專利名稱：Ask/ook射頻接收電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號與信息處理領(lǐng)域，尤其是涉及射頻接收技術(shù)。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的遙控電路，如玩具車遙控電路、門窗遙控電路等多采用ASK/00K調(diào)制，其接 收電路一般有超再生電路和超外差電路兩種實現(xiàn)方式。超再生電路由于成本低，線路簡單， 靈敏度高而得到廣泛應(yīng)用，但是相比于超外差結(jié)構(gòu)存在集成難和抗干擾能力弱等問題。目前的一種超外差射頻接收電路的結(jié)構(gòu)如圖1所示，天線接收的信號經(jīng)過低噪聲 放大器(11)放大后與本地振蕩器(17)產(chǎn)生的本振信號一起通過混頻器(1 降頻到中頻， 再經(jīng)過一級中頻放大器(1 放大、中頻帶通濾波器(14)濾波和二級中頻放大器(1 放大 后再通過峰值檢波模塊(16)解調(diào)輸出給后級數(shù)字解碼電路。該超外差接收電路易于集成， 電路穩(wěn)定性更好，抗干擾能力更強，但實際應(yīng)用中存在信號阻塞的問題。在遙控應(yīng)用中，根 據(jù)收發(fā)器距離的不同，天線接收到的信號大小可以從-lOOcffim以下到接近Ocffim的大范圍內(nèi) 變化。為了保證射頻接收電路的靈敏度，射頻接收電路中由低噪聲放大器增益，混頻器增 益，一級中頻放大器增益、二級中頻放大器增益和濾波器增益組成的總增益需要達到IOOdV 左右，當天線接收的信號幅度較大時，如果維持增益值不變，則射頻接收電路中部分電路將 工作在大信號狀態(tài)，電路非線性在大信號狀態(tài)下達到一定程度將導(dǎo)致超外差射頻接收電路 無法正常工作。射頻接收電路正常工作的信號范圍稱為系統(tǒng)的動態(tài)范圍，所以上述現(xiàn)象實 際上是射頻接收電路的動態(tài)范圍不足。實際應(yīng)用中表現(xiàn)為遙控距離很近時，出現(xiàn)不能響應(yīng) 的狀態(tài)，信號因為太大而被“阻塞”住了。解決射頻接收電路動態(tài)范圍不夠的通用方法是增加增益控制，通過檢測接收信號 的大小并反饋，控制射頻接收電路的各部分增益，使之降低到適當?shù)闹?，從而降低電路的?線性。由于不需要外部控制，此反饋電路一般稱為自動增益控制環(huán)路(AGC環(huán)路)。目前自 動增益控制環(huán)路有多種實現(xiàn)方式，如采用模數(shù)轉(zhuǎn)換器檢測信號大小，控制邏輯開關(guān)改變增 益大小的純數(shù)字方式(如圖2所示)；或者采用峰值檢測模塊得到信號大小反饋回去控制 電路增益的模擬方式，或者是模擬和數(shù)字混合的方式等等。上述各方法都有廣泛的應(yīng)用，但 是數(shù)字方式由于采用了模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其占用較大的芯片面積和功耗，不利于成本的降低；而 采用模擬方式，為了保證接收電路的靈敏度不受損失，一般只對中頻放大器或者混頻器的 增益進行控制，而若要增加對低噪聲放大器增益的調(diào)節(jié)以獲得較高的動態(tài)范圍，一般要通 過復(fù)雜的增益控制器(gain controller)對反饋信號進行運算后再分別控制各單元增益 (如圖3所示)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明旨在解決現(xiàn)有技術(shù)的不足，針對ASK/00K調(diào)制的特點，提供一種抗干擾能 力強、靈敏度高、成本低的ASK/00K射頻接收電路。ASK/00K射頻接收電路包括低噪聲放大器、振蕩器、混頻器、一級中頻放大器、中頻帶通濾波器、二級中頻放大器、峰值檢波模塊、比較器、電荷泵，電容；所述低噪聲放大器 將天線接收到的信號放大后與所述振蕩器產(chǎn)生的本振共同輸入混頻器，所述混頻器將低噪 聲放大器輸出的頻率降低到中頻，混頻器輸出的中頻信號再經(jīng)過一級中頻放大器放大、中 頻帶通濾波器濾波和二級中頻放大器放大后通過峰值檢波模塊解調(diào)輸出，峰值檢波輸出同 第四基準電位Vref4進行比較，根據(jù)比較器的結(jié)果對所述電容充放電得到增益控制信號 Vagc，所述增益控制信號Vagc反饋給所述低噪聲放大器、一級中頻放大器和二級中頻放大 器，形成自動增益控制環(huán)路，所述低噪聲放大器輸入第一參考電位Vref 1，一級中頻放大器 輸入第二參考電位Vref2，二級中頻放大器輸入第三參考電位Vref3，通過對第一參考電位 Vrefl，第二參考電位VVref2和第三參考電位Vref3的設(shè)置實現(xiàn)增益在不同接收信號幅度 下的分段控制。