連，CMIS電路352在將結(jié)合器輸出的信號進(jìn)行還原之后，將所還原的信號分別反饋至加法器325與加法器330。
上述美國專利申請?jiān)缙诠_案在計(jì)算權(quán)重時(shí)，等化器335的權(quán)重考慮第一個(gè)群集的延遲路徑的信道響應(yīng)305A，等化器340的權(quán)重考慮第二個(gè)群集的延遲路徑的信道響應(yīng)305B，換句話說，等化器335與340的權(quán)重并沒有在最小均方誤差(MMSE，Minimum Mean Square Error)的準(zhǔn)則下進(jìn)行計(jì)算。實(shí)際上，當(dāng)信號在信道中傳輸時(shí)，等化器335所接收到的信號也受到了第二個(gè)群集的延遲路徑305B的干擾，但是，等化器335卻只能夠降低第一個(gè)群集的延遲路徑305A的干擾。同樣地，等化器340所接收到的信號也受到了第一個(gè)群集的延遲路徑305A的干擾，但是，等化器340卻只能夠降低第二個(gè)群集的延遲路徑305B的干擾。
因此，上述美國專利雖然使用了兩個(gè)等化器335與340，但是仍無法同時(shí)降低兩個(gè)群集的延遲路徑305A與305B的干擾。由于等化器335與340無法完全降低信道中的干擾，經(jīng)過CMIS電路所還原后的信號也還存在有信道中的干擾，并將該包含有干擾的還原信號反饋至加法器325與330，因而將造成接收器的錯(cuò)誤傳遞(error propagation)的問題。另外，若接收器所接收的信號能量較小時(shí)，該反饋機(jī)制可能會造成接收器的信號干擾信噪比(SINR，Signal-to-Interference plus Noise Ratio)過小，進(jìn)而使得接收器的效能下降。
此外，美國專利早期公開號2003/0133424 A1還提出一種具有多個(gè)等化器的接收器，如圖4所示。
圖4為美國專利早期公開號2003/0133424 A1提出的接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。接收器400具有多個(gè)等化器408A～408C，用以接收來自多個(gè)天線的接收信號以及路徑搜尋器和字碼產(chǎn)生器輸出的信號，并分別對所接收的信號進(jìn)行等化。其中，路徑搜尋器接收來自多個(gè)天線的接收信號以及字碼產(chǎn)生器輸出的信號，輸出至各個(gè)等化器以及各個(gè)時(shí)序調(diào)整與解擴(kuò)頻器，細(xì)胞搜尋器接收來自多個(gè)天線的接收信號，分別輸出至路徑搜尋器和字碼產(chǎn)生器。之后，多個(gè)經(jīng)由等化器408A～408C等化后的信號經(jīng)過相應(yīng)的時(shí)序調(diào)整與解擴(kuò)頻器進(jìn)行時(shí)間校正(time-alignment)與解擴(kuò)頻(despreading)后，結(jié)合器411再將多個(gè)解擴(kuò)頻后的信號結(jié)合，并通過檢測器輸出以回復(fù)原始的信號。
上述圖4所示的系統(tǒng)在計(jì)算等化器408A～408C的權(quán)重時(shí)，雖然是利用直接反矩陣(direct matrix inversion)方法，并且在最小均方誤差的準(zhǔn)則之下計(jì)算而得。但是，由于要進(jìn)行反矩陣運(yùn)算，使得接收器400的計(jì)算復(fù)雜度大幅的增加。并且，考慮實(shí)際的硬件，接收器400的復(fù)雜度將會遭受限制，使得等化器408A～408C的視窗長度也必然受到限制，造成等化器408A～408C對于長度較大的傳輸信道，無法消除接收信號中的干擾。另外，由于每個(gè)等化器408A～408C是直接對接收信號進(jìn)行等化，并未對接收信號進(jìn)行延遲。因此，當(dāng)?shù)然?08A～408C的視窗長度明顯小于兩倍的信道長度時(shí)，等化器408A～408C將無法消除信道中的多徑干擾，因而使得接收器的效能下降。
發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種群集信道下的等化裝置與等化方法，使得接收器能夠完整地處理來自于不同群集的干擾，進(jìn)而降低接收信號中的干擾并增加等化器的效能。
為達(dá)上述目的，本發(fā)明提出一種群集信道下的等化裝置，所述等化裝置應(yīng)用于無線通訊，具有一個(gè)接收支路，接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘?。傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑。等化裝置包括信道估測單元、權(quán)重計(jì)算單元、群組延遲單元、P個(gè)等化器與結(jié)合單元。其中信道估測單元用以當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益。權(quán)重計(jì)算單元以信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差運(yùn)算，以得到第一權(quán)重～第S權(quán)重，其中，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′。群組延遲單元用以將接收的信號分別延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中接收信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]。上述第1個(gè)～第P個(gè)等化器對應(yīng)地接收群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]，并對應(yīng)地依據(jù)第一權(quán)重～第S權(quán)重，對所接收的信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，對應(yīng)地得到第一等化信號～一第S等化信號。結(jié)合單元，用以結(jié)合第一等化信號～第S等化信號，并輸出結(jié)合信號。其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
本發(fā)明提出一種群集信道下的等化裝置，所述等化裝置應(yīng)用于無線通訊，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘?，所述傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該等化裝置包括 信道估測單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，其中，t≥2、且t＝P； 權(quán)重計(jì)算單元，以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集對應(yīng)的延遲路徑的增益或所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～S，S的取值為當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～t； 群組延遲單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號分別表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]； 當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以將接收的t個(gè)接收支路信號輸出，包括 t-1個(gè)延遲單元，所述t-1個(gè)延遲單元分別具有一輸入端以及一輸出端，用以將其輸入端所接收的信號延遲K個(gè)單位時(shí)間；以及 t-1個(gè)切換單元，所述t-1個(gè)切換單元分別具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端，其中，第v個(gè)切換單元的第一輸入端耦接第v+1個(gè)分集接收天線，第v個(gè)切換單元的第二輸入端耦接第v個(gè)延遲單元的輸出端，第v個(gè)切換單元的輸出端輸出相對應(yīng)的第t+1個(gè)接收支路信號，其中v＝1，2，...，t-1； P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]或所述t個(gè)接收支路信號，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的所述多個(gè)群組延遲信號或所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
本發(fā)明還提出一種群集信道下的等化方法，應(yīng)用于無線通訊，具有一個(gè)接收支路，包括接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘枺瑐鬏斝诺谰哂卸鄠€(gè)延遲路徑，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差運(yùn)算，以得到第一權(quán)重～第S權(quán)重；將接收的信號分別延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中接收信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]；依據(jù)第一權(quán)重～第S權(quán)重，對應(yīng)地對群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第一等化信號～一第S等化信號；以及，結(jié)合第一等化信號～第S等化信號，并輸出結(jié)合信號。其中P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
依照本發(fā)明的較佳實(shí)施例所述的等化方法，進(jìn)一步包括搜尋傳輸信道中的延遲路徑以及延遲路徑的延遲時(shí)間；以及依據(jù)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定延遲路徑的群集個(gè)數(shù)，并且依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及延遲路徑所在的群集起始的延遲時(shí)間，決定一視窗間隔時(shí)間。
依照本發(fā)明的較佳實(shí)施例所述的等化方法，上述傳輸信道中的第i條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為Di，上述決定視窗間隔時(shí)間的步驟包括步驟a.設(shè)定i的初值為1；步驟b.計(jì)算Di與Di-1的差值；步驟c.判斷Di與Di-1的差值是否大于一門檻值，當(dāng)判斷為是，進(jìn)行步驟d與步驟e，當(dāng)判斷為否，跳過步驟d，進(jìn)行步驟e；步驟d.將群集個(gè)數(shù)參數(shù)的值加1，并設(shè)定編號為群集個(gè)數(shù)參數(shù)的群集中的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間為Di；步驟e.判斷所有延遲路徑是否檢查完畢，當(dāng)判斷為否，進(jìn)行步驟f，然后回到步驟b，當(dāng)判斷為是，進(jìn)行步驟g；步驟f.將i值加1；以及，步驟g.由每個(gè)群集個(gè)數(shù)參數(shù)的群集中的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間決定出視窗間隔時(shí)間。
本發(fā)明還提出一種群集信道下的等化方法，應(yīng)用于無線通訊，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘枺鰝鬏斝诺谰哂卸鄠€(gè)延遲路徑，該等化方法包括下列步驟 當(dāng)判斷接收端具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重，其中，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′； 將接收的所述信號分別依次延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中， 所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]； 依據(jù)所述第N權(quán)重，對應(yīng)地對所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及，結(jié)合所述第N等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合信號； 當(dāng)判斷接收端具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第L權(quán)重，其中，t≥2，L＝1～t；將接收的t個(gè)接收支路信號輸出；對所接收的所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第L等化信號；以及，結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KP與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
由上述技術(shù)方案可見，本發(fā)明通過采用多個(gè)等化器以分別等化不同群集的延遲路徑下接收的信號，同時(shí)，多個(gè)等化器的權(quán)重在最小均方誤差的準(zhǔn)則下，分別利用整個(gè)信道的增益進(jìn)行計(jì)算而得，使得每個(gè)等化器能夠大大降低整個(gè)信道中不同群集的延遲路徑所造成的干擾。
圖1為傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)的接收器利用等化器等化頻率選擇信道的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2為傳輸信道的功率延遲剖面(channel power delay profile)示意圖。
圖3為美國專利申請?jiān)缙诠_號2006/0109892 A1提出的接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖4為美國專利早期公開號2003/0133424 A1提出的接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖5為本發(fā)明實(shí)施例群集通道下的等化裝置應(yīng)用于接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖6為本發(fā)明實(shí)施例群集通道下的等化裝置的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖7為本發(fā)明實(shí)施例的信道估測視窗CE Window的擺放位置示意圖。
圖8為本發(fā)明實(shí)施例視窗間隔時(shí)間的決定方法流程示意圖。
圖9為本發(fā)明實(shí)施例的等化器660_1～660_P的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖10為本發(fā)明實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元640的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖11為本發(fā)明另一實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元1100的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖12為本發(fā)明另一實(shí)施例的等化裝置的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖13為本發(fā)明另一實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元1300的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖14為本發(fā)明實(shí)施例的等化方法流程示意圖。
圖15為本發(fā)明另一實(shí)施例的等化方法流程示意圖。
圖16為本發(fā)明實(shí)施例中步驟S1506的各子步驟流程示意圖。
附圖中的標(biāo)號說明 110、510、630信道估測單元 130、335、340、408A～408C、540_1～54_P、660_1～660_P等化器 150相關(guān)器 170決策單元 300、500接收器 325、330加法器 352CMIS電路 305A、305B延遲路徑的群集 505、600、1200等化裝置 520、640、1100、1300權(quán)重計(jì)算單元 530、650、1250群組延遲單元 550、670結(jié)合單元 560解調(diào)變單元 610多路徑搜尋器 620延遲參數(shù)產(chǎn)生單元 S805～S880本發(fā)明實(shí)施例的視窗間隔時(shí)間的決定方法的各步驟 662_1～662_(F-1)時(shí)間延遲器 664_0～664_(F-1)乘法單元 667加法器 1010_1～1010_P指向向量生成單元 1020_1～1020_P、1070_1～1070_P傅立葉轉(zhuǎn)換單元 1030_1～1030_F解相關(guān)器 1040_1～1040_P反傅立葉轉(zhuǎn)換單元 1050、1150、1350相關(guān)矩陣計(jì)算單元 1060_1～1060_P循環(huán)矩陣生成單元 1080解相關(guān)矩陣單元 1251_1～1251_(P-1)延遲單元 1252_1～1252_(P-1)切換單元 S1401～S1408本發(fā)明實(shí)施例等化方法的各步驟 S1501～S1510本發(fā)明另一實(shí)施例等化方法的各步驟 S1602～S1610步驟S1506的各子步驟
具體實(shí)施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下參照附圖并舉實(shí)施例，對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明。
為了降低延遲擴(kuò)散過大的信道對信號接收所造成的干擾，本發(fā)明實(shí)施例提出了一種群集信道下的等化裝置與等化方法，采用P(P＞1)個(gè)等化器進(jìn)行等化處理，其中，每個(gè)等化器對應(yīng)等化一個(gè)群集的延遲路徑下接收的信號，這樣，通過P個(gè)長度設(shè)定為F的等化器，可以相當(dāng)于以長度PF做接收的一個(gè)傳統(tǒng)等化器，從而使得接收器能夠以較小的計(jì)算復(fù)雜度完整地處理來自于不同群集的干擾，進(jìn)而降低接收信號中的干擾并增加等化器的效能。
所應(yīng)說明的是，本發(fā)明實(shí)施例中，等化裝置設(shè)置的等化器的個(gè)數(shù)P可以根據(jù)環(huán)境中可能遇到的最大群集數(shù)目來設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)最多的等化器于等化裝置中，或者基于硬件成本等考慮設(shè)計(jì)等化器的個(gè)數(shù)；而通道中具有的最大群集數(shù)目(例如為P’)是根據(jù)信道估計(jì)的結(jié)果來確定(后面進(jìn)行詳細(xì)描述)。因而，在實(shí)際應(yīng)用中，接收機(jī)在作信號解調(diào)時(shí)，通過某種量測方式或裝置(例如MPS或信道估計(jì))決定的多路徑所形成的群集數(shù)量(P’)有可能大于P或等于P或小于P；若為大于P，則等化裝置中的P個(gè)等化器都進(jìn)行相應(yīng)接收處理，將另外(P’-P)個(gè)群集忽略；若為小于，則等化裝置中只有P’個(gè)等化器進(jìn)行相應(yīng)接收處理，另外(P-P’)個(gè)等化器則暫時(shí)停止運(yùn)作；若為等于，則等化裝置中只有P個(gè)等化器進(jìn)行相應(yīng)接收P’個(gè)群集，并進(jìn)行處理，以下描述中，以等化器個(gè)數(shù)P等于群集數(shù)量(P’)為例進(jìn)行說明。
在此為了方便說明本實(shí)施例，假設(shè)傳輸信道的功率延遲剖面示意圖如圖2所示。由圖2可看出，多條延遲路徑在延遲時(shí)間的分布上可以分為多個(gè)群集1～群集P。其中，群集1的信道長度表示為L1，群集2的信道長度表示為L2，...，群集P的信道長度表示為LP，即LP表示第p個(gè)群集內(nèi)延遲路徑的個(gè)數(shù)(1≤p≤P)。而群集1中第一條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為K1，群集2中第一條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為K2，...，群集P中第一條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為KP，即Kp表示第p個(gè)群集內(nèi)第一條延遲路徑的延遲時(shí)間(1≤p≤P)。
以下以離散時(shí)間為例來表示接收信號的信道響應(yīng)，并由上述圖2的表示方式可知，第m個(gè)單位時(shí)間的接收信號可表示為式(1) 其中， h[·]表示為信道增益，d[·]表示為傳送端所發(fā)出之信號，v[·]表示為高斯噪聲(Gaussian noise)。Lp表示第p個(gè)群集內(nèi)延遲路徑的個(gè)數(shù)，Kp表示第p個(gè)群集內(nèi)第一條延遲路徑的延遲時(shí)間。
為了方便說明本實(shí)施例，以下以本實(shí)施例提出的群集通道下的等化裝置應(yīng)用于接收器為例進(jìn)行說明，如圖5所示。
圖5為本發(fā)明實(shí)施例群集通道下的等化裝置應(yīng)用于接收器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖5，接收器500包括等化裝置505與解調(diào)變單元560。等化裝置505接收經(jīng)由傳送端發(fā)出、且經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘杛[m]，并等化接收的信號r[m]之后，通過結(jié)合單元550輸出一結(jié)合信號q[m]至解調(diào)變單元560。解調(diào)變單元560將結(jié)合信號q[m]解調(diào)變?yōu)橐粩?shù)字信號
本發(fā)明實(shí)施例所提出的等化裝置505應(yīng)用于無線通訊，具有一個(gè)接收支路，包括信道估測單元510、權(quán)重計(jì)算單元520、群組延遲單元530、P個(gè)等化器540_1～540_P與結(jié)合單元550。其中， 信道估測單元510接收接收信號r[m]，并估測P個(gè)群集對應(yīng)的延遲路徑的增益。權(quán)重計(jì)算單元520利用信道估測單元510所估測出的結(jié)果，將P個(gè)群集對應(yīng)的增益進(jìn)行MMSE運(yùn)算，以計(jì)算得到相關(guān)權(quán)重(第一權(quán)重～第P權(quán)重)。并且，權(quán)重計(jì)算單元520對應(yīng)地將第一權(quán)重～第P權(quán)重分別輸出給等化器540_1～540_P，即，將第一權(quán)重輸出給等化器540_1，將第二權(quán)重輸出給等化器540_2，...，將第P權(quán)重輸出給等化器540_P。而群組延遲單元530分別將接收的信號延遲K1，K2，K3，...，KP個(gè)單位時(shí)間后，輸出多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]。等化器540_1～540_P對應(yīng)接收多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]，例如，等化器540_1接收群組延遲信號r[m-K1]，等化器540_P接收群組延遲信號r[m-KP]，并且，等化器540_1～540_P分別依據(jù)第一權(quán)重～第P權(quán)重，對所接收的群組延遲信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，分別得到第一等化信號～第P等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合單元550。結(jié)合單元550結(jié)合第一等化信號～第P等化信號，并向解調(diào)變單元560輸出結(jié)合信號q[m]。
上述群組延遲單元530中的時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP可依據(jù)信道估測單元510所估測出的結(jié)果來決定。也就是說，信道估測單元510分別估測出信道中各群集1～群集P的第一條延遲路徑的延遲時(shí)間，群組延遲單元530再依據(jù)所估測出的延遲時(shí)間決定出時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP。
另外，本實(shí)施例也可以利用目前接收器常使用的多路徑搜尋器(MPS，Multi-Path Searcher)來找出各群集的延遲時(shí)間，群組延遲單元530依據(jù)多路徑搜尋的結(jié)果決定時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP。
為了方便說明本實(shí)施例，上述等化器540_1～540_P的長度設(shè)定為F，而權(quán)重計(jì)算單元520分別輸出F個(gè)權(quán)重給等化器540_1～540_P。也就是說，每個(gè)等化器的長度設(shè)定為F，權(quán)重計(jì)算單元520向等化器540_1輸出第一權(quán)重，...，向等化器540_P輸出第P權(quán)重，每個(gè)第P權(quán)重包含F(xiàn)個(gè)權(quán)重。這樣，通過P個(gè)長度設(shè)定為F的等化器，可以相當(dāng)于以長度PF做接收的一個(gè)傳統(tǒng)等化器，降低了硬件復(fù)雜度。
在此為了方便說明，以下將第p權(quán)重表示為wp＝[wp，0 wp，1 … wp，F(xiàn)-1]T，即，權(quán)重計(jì)算單元640將第p權(quán)重輸出給第p個(gè)等化器，其中，p為介于1～P之間的自然數(shù)。換句話說，權(quán)重計(jì)算單元520輸出的權(quán)重(第一權(quán)重～第P權(quán)重)可以表示為{w1，w2，....，wP}。其中，上述底線表示該數(shù)學(xué)符號為一向量。
由于等化裝置505用以消除傳輸信道對接收信號的干擾，因此，在滿足MMSE的準(zhǔn)則之下，權(quán)重計(jì)算單元520所計(jì)算出的權(quán)重wp還必須要使得結(jié)合信號q[m]能夠趨近于傳送端所傳送的信號，也就是說，在MMSE準(zhǔn)則之下，權(quán)重{w1，w2，...，wP}應(yīng)滿足 上述第(2)式中 E{·}表示期望值(expected value)運(yùn)算，arg min表示取出函數(shù)的最小值。其中上標(biāo)H表示共軛轉(zhuǎn)置運(yùn)算(Hermitian operator)，D為決策延遲(decisiondelay)，
表示由延遲Kp個(gè)單位時(shí)間的接收信號所組成的向量，其值 根據(jù)上述第(2)式，權(quán)重{w1，w2，...，wP}可利用適應(yīng)性方法或直接反矩陣(direct matrix inversion)方法求得，后續(xù)以直接反矩陣方法進(jìn)行詳細(xì)描述。
上述群組延遲單元530中的時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP可依據(jù)信道估測單元510所估測出的結(jié)果來決定。也就是說，信道估測單元510估測出信道中各群集1～群集P的第一條延遲路徑的延遲時(shí)間K1～KP，群組延遲單元530再將延遲時(shí)間K1～KP作為群組延遲單元530中的時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP。另外，本實(shí)施例也可以利用目前接收器常使用的MPS來找出各群集的延遲時(shí)間，群組延遲單元530依據(jù)路徑搜尋的結(jié)果決定時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP。
在上述實(shí)施例中，等化裝置505利用了群組延遲單元530對接收信號分別延遲K1，K2，K3，...，KP個(gè)單位時(shí)間后，才輸出給相應(yīng)的等化器540_1～540_P。因此，等化裝置505中的等化器540_1～540_P能夠消除信道中的各群集所造成的干擾。同時(shí)，本實(shí)施例中的群組延遲單元530也能夠等效加長等化裝置的長度，使得等化裝置505能夠消除信道長度較大的傳輸信道內(nèi)的干擾。
上述對于圖5中等化裝置的描述中，僅以等化器個(gè)數(shù)與群集個(gè)數(shù)相等的情況進(jìn)行了說明。事實(shí)上，如前所述，本發(fā)明中的等化裝置對于等化器個(gè)數(shù)P與群集個(gè)數(shù)P′的關(guān)系并未限定，當(dāng)二者不等時(shí)，仍然可以應(yīng)用該等化裝置，從而使得該等化裝置的應(yīng)用更為廣泛，具體在等化器個(gè)數(shù)和群集個(gè)數(shù)不等時(shí)，該裝置的各單元執(zhí)行的功能如下 信道估測單元，用以當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益； 權(quán)重計(jì)算單元，以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′； 群組延遲單元，用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，其中所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號分別表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]； P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的群組延遲信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
由于在上述計(jì)算權(quán)重的過程中，權(quán)重計(jì)算單元520使用直接反矩陣方法或適應(yīng)性方法，使得接收器500必須花費(fèi)龐大的計(jì)算量或者是花費(fèi)過長的收斂時(shí)間。為了減少計(jì)算權(quán)重的計(jì)算量與收斂時(shí)間，以下提出本發(fā)明另一實(shí)施例群集通道下的等化裝置，如圖6所示。
圖6為本發(fā)明實(shí)施例群集通道下的等化裝置的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖6，等化裝置600包括多路徑搜尋器610、延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620、信道估測單元630、權(quán)重計(jì)算單元640、群組延遲單元650、P個(gè)等化器660_1～660_P與結(jié)合單元670。
多路徑搜尋器610搜尋出傳輸信道中的延遲路徑以及延遲路徑的延遲時(shí)間。多路徑搜尋器610的搜尋結(jié)果的一個(gè)示意如圖2所示。接下來，延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620依據(jù)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定延遲路徑的群集個(gè)數(shù)P，并且依據(jù)延遲路徑的群集的間隔時(shí)間以及延遲路徑的群集起始的延遲時(shí)間，決定一視窗間隔時(shí)間，表示為K，也就是說，K1＝0，K2＝K，K3＝2K，...，KP＝(P-1)K。
在本實(shí)施例中，為了簡化等化裝置的計(jì)算量，群組延遲單元650利用視窗間隔時(shí)間K，將接收信號r[m]依序延遲K個(gè)單位時(shí)間，以得到多個(gè)群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。并且，群組延遲單元650將群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]對應(yīng)地輸出給等化器1～等化器P。另外，信道估測單元630為了搭配群組延遲單元650以及擷取出適當(dāng)?shù)男诺理憫?yīng)來計(jì)算輸入等化器的權(quán)重，信道估測單元630將信道估測視窗(CEWindow，Channel Estimation Window)的擺放位置如圖7所示。
圖7為本發(fā)明實(shí)施例的信道估測視窗CE Window的擺放位置示意圖。
請參考圖7，由于此時(shí)多路徑搜訊器610已搜尋出此時(shí)的信道具有P個(gè)群集，因此，本實(shí)施例的信道估測單元630具有P個(gè)CE Window，以估測出完整的信道響應(yīng)，其中，信道估測單元630中的每個(gè)CE Window的長度表示為W，環(huán)境中的通道長度表示為L，群集P的信道長度表示為LP，群集P中第一條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為KP，L≥Kp+Lp，W＞L，而F的設(shè)計(jì)原則上是大于兩倍的L，但由于實(shí)際上的L只有在經(jīng)過通道估測后才知道，因此一般的設(shè)計(jì)還是會使F＝2W。本發(fā)明實(shí)施例中，設(shè)計(jì)W大于或等于任一群集的多路徑數(shù)目，即W≥Max(L1，L2，...，Lp)。
第1個(gè)CE Window擺放于群集1的第1條延遲路徑到達(dá)接收端的時(shí)間，也就是擺放至延遲時(shí)間為0的位置。接著，第2個(gè)CE Window與第1個(gè)CE Window的擺放位置相距K個(gè)單位時(shí)間，以此類推，之后的CE Window與其前一個(gè)CEWindow皆相距K個(gè)單位時(shí)間。上述信道估測單元630利用P個(gè)CE Window擷取出進(jìn)行估測的信號，以得到信道響應(yīng)。由于信道估測技術(shù)為本領(lǐng)域的公知技術(shù)，因此本發(fā)明并未限定信道估測單元630的架構(gòu)。
由上述信道估測單元630以及群組延遲單元650的操作可知，上述延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620所決定的視窗間隔時(shí)間K，將影響信道估測單元630與等化器1～等化器P的品質(zhì)。因此，本實(shí)施例在下面的描述中提供一流程圖說明延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620如何決定視窗間隔時(shí)間K。
圖8為本發(fā)明實(shí)施例視窗間隔時(shí)間的決定方法流程示意圖。請參考圖8 步驟S805開始進(jìn)行本發(fā)明實(shí)施例的視窗間隔時(shí)間的決定方法。
步驟S810延遲參數(shù)單元620接收多路徑搜尋器的搜尋結(jié)果，并收集信道中每一條路徑的延遲時(shí)間。其中第(i+1)條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為Di。i的初值為0，也就是說，第1條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為D0。
步驟S820計(jì)算第(i+1)條延遲路徑的延遲時(shí)間與第i條延遲路徑的延遲時(shí)間之差值。也就是計(jì)算Di與Di-1的差值。
步驟S830判斷Di與Di-1的差值是否大于一門檻值。其中，門檻值可根據(jù)系統(tǒng)的實(shí)際要求來設(shè)計(jì)。
步驟S840當(dāng)Di與Di-1的差值大于門檻值時(shí)，將群集個(gè)數(shù)參數(shù)值加1，并設(shè)定該加1后編號為群集個(gè)數(shù)參數(shù)值的群集中的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間為Di。也就是將群集個(gè)數(shù)參數(shù)值加1，并將群集個(gè)數(shù)參數(shù)值對應(yīng)的延遲時(shí)間設(shè)定為Di，其中，群集個(gè)數(shù)參數(shù)值表示為j，第j個(gè)群集中的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為Kj。而上述步驟S840中，設(shè)定Kj＝Di。另外，群集個(gè)數(shù)參數(shù)值j的初值為1，且第1條延遲路徑的延遲時(shí)間為0，也就是說K1＝D0＝0。
舉例來說，上述圖2中從左至右的第7條箭頭對應(yīng)的延遲路徑的延遲時(shí)間與第8條箭頭對應(yīng)的延遲路徑的延遲時(shí)間相距很大，換句話說，D7與D6的差值大于門檻值。因此，當(dāng)i＝7時(shí)，上述步驟S830將判斷為真，因而在上述步驟S840中，設(shè)定K2＝D7。另外，當(dāng)步驟S830判斷為否時(shí)，則直接進(jìn)行步驟S850。
步驟S850判斷所有延遲路徑是否檢查完畢。
步驟S860將i值加1。
步驟S870當(dāng)所有路徑被檢查完畢時(shí)，由K1～Kj決定出視窗間隔時(shí)間K。
另外，上述步驟S870中，等化器長度、CE Window的長度或每個(gè)群集內(nèi)延遲路徑的總功率等等皆可以作為決定視窗間隔時(shí)間參數(shù)K的參考，使得各個(gè)CE windows放置的位置盡可能包覆所有群集的多路徑。
所應(yīng)說明的是，本發(fā)明中信道估測單元中P個(gè)CE Window為均勻間隔放置，因此如果群集分布均勻，則可以保證群集p的信道長度Lp將落在第p個(gè)CEWindow的長度W之內(nèi)；而如果群集分布極度不均勻，則可能出現(xiàn)群集p的信道長度Lp將不完全落在第p個(gè)CE Window的長度W之內(nèi)的情況，因而，對于群集分布均勻的傳輸信道，本發(fā)明中的等化方法將達(dá)到最佳的等化效果。對于群集分布不均勻的傳輸信道，在確定視窗間隔時(shí)間參數(shù)K時(shí)，應(yīng)當(dāng)全面考慮各個(gè)群集間的分布關(guān)系，使得相應(yīng)CE windows放置的位置盡可能包覆相應(yīng)群集的多路徑。
步驟S880結(jié)束本發(fā)明實(shí)施例的視窗間隔時(shí)間的決定方法。
請?jiān)賲⒖紙D6，權(quán)重計(jì)算單元640利用信道估測單元630所得到的信道響應(yīng)，并在MMSE準(zhǔn)則之下，計(jì)算出多個(gè)權(quán)重。并且，權(quán)重計(jì)算單元640所計(jì)算出的多個(gè)第1～第P權(quán)重對應(yīng)地輸出給等化器660_1～660_P。
為了方便說明本實(shí)施例，權(quán)重計(jì)算單元640分別輸出給等化器660_1～660_P的權(quán)重中包含的參數(shù)個(gè)數(shù)為F。其中，權(quán)重計(jì)算單元640輸出給第p個(gè)等化器的第p權(quán)重表示為wp，0，wp，1，...，wp，F(xiàn)-1，p＝1，2，...，P。為了本實(shí)施例敘述的流暢，本實(shí)施例在較為后面的內(nèi)容中，才會詳細(xì)地說明權(quán)重計(jì)算單元640如何計(jì)算出權(quán)重wp，0，wp，1，...，wp，F(xiàn)-1。
為了方便說明本實(shí)施例，以下假設(shè)等化器660_1～660_P的內(nèi)部架構(gòu)皆為一有限脈沖響應(yīng)(FIR，F(xiàn)inite Impulse Response)濾波器，如圖9所示。
圖9為本發(fā)明實(shí)施例的等化器660_1～660_P的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。其中，第p個(gè)等化器660_p包括F-1個(gè)時(shí)間延遲器662_1～662_(F-1)、F個(gè)乘法單元664_0～664_(F-1)與加法器667，各元件的耦接關(guān)系如圖9所示。延遲單元662_1～662_(F-1)順序級聯(lián)，延遲單元662_1接收群組延遲信號r[m-(P-1)K]，并將群組延遲信號r[m-(P-1)K]延遲單位時(shí)間TC后輸出至乘法單元664_1以及下一延遲單元662_2，延遲單元662_2進(jìn)行類似處理，最后，延遲單元662_1～662_(F-1)分別輸出多個(gè)子延遲信號r[m-(P-1)K-1]，r[m-(P-1)K-2]，...，r[m-(P-1)K-(F-1)]至相應(yīng)的乘法單元664_0～664_(F-1)，也就是說，將群組延遲信號r[m-(P-1)K]輸出至乘法單元664_0，延遲單元662_1輸出子延遲信號r[m-(P-1)K-1]至乘法單元664_1，...，延遲單元662_(F-1)輸出子延遲信號r[m-(P-1)K-(F-1)]至乘法單元664_(F-1)。F個(gè)乘法單元664_0～664_(F-1)將群組延遲信號r[m-(P-1)K]與多個(gè)子延遲信號r[m-(P-1)K-1]，r[m-(P-1)K-2]，...，r[m-(P-1)K-(F-1)]對應(yīng)地乘以權(quán)重的共軛wp，0*，wp，1*，...，wp，F(xiàn)-1*后，得到多個(gè)乘積wp，0*·r[m-(p-1)K]，wp，1*·r[m-(p-1)K-1]，...，wp，F(xiàn)-1*·r[m-(p-1)K-(F-1)]。加法器667將多個(gè)乘積wp，0*·r[m-(p-1)K]，wp，1*·r[m-(p-1)K-1]，...，wp，F(xiàn)-1*·r[m-(p-1)K-(F-1)]相加，再將相加之后的和輸出至結(jié)合單元670，用以輸出第p等化信號。最后，結(jié)合單元670輸出-結(jié)合信號q[m]。
以下將說明本實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元640如何得到輸出給多個(gè)等化器660_1～660_P的權(quán)重{w1，w2，...，wP}。
由上述圖7的說明可知，信道估測單元內(nèi)的P個(gè)CE Window長度為W，并且相鄰的CE Window間隔K個(gè)單位時(shí)間，因此，式(1)中的接收信號可表示為 為了數(shù)學(xué)表示更加簡化，接收信號以向量方式表示為r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])T，而傳送端所發(fā)出之信號也以向量方式表示為d[m]＝(d[m] d[m-1]…d[m-F-W+2])T。而信道估測單元630由第p個(gè)CE Window中所得到的信道響應(yīng)表示為 為了方便說明本實(shí)施例，上述信道響應(yīng)表示為可組成一拓波力茲矩陣(Toeplitz matrix)，表示為
其中， 其中，上述式中
的兩條底線表示該數(shù)學(xué)符號為一矩陣。
由上述的數(shù)學(xué)表示方式，上述式(3)可以改寫為 將上述式(4)展開，等化器540_1～540_P在前端所接收的信號(傳輸信道的延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)大于或等于2)可以矩陣方式表示為
其中， r為接收信號r[m]，r[m-K]，...，r[m-(P-1)K]所組成的接收向量，其值為 同樣地，d與v也分別為多個(gè)向量所組成之向量，其值分別為以及 而
為多個(gè)矩陣
所組成的維數(shù)為PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩陣，其值為
矩陣
屬于塊狀拓波力茲矩陣(Block-Toeplitz matrix)。
本實(shí)施例所提出的等化裝置600用以消除傳輸信道對接收信號的干擾，因此，在滿足MMSE準(zhǔn)則之下，權(quán)重計(jì)算單元640所計(jì)算出的權(quán)重wMMSE必須要使得結(jié)合信號q[m]趨近于傳送端所傳送的信號，也就是說，在最小均方誤差準(zhǔn)則之下，權(quán)重計(jì)算單元640所計(jì)算出的權(quán)重應(yīng)滿足 其中，權(quán)重以向量表示為w＝(w1T w2T…wPT)T，D為決策延遲(decisiondelay)，上標(biāo)H表示共軛轉(zhuǎn)置運(yùn)算子(Hermitian operator)。
上述第(5)式中，利用維納-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出權(quán)重wMMSE為 其中，
定義為上述接收向量r的自相關(guān)函數(shù)矩陣(autocorrelation matrix)，也就是
而上述
表示由矩陣
中的第D行(column)元素所堆迭的向量。
由上述第(6)式可知，權(quán)重計(jì)算單元640只要計(jì)算出
再計(jì)算出的反矩陣
并將
與向量
相乘后，就可以計(jì)算出wMMSE，也就可得到等化器660_1～660_P所需的所有權(quán)重。該方法即為前述的直接反矩陣(direct matrixinversion)方法。
在此，若接收器欲得到較好的效能，上述決策延遲D值應(yīng)設(shè)計(jì)為(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]，也就是說，
將可取出矩陣
中間列上的元素。更進(jìn)一步地說，由上述
的定義可知，當(dāng)D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]時(shí)，
將取出位于中間行上的子矩陣
并且，僅取出每一個(gè)中間行上的子矩陣
內(nèi)的第(F+W-1)/2行上的元素，表示為
上述第(7)式中，假設(shè)F大于W。hp定義為一指向向量(steering vector)，用以表示
內(nèi)的第(F+W-1)/2行上的元素所組成的向量。因此，由上述
的子矩陣
的定義以及指向向量hp的定義可知，
的值為 由于等化器660_1～660_P所分別處理的接收信號，都同樣受到傳輸信道中來自不同群集Cluster 1～Cluster P的干擾。因此，由上述第(6)式的推導(dǎo)過程可知，本實(shí)施例在計(jì)算等化器660_1～660_P對應(yīng)的多個(gè)權(quán)重時(shí)，同時(shí)考慮多個(gè)群集1～群集P內(nèi)的信道響應(yīng)，并在MMSE的準(zhǔn)則下，得到權(quán)重wMMSE。
然而，由上述第(6)式可知，權(quán)重wMMSE的計(jì)算過程需要將維度FP×FP的矩陣
與長度FP的向量
相乘，并且，又必須花費(fèi)大量的計(jì)算量才能得到計(jì)算
的反矩陣
造成權(quán)重計(jì)算單元640實(shí)際計(jì)算權(quán)重wMMSE的復(fù)雜度相當(dāng)龐大。因此，以下的實(shí)施例將推導(dǎo)與說明另一種計(jì)算權(quán)重wMMSE的方法，以降低計(jì)算的復(fù)雜度。
由于傳送端所發(fā)出的信號d[m]為獨(dú)立(independent)信號，并且在滿足最小均方誤差的條件下，上述接收向量r的自相關(guān)函數(shù)矩陣
可表示 其中，σv2表示上述高斯噪聲的變異數(shù)(variance)，
表示維度為FP×FP的單位矩陣(identity matrix)。為了方便說明本實(shí)施例，上述第(9)式可改寫為
其中，上述第(10)式中矩陣
的對角線上的子矩陣的值為其余的子矩陣的值為p＝1，2，...，P-1 由上述
的定義可知，
為拓波力茲矩陣。因此可以推得上述子矩陣
的結(jié)構(gòu)為帶狀結(jié)構(gòu)(banded structure)，且為拓波力茲矩陣。由文獻(xiàn)“EfficientLinear Equalization for High Data Rate Downlink CDMA Signaling”(Zhang，J.Bhatt，T.and Mandyam，G.，proc.of 37th IEEE Asilomar Conference on signals，Systems，and computers，Monterey，CA，pp.141-145，vol.1，Nov.2003)可知，可將上述
的子矩陣
近似為一循環(huán)矩陣(circulant matrix)
其中，
又可分解為也就是說，上述
的子矩陣
可近似為 上述第(11)式中，
為一對角矩陣(diagonal matrix)，其值為其中，diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素所組成。[·]1表示以矩陣內(nèi)第一行上的元素所組成的向量，
表示離散傅立葉轉(zhuǎn)換(DFT，Discrete Fourier Transform)矩陣，
表示離散傅立葉轉(zhuǎn)換矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。其中，
表示對a進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，
表示對a進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)。
另外，上述
為近似于
的循環(huán)矩陣(circulant matrix)。舉例來說，具有帶狀結(jié)構(gòu)且為拓波力茲矩陣的
維度為FXF，表示為
的近似循環(huán)矩陣
例如為
根據(jù)上述第(11)式，上述第(10)式中的自相關(guān)函數(shù)矩陣
可改寫為
其中，
表示克羅內(nèi)克積(kronecker product)，矩陣
利用離散傅立葉轉(zhuǎn)換矩陣的特性以及上述第(12)式，可以得到自相關(guān)函數(shù)矩陣的反矩陣
為 上述第(14)式中，
為維度P×P的單位矩陣。將上述第(14)與第(8)式代入上述第(6)式，可以得到權(quán)重wMMSE為 因此，相較上述第(6)式，上述第(15)較容易在硬件上實(shí)現(xiàn)，并且也大量地降低了權(quán)重wMMSE的運(yùn)算量。在上述第(15)式中，
與
在硬件上皆能利用快速傅立葉來實(shí)現(xiàn)。然而，上述第(15)式中仍要計(jì)算維度為FP×FP的矩陣
的反矩陣
為了方便說明本發(fā)明實(shí)施例中如何計(jì)算反矩陣
以下以P＝2，F(xiàn)＝4為例進(jìn)行說明。
當(dāng)P＝2，F(xiàn)＝4時(shí)，矩陣可展開為
由于矩陣
中的每一個(gè)子矩陣
皆為對角矩陣，因此反矩陣
也為4個(gè)子矩陣所組成，其中，其內(nèi)部的4個(gè)子矩陣也為對角矩陣。也就是說，在計(jì)算反矩陣
時(shí)，只需計(jì)算反矩陣
中的4個(gè)子矩陣上每個(gè)對角線元素的值。因此，以下便開始說明如何計(jì)算子矩陣上的對角線元素的值。
首先，把矩陣
中每一個(gè)子矩陣中對角線上第1個(gè)元素取出，組成一個(gè)2×2特殊矩陣，該矩陣為 接下來，計(jì)算特殊矩陣
的反矩陣
由于特殊矩陣
的維度為2×2，因此，其反矩陣
的值為 其中，
表示特殊矩陣
的行列式(determinant)的值。在求出反矩陣
之后，將反矩陣
中的4個(gè)元素作為反矩陣
中每個(gè)子矩陣中對角線上第1個(gè)元素。
下一步，依照上述作法，以矩陣
中每個(gè)子矩陣中對角線上第2、3與4個(gè)元素分別取出，組成特殊矩陣
與
接著，分別計(jì)算反矩陣
與
最后，將反矩陣
與
中4個(gè)元素作為
中子矩陣內(nèi)的對角線上元素的值。
由上述可知，反矩陣
可展開為第(16)式
由上述的舉例可知，在計(jì)算反矩陣
時(shí)，不需將整個(gè)維度為FP×FP的矩陣
進(jìn)行反矩陣運(yùn)算，而是只需要將矩陣
拆解成F個(gè)維度為P×P的特殊矩陣
(k＝1，2，...，F(xiàn))，并只需計(jì)算出
的反矩陣
因此，大大降低了計(jì)算反矩陣的計(jì)算量。
上述
可表示為
其中
表示矩陣
中的子矩陣
內(nèi)對角線上第k個(gè)元素，k＝1，2，...，F(xiàn)。
由上述權(quán)重計(jì)算的推導(dǎo)可知，權(quán)重計(jì)算單元640在滿足最小均方誤差準(zhǔn)則之下，計(jì)算出權(quán)重{w1，w2，...，wP}。換句話說，等化器660_1～660_P中所使用的權(quán)重是利用整個(gè)信道中所有群集的延遲路徑的增益進(jìn)行計(jì)算而得。因此，等化器660_1～660_P能夠大大降低來自于信道中的不同群集所造成的干擾，進(jìn)而增加接收器的效能。
為了使本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以通過本實(shí)施例實(shí)施本發(fā)明，以下依據(jù)上述第(15)式中權(quán)重計(jì)算的數(shù)學(xué)式方法，提出本實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元640內(nèi)部的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖10為本發(fā)明實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元640的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖10，權(quán)重計(jì)算單元640包括P個(gè)指向向量(Steering vector)生成單元10101_1～1010_P、P個(gè)傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P、F個(gè)解相關(guān)器1030_1～1030_F、P個(gè)反傅立葉轉(zhuǎn)換單元1040_1～1040_P、相關(guān)矩陣計(jì)算單元1050、P個(gè)循環(huán)矩陣生成單元1060_1～1060_P、P個(gè)傅立葉轉(zhuǎn)換單元1070_1～1070_P與解相關(guān)矩陣單元1080。
首先，指向向量生成單元1010_1～1010_P對應(yīng)地接收由信道估測單元630利用P個(gè)CE Window擷取出的信號進(jìn)行估測的信道響應(yīng)，并且指向向量生成單元1010_1～1010_P利用所估測出的信道響應(yīng)產(chǎn)生指向向量。以第p個(gè)指向向量生成單元為例，將接收到第p個(gè)CE WWindow的信道響應(yīng)并產(chǎn)生指向向量 接下來，由上述第(15)式可知，離散傅立葉轉(zhuǎn)換矩陣將分別對每個(gè)指向向量進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到
因此，傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P分別對所接收的指向向量進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，并分別向F個(gè)解相關(guān)器1030_1～1030_F輸出對應(yīng)的F個(gè)頻率分量。
另外，相關(guān)矩陣計(jì)算單元1050利用信道估測單元630所估測出的信道響應(yīng)，計(jì)算并產(chǎn)生自相關(guān)函數(shù)矩陣
接著，循環(huán)矩陣生成單元1060_1～1060_P分別將自相關(guān)函數(shù)矩陣
中的子矩陣
近似為循環(huán)矩陣(circulant matrix)
并分別取出循環(huán)矩陣
內(nèi)第一行元素，以得到
接下來，傅立葉轉(zhuǎn)換單元1070_1～1070_P分別將
進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，并形成對角矩陣
而解相關(guān)矩陣單元1080依據(jù)上述第(13)式將矩陣
組成矩陣
并且，由上述計(jì)算矩陣
的反矩陣
的方法可知，解相關(guān)矩陣單元1080依據(jù)上述第(17)式，由矩陣
產(chǎn)生F個(gè)特殊矩陣
并計(jì)算出F個(gè)特殊矩陣的反矩陣
再將反矩陣
對應(yīng)地輸出給解相關(guān)器1030_1～1030_F，例如，將反矩陣
輸出給解相關(guān)器1030_1，將反矩陣
輸出給解相關(guān)器1030_F。其中，每個(gè)反矩陣
的維度為P×P。
接下來，依據(jù)第(15)式，反矩陣
須與傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P所輸出的
相乘。由于反矩陣
由反矩陣
所組成。因此，依據(jù)上述第(15)式中的矩陣乘法，解相關(guān)器1030_1分別接收傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P所輸出的第1個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量乘以反矩陳
中相應(yīng)的P列元素，以輸出P個(gè)列乘積和，并將第1個(gè)列乘積和輸出至解相關(guān)器1030_1，第P個(gè)列乘積和輸出至解相關(guān)器1030_P；解相關(guān)器1030_2分別接收傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P所輸出的第2個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量皆乘以反矩陣
中的P列元素，以輸出P個(gè)列乘積和；.........；解相關(guān)器1030_F分別接收傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P所輸出的第F個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量皆乘以反矩陣
中的P列元素，以輸出P個(gè)列乘積和。
最后，依據(jù)上述第(15)式，反傅立葉轉(zhuǎn)換單元1040_1分別接收解相關(guān)器1030_1～1030_F所輸出的第1個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)列乘積和進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以輸出等化器600_1的權(quán)重w1；反傅立葉轉(zhuǎn)換單元1040_2分別接收解相關(guān)器1030_1～1030_F所輸出的第2個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)列乘積和進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以輸出等化器600_2的權(quán)重w2；.........；反傅立葉轉(zhuǎn)換單元1040_P分別接收解相關(guān)器1030_1～1030_F所輸出的第P個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)列乘積和進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以輸出等化器600_P的權(quán)重wP。
由上述圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的操作可知，本實(shí)施例引用了特殊矩陣
使得在計(jì)算權(quán)重的過程中，不再需要計(jì)算維度為FP×FP的矩陣
的反矩陣
而只需要計(jì)算出特殊矩陣
的反矩陣
因此，大大減低了權(quán)重計(jì)算的復(fù)雜度。另外，由上述圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的操作可知，傅立葉轉(zhuǎn)換單元與反傅立葉轉(zhuǎn)換單元在硬件的實(shí)際應(yīng)用時(shí)，都可以使用快速傅立葉轉(zhuǎn)換來實(shí)施，進(jìn)而更降低權(quán)重計(jì)算的復(fù)雜度。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以推知，上述實(shí)施例不只可以應(yīng)用于具有多個(gè)群集的傳輸信道，還可以應(yīng)用于其他不同類型的傳輸信道。舉例來說，當(dāng)傳輸信道的延遲路徑分布密集且信道長度過長，并且僅有一個(gè)群集時(shí)，傳統(tǒng)的等化器仍會存在由于等化器長度不足以覆蓋到過長的傳輸信道的問題。然而，上述實(shí)施例中的等化裝置600卻仍可以應(yīng)用于此種傳輸信道。上述實(shí)施例中，只需將視窗間隔時(shí)間K直接等于等化器660_1～660_P的長度F，使等化器660_1～660_P等效于一個(gè)長度為PF的等化器。同時(shí)，對權(quán)重計(jì)算單元640中的相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1050進(jìn)行相應(yīng)調(diào)整，而等化裝置600中的其余元件則不需調(diào)整，以下以圖11為例進(jìn)行說明。
圖11為本發(fā)明另一實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元1100的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖11，所應(yīng)注意的是，本發(fā)明實(shí)施例中，信道估測單元，用以估測該群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；群組延遲單元用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KP個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，其中，P為等化器的個(gè)數(shù)，K1＝0，K2＝K，K3＝2K，...，KP＝(P-1)K，其中，視窗間隔時(shí)間K等于等化器660_1～660_P的長度F，權(quán)重計(jì)算單元1100中的各元件結(jié)構(gòu)類似于圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640，以所述信道估測單元估測的一個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～P，因此，相同部分不再贅述。權(quán)重計(jì)算單元1100與圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的不同點(diǎn)在于相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1150。相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1150利用信道估測單元630所估測出的信道響應(yīng)，計(jì)算并產(chǎn)生自相關(guān)函數(shù)矩陣
而與前述由多個(gè)矩陣
所組成的維數(shù)為PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩陣
不同的是，本實(shí)施例中，由于傳輸信道的延遲路徑分布密集，并且僅有一個(gè)群集，可將所有的CE window串接在一起，并將多個(gè)等化器串接當(dāng)成傳統(tǒng)等化器使用。這樣，依據(jù)傳統(tǒng)等化器中通道矩陣的通式，可以得出上述矩陣
的值為
因此，當(dāng)延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620依據(jù)多路徑搜尋器610搜尋出的結(jié)果，判斷出此時(shí)的傳輸信道不具有多個(gè)群集的特性且分布密集時(shí)，延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620將決定視窗間隔時(shí)間K的值等于等化器長度F。并且，權(quán)重計(jì)算單元640中的硬件或軟件也將會調(diào)整相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1050中的數(shù)學(xué)運(yùn)算方式，使等化裝置600能夠適應(yīng)目前的信道類型。
另外，同樣在延遲路徑分布密集且信道長度很長、并且僅有一個(gè)群集的傳輸信道中，若接收器具有多個(gè)接收支路(receive branch)時(shí)，上述圖6的等化裝置600在修正內(nèi)部的群組延遲單元530之后，將使得等化裝置600也可應(yīng)用于具有多個(gè)接收支路的接收器，即該等化裝置可應(yīng)用于單接收支路與多接收支路并存的情況下，以下以圖12為例進(jìn)行說明。
圖12為本發(fā)明另一實(shí)施例的等化裝置的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。請參考圖12，等化裝置1200的結(jié)構(gòu)與圖6的等化裝置600結(jié)構(gòu)類似，而由于圖6中的多路徑搜尋器610、延遲參數(shù)產(chǎn)生單元620、信道估測單元630與權(quán)重計(jì)算單元640都與等化裝置1200中相應(yīng)單元結(jié)構(gòu)相類似，因此在圖12中未示出上述單元。而等化裝置1200與圖6中的等化裝置600的不同點(diǎn)在于圖12中的群組延遲單元1250與圖6中的群組延遲單元650結(jié)構(gòu)不同。群組延遲單元1250包括P-1個(gè)延遲單元1251_1～1251_(P-1)以及P-1個(gè)切換單元1252_1～1252_(P-1)，其耦接關(guān)系如圖12所示。
當(dāng)切換單元1252_1～1252_(P-1)的輸入端都依次耦接至延遲單元1251_1～1251_(P-1)時(shí)，群組延遲單元1250的操作相同于圖6中的群組延遲單元530。當(dāng)接收器具有多個(gè)接收支路時(shí)，在系統(tǒng)環(huán)境為延遲路徑分布密集且信道長度很長、并且僅有一個(gè)群集的傳輸信道下，可以開啟多個(gè)接收支路的同時(shí)接收，并且切換單元1252_1～1252_(P-1)的輸入端可以切換耦接至多個(gè)接收支路，讓等化器660_1～660_P不需經(jīng)過延遲單元，分別直接接收到多個(gè)接收支路的接收信號，并分別進(jìn)行等化處理，從而簡化相應(yīng)傳輸信道下的信號等化操作，提高等化器的效能。
當(dāng)上述切換單元1252_1～1252_(P-1)的輸入端切換耦接至多個(gè)接收支路時(shí)，圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1050也將作相應(yīng)調(diào)整。
如果考慮圖12中等化器個(gè)數(shù)P與群集個(gè)數(shù)P′的關(guān)系，則該裝置的各單元執(zhí)行的功能如下 信道估測單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，其中，t≥2、且t＝P； 權(quán)重計(jì)算單元，以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集對應(yīng)的延遲路徑的增益或所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～S，S的取值為當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～t； 群組延遲單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號分別表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以將接收的t個(gè)接收支路信號輸出； P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]或所述t個(gè)接收支路信號，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的所述多個(gè)群組延遲信號或所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
上述考慮等化器個(gè)數(shù)P與群集個(gè)數(shù)P′的關(guān)系的等化裝置，不僅可以應(yīng)用于等化器個(gè)數(shù)P與群集個(gè)數(shù)P′相等的情況，也可以應(yīng)用于等化器個(gè)數(shù)P與群集個(gè)數(shù)P′不相等的情況，這樣，擴(kuò)展了該等化裝置的應(yīng)用范圍。同時(shí)，上述等化裝置可以工作于單接收支路和多接收支路兩種模式下，并且可以根據(jù)接收信號和實(shí)際需要，在兩種工作模式下進(jìn)行切換，以適應(yīng)多種接收信號和性能要求。
另外，本發(fā)明還提供了單獨(dú)工作于多接收支路下的等化裝置，以應(yīng)用于具有多個(gè)接收支路的接收器。其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度相對于前述圖12所示的等化裝置相對較小。具體地，此類僅支持多接收支路的等化裝置同樣需要工作在延遲路徑分布密集且信道長度很長、并且僅有一個(gè)群集的傳輸信道中，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)腜個(gè)接收支路信號，該等化裝置具體包括 信道估測單元，用以估測所述P個(gè)接收支路信號對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益； 權(quán)重計(jì)算單元，以所述P個(gè)接收支路信號對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～P； P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述P個(gè)接收支路信號，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的P個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P為自然數(shù)、且大于等于2。
較佳地，該多接收支路的等化裝置進(jìn)一步包括 多路徑搜尋器，用以搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間。
較佳地，該多接收支路的等化裝置進(jìn)一步包括 延遲參數(shù)產(chǎn)生單元，用以依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
圖13為本發(fā)明另一實(shí)施例的權(quán)重計(jì)算單元1300的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖。該具體結(jié)構(gòu)可以應(yīng)用于前述圖12所示的等化裝置以及前述僅支持多接收支路的等化裝置中，在接收器具備多個(gè)接收分支時(shí)，實(shí)現(xiàn)多個(gè)接收分支的接收信號等化過程中對應(yīng)權(quán)重的計(jì)算。請參考圖13，由于接收器具有多個(gè)接收分支，圖13的左側(cè)為多個(gè)接收分支所得到的信道的功率延遲剖面示意圖。由圖13的CEWindow擺放位置可知，信道估測單元630分別對每個(gè)接收分支的接收信號進(jìn)行估測。而權(quán)重計(jì)算單元1300中的各元件結(jié)構(gòu)類似于圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的各元件結(jié)構(gòu)，因此，相同部分不再贅述。權(quán)重計(jì)算單元1300與圖10中的權(quán)重計(jì)算單元640的不同點(diǎn)在于相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1350。相關(guān)矩陣運(yùn)算單元1350利用信道估測單元630所估測出的信道響應(yīng)，計(jì)算并產(chǎn)生自相關(guān)函數(shù)矩陣
而與前述由多個(gè)矩陣
所組成的維數(shù)為PF*[(2P-1)(F+W-1)]的矩陣
不同的是，本實(shí)施例應(yīng)用于接收端為多天線，使用接收分集時(shí)，而等化裝置又有多個(gè)等化器，其通道量測結(jié)果表明又沒有多個(gè)群集(通道中只有一群集)，這時(shí)候可以開啟多天線接收，并利用裝置的多個(gè)等化器，以提升接收的效能，因而，其接收支路會直接從天線端接收下來而不需經(jīng)過延遲單元，如前所述，依據(jù)傳統(tǒng)等化器中通道矩陣的通式，可以得出上述矩陣
為 其中，
的子矩陣
表示第p個(gè)接收分支的接收信號進(jìn)行估測的結(jié)果所組成的矩陣，同樣，依據(jù)傳統(tǒng)等化器中通道矩陣的通式，可以得出子矩陣
的值為
由上述圖5中的等化裝置505的操作可以歸納出一等化方法，如圖14所示。
圖14為本發(fā)明實(shí)施例的等化方法流程示意圖。請參考圖14 步驟S1401開始進(jìn)行等化方法。
步驟S1402接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘?。該傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該多個(gè)延遲路徑具有的群集個(gè)數(shù)與等化器的個(gè)數(shù)P相等，舉例來說，該傳輸信道可以為上述圖2所示。
步驟S1403估測P個(gè)群集分別對應(yīng)的延遲路徑的增益。
步驟S1404以P個(gè)群集分別對應(yīng)的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}。上述最小均方誤差演算可以用第(2)式表示，而第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}可利用適應(yīng)性方法或直接反矩陣(direct matrix inversion)方法求得。
所應(yīng)說明的是，如前所述，對于多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′大于等化器的個(gè)數(shù)P的情況，以P個(gè)群集對應(yīng)的多個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～P；如果多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P，以P′個(gè)群集對應(yīng)的多個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N′權(quán)重，其中，N′＝1～P′。
步驟S1405將接收的信號r[m]分別延遲K1，K2，K3，...，KP個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]。上述時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP可以是利用信道估測技術(shù)估測出每個(gè)群集的延遲時(shí)間，或是利用MPS來找出各群集的延遲時(shí)間。再依據(jù)得到的延遲時(shí)間決定出時(shí)間參數(shù)K1，K2，K3，...，KP。
步驟S1406接收群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]，并對應(yīng)地依據(jù)第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}，對所接收的信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，對應(yīng)地得到第一等化信號～第P等化信號。上述等化運(yùn)算可以參照圖9的操作。
步驟S1407結(jié)合第一等化信號～第P等化信號，并輸出一結(jié)合信號。上述結(jié)合的方式可以是直接將第一等化信號～第P等化信號相加或?qū)⒚總€(gè)等化信號依照一預(yù)設(shè)的比例相加。
在步驟S1405～步驟S1407中，對應(yīng)于多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′大于等化器的個(gè)數(shù)P的情況，將接收的信號r[m]分別延遲K1，K2，K3，...，KP個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]。接收群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP]，并對應(yīng)地依據(jù)第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}，對所接收的信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，對應(yīng)地得到第一等化信號～第P等化信號。
對應(yīng)于多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P，將接收的信號r[m]分別延遲K1，K2，K3，...，KP′個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP′]。接收群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KP′]，并對應(yīng)地依據(jù)第一權(quán)重～第P′權(quán)重{w1，w2，...，wP′}，對所接收的信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，對應(yīng)地得到第一等化信號～第P′等化信號。
步驟S1408結(jié)束進(jìn)行等化方法。
概括來說，上述步驟S1401～步驟S1408中，對于應(yīng)用于無線通訊、具有一個(gè)接收支路的群集信道下的等化方法，所述無線通訊利用一傳輸信道來傳輸信號，所述傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該等化方法包括下列步驟 當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益； 根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重，其中，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′； 將接收的所述信號分別依次延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中， 所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]； 依據(jù)所述第N權(quán)重，對應(yīng)地對所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合所述第N等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合信號； 其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
同樣地，由上述圖6中的等化裝置600的操作可以歸納出另一等化方法，如圖15所示。
圖15為本發(fā)明另一實(shí)施例的等化方法流程示意圖。請參考圖15 步驟S1501開始進(jìn)行等化方法。
步驟S1502接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘?。該傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該傳輸信道可以為上述圖2所示。
步驟S1503搜尋傳輸信道中的多個(gè)延遲路徑以及該多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的延遲時(shí)間。上述步驟S1503可以利用多路徑搜尋器來實(shí)施搜尋。
步驟S1504依據(jù)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定延遲路徑的群集個(gè)數(shù)P，并且依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及延遲路徑的群集的起始延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間K。上述步驟S1504中，決定群集個(gè)數(shù)P以及視窗間隔時(shí)間K可以是利用上述圖8的步驟。
步驟S1505利用P個(gè)信道估測視窗，對傳輸信道中的P個(gè)群集進(jìn)行信道估測。P個(gè)信道估測視窗在信道功率剖面示意圖上的擺放位置如圖7所示。其中由第p個(gè)信道估測視窗中所得到的信道響應(yīng)表示為 步驟S1506利用信道估測所得的信道響應(yīng)，進(jìn)行最小均方誤差演算，以計(jì)算出第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}。即由信道估測的結(jié)果進(jìn)行最小均方誤差演算，得到第一權(quán)重～第P權(quán)重。
計(jì)算權(quán)重的方式可利用上述第(6)式或第(15)式。其中，若利用上述第(15)式來計(jì)算第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}，步驟S1506包括下述子步驟。
圖16為本發(fā)明實(shí)施例中步驟S1506的各子步驟流程示意圖。請參考圖16 步驟S1602利用P個(gè)信道估測視窗進(jìn)行信道估測所得的信道響應(yīng)組成P個(gè)指向向量。其中，指向向量的定義如上述第(7)式。
步驟S1603對每一指向向量進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，其中對第p個(gè)指向向量hp進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到
其中，
中具有F個(gè)頻率分量。而上述步驟S1603可以按照圖10中的傅立葉轉(zhuǎn)換單元1020_1～1020_P的操作步驟。
步驟S1604利用上述信道估測所得的信道響應(yīng)，產(chǎn)生自相關(guān)函數(shù)矩陣
其中自相關(guān)函數(shù)矩陣
的定義可以為上述第(10)式。
步驟S1605將自相關(guān)函數(shù)矩陣
中的子矩陣
近似為循環(huán)矩陣
并分別取出循環(huán)矩陣
內(nèi)第一行元素
即產(chǎn)生多個(gè)循環(huán)矩陣，并分別取出多個(gè)循環(huán)矩陣第一行元素。
步驟S1606將
進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多個(gè)對角矩陣
其中第p個(gè)對角矩陣 步驟S1607將多個(gè)對角矩陣
組成矩陣
其中矩陣
可以按照上述第(13)式定義。
步驟S1608分別由矩陣
產(chǎn)生F個(gè)特殊矩陣
并計(jì)算出多個(gè)特殊矩陣的反矩陣
其中多個(gè)特殊矩陣的定義可以為上述第(17)式所定義。
步驟S1609進(jìn)行F次解相關(guān)運(yùn)算。上述F次解相關(guān)運(yùn)算可以為圖10中的解相關(guān)器1030_1～1030_F的操作步驟。其中第i次解相關(guān)運(yùn)算接收上述離散傅立葉轉(zhuǎn)換后所得的
中的第i個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量對應(yīng)地乘上矩陣
中相應(yīng)的P列元素，以輸出P個(gè)列乘積和，其中i＝1，2，...，F(xiàn)。
步驟S1610進(jìn)行P次反離散傅立葉轉(zhuǎn)換。上述P次反離散傅立葉轉(zhuǎn)換可以為圖10中的反傅立葉轉(zhuǎn)換單元1040_1～1040_P的操作步驟。其中第j次個(gè)反離散傅立葉轉(zhuǎn)換接收上述第j個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)第j個(gè)列乘積和進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以輸出權(quán)重wj，其中j＝1，2，...，P。
請繼續(xù)參考圖15 步驟S1507依序?qū)⒔邮招盘杛[m]延遲視窗間隔時(shí)間K，得到多個(gè)群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。
上述步驟S1507可以按照圖6中的群組延遲單元650的操作步驟進(jìn)行操作。
步驟S1508依據(jù)第一權(quán)重～第P權(quán)重{w1，w2，...，wP}，將群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]對應(yīng)地進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第一等化信號～第P等化信號。即對應(yīng)地接收群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]，并對應(yīng)地依據(jù)第一權(quán)重～第P權(quán)重，對所接收的信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，對應(yīng)地得到第一等化信號～第P等化信號。上述等化運(yùn)算可以按照圖9所示的操作進(jìn)行操作。
步驟S1509結(jié)合第一等化信號～第P等化信號，并輸出一結(jié)合信號。
上述結(jié)合的方式可以是直接將第一等化信號～第P等化信號相加或?qū)⒚總€(gè)等化信號依照一預(yù)設(shè)的比例相加。
步驟S1510結(jié)束進(jìn)行等化方法。
對應(yīng)于支持單接收支路與多接收支路兩種工作模式的等化裝置，本發(fā)明還提供對應(yīng)于支持單接收支路與多接收支路兩種工作模式的等化方法，應(yīng)用于無線通訊，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘枺鰝鬏斝诺谰哂卸鄠€(gè)延遲路徑，該等化方法包括下列步驟 當(dāng)判斷接收端具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重，其中，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′； 將接收的所述信號分別依次延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中， 所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]； 依據(jù)所述第N權(quán)重，對應(yīng)地對所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及，結(jié)合所述第N等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合信號； 當(dāng)判斷接收端具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第L權(quán)重，其中，t≥2，L＝1～t；將接收的t個(gè)接收支路信號輸出；對所接收的所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第L等化信號；以及，結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KP與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
較佳地，該單接收支路與多接收支路并存的群集信道下的等化方法進(jìn)一步包括 搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間。
較佳地，該單接收支路與多接收支路并存的群集信道下的等化方法進(jìn)一步包括 依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定所述多個(gè)延遲路徑的群集個(gè)數(shù)，并且分別依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
對應(yīng)于多接收支路的群集信道下的等化裝置，本發(fā)明還提供對應(yīng)于多接收支路的群集信道下的等化方法，接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)腜個(gè)接收支路信號，所述傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，所述多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集，該等化方法包括下列步驟 估測所述P個(gè)接收支路信號對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益； 以所述P個(gè)接收支路信號對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～P； 接收所述P個(gè)接收支路信號，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的P個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及 結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號； 其中，P為自然數(shù)、且大于等于2。
較佳地，該多接收支路的群集信道下的等化方法進(jìn)一步包括 搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間。
較佳地，該多接收支路的群集信道下的等化方法進(jìn)一步包括 依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
在上述對各個(gè)單元的具體處理進(jìn)行描述的過程中，均以群集數(shù)量與等化器個(gè)數(shù)相等的情況為例進(jìn)行說明的。對于群集數(shù)量(P’)與等化器個(gè)數(shù)P不相等的情況，相應(yīng)單元的具體處理操作相同，只是處理和輸出的信號數(shù)量、以及處理中涉及的參數(shù)取值進(jìn)行相應(yīng)調(diào)整。
其中，涉及處理和輸出的信號數(shù)量上的調(diào)整具體為，根據(jù)群集數(shù)量按照前文所述的方式利用信道估測單元確定等化裝置需要處理的群集個(gè)數(shù)S，并估測該S個(gè)群集的延遲時(shí)間；再利用權(quán)重計(jì)算單元計(jì)算出對應(yīng)的S個(gè)權(quán)重，對應(yīng)輸入到S個(gè)等化器中；利用群組延遲信號對接收信號進(jìn)行延遲處理得到S個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS](例如，當(dāng)視窗間隔時(shí)間為K時(shí)，將接收信號依序延遲K個(gè)單位時(shí)間得到S個(gè)群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(S-1)K])，對應(yīng)輸入到S個(gè)等化器中；然后S個(gè)等化器根據(jù)輸入的權(quán)重和群組延遲單元進(jìn)行等化處理。
涉及相應(yīng)單元處理過程中的參數(shù)取值調(diào)整具體為，處理中涉及的參數(shù)P用信道估測單元所估測輸出的群集個(gè)數(shù)S代替，群集索引p的取值范圍相應(yīng)修改為p＝1，2，...，S。
其他具體處理流程與群集數(shù)量(P’)與等化器個(gè)數(shù)P相等時(shí)的處理流程相類似，在此不再贅述。
綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例的群集信道下的等化裝置與等化方法，至少具有以下優(yōu)點(diǎn) 1、本發(fā)明采用多個(gè)等化器分別等化不同群集延遲路徑下的接收信號，同時(shí)，多個(gè)等化器的權(quán)重在最小均方誤差的準(zhǔn)則下、分別利用整個(gè)信道的增益進(jìn)行計(jì)算而得，從而能夠大大降低整個(gè)信道中不同群集的延遲路徑所造成的干擾。
2、本發(fā)明對接收信號依序延遲K個(gè)單位時(shí)間之后，才對應(yīng)地輸出給多個(gè)等化器。因此本實(shí)施例中的群組延遲單元530能夠加長等化裝置的長度，使得等化裝置能夠消除信道長度較大的傳輸信道中的干擾。
3、本發(fā)明引入了特殊矩陣
使得在計(jì)算權(quán)重的過程中，不再需要計(jì)算維度為FP×FP的矩陣
的反矩陣
而只需要計(jì)算出
的反矩陣
因此，本發(fā)明大大減低了權(quán)重計(jì)算的復(fù)雜度。另外，本實(shí)施例在硬件的實(shí)際應(yīng)用時(shí)，權(quán)重計(jì)算可以使用快速傅立葉轉(zhuǎn)換來實(shí)施，進(jìn)而進(jìn)一步降低了權(quán)重計(jì)算所需硬件結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度。
雖然本發(fā)明已以較佳實(shí)施例揭露如上，但并非用以限定本發(fā)明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，可作些許的更動與潤飾，因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以本發(fā)明所主張的權(quán)利范圍所述為準(zhǔn)，而非僅限于上述實(shí)施例。
權(quán)利要求
1、一種群集信道下的等化裝置，其特征在于，所述等化裝置應(yīng)用于無線通訊，具有一個(gè)接收支路，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘?，所述傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該等化裝置包括
信道估測單元，用以當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；
權(quán)重計(jì)算單元，以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)
時(shí)，S＝P′；
群組延遲單元，用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，其中所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號分別表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]；
P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的群組延遲信號進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及
結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號；
其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
2、如權(quán)利要求1所述的等化裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括
多路徑搜尋器，用以搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間。
3、如權(quán)利要求2所述的等化裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括
延遲參數(shù)產(chǎn)生單元，用以依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定所述多個(gè)延遲路徑的群集個(gè)數(shù)，并且分別依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
4、如權(quán)利要求3所述的等化裝置，其特征在于，所述視窗間隔時(shí)間表示為K，所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′與等化器個(gè)數(shù)P相等，且K1＝0，K2＝K，K3＝2K，...，KP＝(P-1)K，所述群組延遲單元依序?qū)⒔邮盏乃鲂盘杛[m]延遲K個(gè)單位時(shí)間，從而產(chǎn)生所述多個(gè)群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。
5、如權(quán)利要求4所述的等化裝置，其特征在于，所述信道估測單元具有P個(gè)信道估測視窗，所述P個(gè)信道估測視窗的長度均相同且表示為W，且相鄰的信道估測視窗間隔K個(gè)單位時(shí)間，所述信道估測單元中由第p個(gè)信道估測視窗中所得到的信道響應(yīng)表示為其中p＝1，2，...，P，所述第一權(quán)重～第P權(quán)重表示為w＝(w1T w2T … wPT)T，其中第p權(quán)重的個(gè)數(shù)為F，表示為wp＝[wp，0 wp，1 … wp，F(xiàn)-1]T，所述權(quán)重計(jì)算單元利用計(jì)算出所述第一權(quán)重～第P權(quán)重w＝(w1T w2T … wPT)T，
其中
為接收向量r的自相關(guān)函數(shù)矩陣，
所述接收向量
其中所述接收向量中的子向量r[m]＝(r[m] r[m-1] … r[m-F+1])T，
其中，
當(dāng)所述傳輸信道的延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)大于或等于2時(shí)，
其中矩陣
的子矩陣表達(dá)為
其中，
表示矩陣
第D行元素所堆迭的向量，D為決策延遲，其值D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]；
當(dāng)所述傳輸信道的延遲路徑分布密集且僅有一個(gè)群集時(shí)，
6、如權(quán)利要求5所述的等化裝置，其特征在于，所述權(quán)重計(jì)算單元根據(jù)計(jì)算出所述第一權(quán)重～第P權(quán)重，當(dāng)中，
為維度P×P的單位矩陣，
為離散傅立葉轉(zhuǎn)換矩陣，矩陣
的表達(dá)式為
其中，矩陣
包括P個(gè)對角矩陣
第p個(gè)對角矩陣
其中，diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素組成，
為近似所述自相關(guān)函數(shù)矩陣
的子矩陣
的循環(huán)矩陣，所述自相關(guān)函數(shù)矩陣
的表達(dá)式為
其中，自相關(guān)函數(shù)矩陣
的對角線上的子矩陣的值為其余的子矩陣的值為p＝1，2，...，P-1，σv2為高斯噪聲的變異數(shù)。
7、如權(quán)利要求6所述的等化裝置，其特征在于，所述權(quán)重計(jì)算單元包括
P個(gè)指向向量生成單元，用以對應(yīng)地接收由所述信道估測單元利用P個(gè)信道估測視窗所擷取出的信號進(jìn)行信道響應(yīng)的估測，以產(chǎn)生P個(gè)指向向量；
P個(gè)傅立葉轉(zhuǎn)換單元，用以對所述P個(gè)指向向量進(jìn)行相對應(yīng)地離散傅立葉轉(zhuǎn)換，從而輸出F個(gè)頻率分量；
相關(guān)矩陣計(jì)算單元，利用所述信道估測單元所估測出的信道響應(yīng)，產(chǎn)生所述自相關(guān)函數(shù)矩陣
P個(gè)循環(huán)矩陣生成單元，分別將所述自相關(guān)函數(shù)矩陣
中的子矩陣
近似為循環(huán)矩陣
并分別取出循環(huán)矩陣
內(nèi)第一行元素，以分別輸出
P個(gè)傅立葉轉(zhuǎn)換單元，分別將
進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到所述對角矩陣
解相關(guān)矩陣單元，將所述對角矩陣
組成矩陣
由矩陣
產(chǎn)生F個(gè)特殊矩陣
計(jì)算并輸出所述特殊矩陣的反矩陣
其中第k個(gè)特殊矩陣
為
為對角矩陣
內(nèi)對角線上第k個(gè)元素，其中k＝1，2，...，F(xiàn)；
F個(gè)解相關(guān)器，對應(yīng)地接收所述F個(gè)特殊矩陣的反矩陣
其中第i個(gè)解相關(guān)器接收每所述P個(gè)傅立葉轉(zhuǎn)換單元所輸出的第i個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量對應(yīng)地乘上矩陣
中的P列元素，以輸出P個(gè)列乘積和，其中i＝1，2，...，F(xiàn)；以及
P個(gè)反傅立葉轉(zhuǎn)換單元，其中第j個(gè)反傅立葉轉(zhuǎn)換單元接收所述F個(gè)解相關(guān)器所輸出的第j個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)列乘積和進(jìn)行反傅立葉轉(zhuǎn)換，以輸出權(quán)重wj，其中j＝1，2，...，P。
8、如權(quán)利要求4所述的等化裝置，其特征在于，所述群組延遲單元包括P-1個(gè)延遲單元，所述P-1個(gè)延遲單元分別具有一輸入端與一輸出端，其中第1個(gè)延遲單元的輸入端接收所述信號r[m]，第u個(gè)延遲單元的輸入端耦接第u-1個(gè)延遲單元的輸出端，u＝2，...，P-1，所述P-1個(gè)延遲單元分別將其輸入端所接收的信號延遲K個(gè)單位時(shí)間。
9、如權(quán)利要求4所述的等化裝置，其特征在于，所述第p權(quán)重個(gè)數(shù)為F，所述第p權(quán)重分別表示為wp，0，wp，1，...，wp，F(xiàn)-1，p＝1，2，...，P，所述等化器包括
F-1個(gè)時(shí)間延遲器，分別具有一輸入端與一輸出端，其中第1個(gè)時(shí)間延遲器的輸入端接收所述群組延遲信號r[m-(P-1)K]，第y個(gè)時(shí)間延遲器的輸入端耦接第y-1個(gè)時(shí)間延遲器的輸出端，其中y＝2，3，...，F(xiàn)-1，所述F-1個(gè)時(shí)間延遲器將其輸入端所接收的信號延遲單位時(shí)間；
F個(gè)乘法單元，分別具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端，第1個(gè)乘法單元的第一輸入端接收所述群組延遲信號r[m-(P-1)K]，第z個(gè)乘法單元的第一輸入端耦接第z-1個(gè)時(shí)間延遲器的輸出端，其中z＝2，3，...，F(xiàn)，所述F個(gè)乘法單元的第二輸入端分別接收所述第p權(quán)重，其中第g個(gè)乘法單元的第二輸入端接收所述第p權(quán)重wp，g-1，其中g(shù)＝1，2，...，F(xiàn)，所述F個(gè)乘法單元用以將其第一輸入端所接收的信號與其第二輸入端所接收的權(quán)重的共軛進(jìn)行乘法運(yùn)算；以及
加法器，用以接收所述F個(gè)乘法單元的輸出端所輸出的信號，進(jìn)而得到第p等化信號。
10、一種群集信道下的等化裝置，其特征在于，所述等化裝置應(yīng)用于無線通訊，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘枺鰝鬏斝诺谰哂卸鄠€(gè)延遲路徑，該等化裝置包括
信道估測單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，其中，t≥2、且t＝P；
權(quán)重計(jì)算單元，以所述信道估測單元估測的S個(gè)群集對應(yīng)的延遲路徑的增益或所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第N權(quán)重，其中，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～S，S的取值為當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)
時(shí)，S＝P′；當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路時(shí)，N＝1～t；
群組延遲單元，當(dāng)所述等化裝置具有一個(gè)接收支路時(shí)，用以將接收的來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)乃鲂盘栆来窝舆tK1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，產(chǎn)生多個(gè)群組延遲信號，所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號分別表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，R[m-KS]；
當(dāng)所述等化裝置具有t個(gè)接收支路、且所述多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，用以將接收的t個(gè)接收支路信號輸出，包括
t-1個(gè)延遲單元，所述t-1個(gè)延遲單元分別具有一輸入端以及一輸出端，用以將其輸入端所接收的信號延遲K個(gè)單位時(shí)間；以及
t-1個(gè)切換單元，所述t-1個(gè)切換單元分別具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端，其中，第v個(gè)切換單元的第一輸入端耦接第v+1個(gè)分集接收天線，第v個(gè)切換單元的第二輸入端耦接第v個(gè)延遲單元的輸出端，第v個(gè)切換單元的輸出端輸出相對應(yīng)的第t+1個(gè)接收支路信號，其中v＝1，2，...，t-1；
P個(gè)等化器，分別對應(yīng)地接收所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]或所述t個(gè)接收支路信號，并對應(yīng)地依據(jù)所述權(quán)重計(jì)算單元得到的第N權(quán)重，對所接收的所述多個(gè)群組延遲信號或所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及
結(jié)合單元，用以結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號；
其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
11、如權(quán)利要求10所述的等化裝置，其特征在于，進(jìn)一步包括
多路徑搜尋器，用以搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間；
延遲參數(shù)產(chǎn)生單元，用以依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定所述多個(gè)延遲路徑的群集個(gè)數(shù)，并且分別依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
12、一種群集信道下的等化方法，其特征在于，應(yīng)用于無線通訊，具有一個(gè)接收支路，所述無線通訊利用一傳輸信道來傳輸信號，所述傳輸信道具有多個(gè)延遲路徑，該等化方法包括下列步驟
當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，當(dāng)所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P時(shí)，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；
根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重，其中，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′；
將接收的所述信號分別依次延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中，
所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]；
依據(jù)所述第N權(quán)重，對應(yīng)地對所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及
結(jié)合所述第N等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合信號；
其中，P′、P、S為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KS與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
13、如權(quán)利要求12所述的等化方法，其特征在于，進(jìn)一步包括
搜尋所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間；以及
依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定所述多個(gè)延遲路徑的群集的個(gè)數(shù)，并且依據(jù)所述群集之間的間隔時(shí)間以及所述群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
14、如權(quán)利要求13所述的等化方法，其特征在于，所述傳輸信道中的第i條延遲路徑的延遲時(shí)間表示為Di-1，所述決定該視窗間隔時(shí)間的步驟包括
步驟a，設(shè)定i的初值為1；
步驟b，計(jì)算Di與Di-1的差值；
步驟c，判斷Di與Di-1的差值是否大于預(yù)設(shè)的門檻值，當(dāng)判斷為是，進(jìn)行步驟d與步驟e，否則，跳過步驟d，進(jìn)行步驟e；
步驟d，將群集個(gè)數(shù)參數(shù)的值加1，并設(shè)定編號為群集個(gè)數(shù)參數(shù)的群集的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間為Di；
步驟e，判斷所有延遲路徑是否檢查完畢，當(dāng)判斷為否，進(jìn)行步驟f，并回到步驟b，否則，進(jìn)行步驟g；
步驟f，將i值加1；以及
步驟g，由每個(gè)群集個(gè)數(shù)參數(shù)的群集的第1條延遲路徑的延遲時(shí)間決定出所述視窗間隔時(shí)間。
15、如權(quán)利要求13所述的等化方法，其特征在于，所述視窗間隔時(shí)間表示為K，所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)為P，且K1＝0，K2＝K，K3＝2K，...，KP＝(P-1)K，所述得到多個(gè)群組延遲信號的步驟包括
依序?qū)⑺鲂盘杛[m]延遲K個(gè)單位時(shí)間，得到所述多個(gè)群組延遲信號r[m]，r[m-K]，r[m-2K]，...，r[m-(P-1)K]。
16、如權(quán)利要求15所述的等化方法，其特征在于，進(jìn)一步包括
提供P個(gè)信道估測視窗，所述P個(gè)信道估測視窗的長度均表示為W，且相鄰的所述信道估測視窗分別間隔K個(gè)單位時(shí)間；
所述估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益的步驟包括
利用所述P個(gè)信道估測視窗，對所述傳輸信道中的所述P個(gè)群集進(jìn)行信道估測，其中由第p個(gè)信道估測視窗中所得到的信道響應(yīng)表示為
17、如權(quán)利要求16所述的等化方法，其特征在于，其中第一權(quán)重～第P權(quán)重表示為w＝(w1T w2T … wPT)T，
其中，第p權(quán)重的個(gè)數(shù)為F，表示為wp＝[wp，0 wp，1 … wp，F(xiàn)-1]T，
所述根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重的步驟包括
利用計(jì)算出所述第一權(quán)重～第P權(quán)重w＝(w1T w2T … wPT)T；
其中
為接收向量r的自相關(guān)函數(shù)矩陣，
該接收向量r的表達(dá)式為
其中，所述接收向量中的子向量r[m]＝(r[m] r[m-1] … r[m-F+1])T，其中，
其中矩陣
的子矩陣的表達(dá)式為
其中，
其中，
表示矩陣
第D行元素所堆迭的向量，D為決策延遲，其值D＝(F+W-1)·(P-1)+[(F+W-1)/2]。
18、如權(quán)利要求17所述的等化方法，其特征在于，所述根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重的步驟包括
利用計(jì)算出所述第一權(quán)重～第P權(quán)重w
w＝(w1T w2T … wPT)T，
當(dāng)中，
為維度P×P的單位矩陣，
為離散傅立葉轉(zhuǎn)換矩陣，矩陣
其中矩陣
包括P-1個(gè)對角矩陣
其中第p個(gè)對角矩陣diag{x}表示對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素組成，
為近似所述
的子矩陣
的循環(huán)矩陣，所述
的表達(dá)式為
矩陣
的對角線上的子矩陣的值為其余的子矩陣的值為p＝1，2，...，P-1，σv2為高斯噪聲的變異數(shù)。
19、如權(quán)利要求18所述的等化方法，其特征在于，所述根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重的步驟包括
利用所述P個(gè)信道估測視窗進(jìn)行信道估測所得的信道響應(yīng)組成P個(gè)指向向量；
對所述P個(gè)指向向量分別進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，其中第p個(gè)指向向量hp進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，用以得到
并產(chǎn)生F個(gè)頻率分量；
利用所述信道估測所得的信道響應(yīng)，產(chǎn)生自相關(guān)函數(shù)矩陣
將所述自相關(guān)函數(shù)矩陣
中的子矩陣
近似為循環(huán)矩陣
并分別取出循環(huán)矩陣
內(nèi)第一行元素
將
進(jìn)行離散傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到對角矩陣
其中，第p個(gè)對角矩陣
由所述對角矩陣
組成矩陣
分別由矩陣
產(chǎn)生F個(gè)特殊矩陣
并計(jì)算出所述特殊矩陣的反矩陣
其中第k個(gè)特殊矩陣
為
為對角矩陣
內(nèi)對角線上第k個(gè)元素，其中k＝1，2，...，F(xiàn)；進(jìn)行F次解相關(guān)運(yùn)算，其中第i次解相關(guān)運(yùn)算接收離散傅立葉轉(zhuǎn)換后所得的
中的第i個(gè)頻率分量，并將所接收的P個(gè)頻率分量對應(yīng)地乘上矩陣
中的P列元素，進(jìn)而輸出P個(gè)列乘積和，其中i＝1，2，...，F(xiàn)；以及
進(jìn)行P次反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，其中第j次反離散傅立葉轉(zhuǎn)換接收第j個(gè)列乘積和，并將所接收的F個(gè)列乘積和進(jìn)行反離散傅立葉轉(zhuǎn)換，進(jìn)而輸出權(quán)重wj，其中j＝1，2，...，P。
20、一種群集信道下的等化方法，其特征在于，應(yīng)用于無線通訊，用以接收來自傳送端經(jīng)由傳輸信道傳輸?shù)男盘枺鰝鬏斝诺谰哂卸鄠€(gè)延遲路徑，該等化方法包括下列步驟
當(dāng)判斷接收端具有一個(gè)接收支路時(shí)，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′不小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，如果所述多個(gè)延遲路徑對應(yīng)的群集個(gè)數(shù)P′小于進(jìn)行等化運(yùn)算的等化器的個(gè)數(shù)P，估測P′個(gè)群集對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益；根據(jù)所述信道估測單元估測的S個(gè)群集分別對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益進(jìn)行最小均方誤差演算，以得到第N權(quán)重，其中，其中，N＝1～S，當(dāng)P′≥P時(shí)，S＝P，當(dāng)P′＜P時(shí)，S＝P′；
將接收的所述信號分別依次延遲K1，K2，K3，...，KS個(gè)單位時(shí)間后，得到多個(gè)群組延遲信號，其中，
所述信號表示為r[m]，m表示時(shí)間索引，所述多個(gè)群組延遲信號表示為r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]；
依據(jù)所述第N權(quán)重，對應(yīng)地對所述多個(gè)群組延遲信號r[m-K1]，r[m-K2]，r[m-K3]，...，r[m-KS]分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第N等化信號；以及，結(jié)合所述第N等化信號，進(jìn)而輸出結(jié)合信號；
當(dāng)判斷接收端具有t個(gè)接收支路、且所述傳輸信道具有的多個(gè)延遲路徑分布密集且具有一個(gè)群集時(shí)，估測所述t個(gè)接收支路對應(yīng)的各個(gè)延遲路徑的增益，進(jìn)行最小均方誤差演算，從而得到第L權(quán)重，其中，t≥2，L＝1～t；將接收的t個(gè)接收支路信號輸出；對所接收的所述t個(gè)接收支路信號分別進(jìn)行等化運(yùn)算后，得到第L等化信號；以及，結(jié)合等化運(yùn)算后得到的等化信號，并輸出結(jié)合信號；
其中，P為自然數(shù)，K1，K2，K3，...，KP與m為整數(shù)，r[m]為實(shí)數(shù)。
21、如權(quán)利要求20所述的等化方法，其特征在于，進(jìn)一步包括
搜尋出所述傳輸信道中的所述多個(gè)延遲路徑以及所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間；
依據(jù)所述多個(gè)延遲路徑的延遲時(shí)間，決定所述多個(gè)延遲路徑的群集個(gè)數(shù)，并且分別依據(jù)群集的間隔時(shí)間以及群集起始的延遲時(shí)間，決定視窗間隔時(shí)間。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種群集信道下的等化裝置與等化方法。該等化裝置利用多個(gè)等化器來消除傳輸信道中多個(gè)群集造成的多徑干擾，并且多個(gè)等化器中所使用的權(quán)重在最小均方誤差的準(zhǔn)則下，利用整個(gè)傳輸信道中每個(gè)群集的延遲路徑的增益給予不同的權(quán)重，進(jìn)而依據(jù)不同的權(quán)重將接收的經(jīng)過延遲的信號進(jìn)行等化而得等化信號，然后結(jié)合等化信號輸出結(jié)合信號。應(yīng)用本發(fā)明的等化裝置與等化方法，能夠降低整個(gè)信道中因不同群集的延遲路徑影響所造成的干擾、增加等化器的效能。
文檔編號H04W88/00GK101527972SQ20091013530
公開日2009年9月9日 申請日期2009年4月17日 優(yōu)先權(quán)日2009年4月17日
發(fā)明者陳柏穎, 王信淵 申請人:凌陽電通科技股份有限公司