所述第一參考電位Vref 1，第二參考電位Vref2，第三參考電位Vref3可以通過 ASK/00K射頻接收電路的電壓基準電路提供，也可以由外部電路產(chǎn)生。所述低噪聲放大器僅當控制信號Vagc在第一參考電位Vrefl附近時，低噪聲放 大器的增益值在其最大限定和最小限定增益之間可調(diào)；所述一級中頻放大器僅當控制信號 Vagc在第二參考電位Vref2附近時，一級中頻放大器的增益值在其最大限定和最小限定增 益之間可調(diào)；所述二級中頻放大器僅當控制信號Vagc在第三參考電位Vref3附近時，二級 中頻放大器的增益值在其最大限定和最小限定增益之間可調(diào)。所述電容通過電荷泵進行充放電，所述電荷泵的充電電流和放電電流之比為 1 η，η的值由系統(tǒng)特性決定如果ASK/00K射頻接收電路設(shè)定為控制信號Vagc越大，其 增益越大，則所述電荷泵的放電電流大于充電電流，η為遠大于1的正數(shù)；如果ASK/00K射 頻接收電路設(shè)定為控制信號Vagc越大，其增益越小，則所述電荷泵的放電電流應(yīng)小于充電 電流，η為遠小于1的正數(shù)。所述比較器的兩個輸入端分別輸入第四參考電位Vref4和峰值檢波輸出，所述比 較器的兩個輸出端分別連接電荷泵的充電電流源和放電電流源，所述電容的一端連接在充 電電流源和放電電流源之間，電容的另一端接地。若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越大，則所述峰值 檢波輸出與所述第四參考電位Vref4比較，所述峰值檢波輸出高低電位組成的方波(1)當 天線接收的信號小或者ASK/00K射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸出高低電位均 低于第四參考電位Vref4，所述比較器輸出充電控制邏輯(0或1)給電荷泵，電荷泵為電 容持續(xù)充電，控制信號Vagc上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸 出高電位在第四參考電位Vref4附近；(2)當天線接收的信號大或者ASK/00K射頻接收電 路增益過大，所述峰值檢波輸出的高電位高于第四參考電位Vref4，低電位低于第四參考 電位Vref4，比較器輸出與ASK/00K調(diào)制前的信號相似的方波，電荷泵對電容交替充放電。 由于所述電荷泵放電電流遠大于充電電流，電荷泵的總體效果表現(xiàn)為電容放電，控制信號 Vagc下降，從而降低ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電 位Vref4附近；(3)當天線接收的信號存在干擾，同時ASK/00K射頻接收電路增益過大，峰 值檢波輸出高低電位均高于第四參考電位Vref4，比較器輸出放電控制邏輯(1或0)給電荷 泵，電荷泵為電容持續(xù)放電，控制信號Vagc將減小，從而減小ASK/00K射頻接收電路的增益 值，直到檢波輸出峰值降到第四參考電位Vref4附近，干擾信號則被減小到更低的位置。
若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越小，則所述峰值 檢波輸出與所述第四參考電位Vref4比較，所述峰值檢波輸出高低電位組成的方波(1)當 天線接收的信號小或者ASK/00K射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸出高低電位均 低于第四參考電位Vref4，所述比較器輸出放電控制邏輯(0或1)給電荷泵，電荷泵為電 容持續(xù)放電，控制信號Vagc下降，從而減小ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸 出高電位在第四參考電位Vref4附近；(2)當天線接收的信號大或者ASK/00K射頻接收電 路增益過大，所述峰值檢波輸出的高電位高于第四參考電位Vref4，低電位低于第四參考 電位Vref4，比較器輸出與ASK/00K調(diào)制前的信號相似的方波，電荷泵對電容交替充放電。 由于所述電荷泵充電電流遠大于放電電流，電荷泵的總體效果表現(xiàn)為電容充電，控制信號 Vagc上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電 位Vref4附近；(3)當天線接收的信號存在干擾，同時ASK/00K射頻接收電路增益過大，峰 值檢波輸出高低電位均高于第四參考電位Vref4，比較器輸出充電控制邏輯(1或0)給電荷 泵，電荷泵為電容持續(xù)充電，控制信號Vagc將上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益 值，直到檢波輸出峰值降到第四參考電位Vref4附近，干擾信號則被減小到更低的位置。所述低噪聲放大器，一級中頻放大器，二級中頻放大器增益調(diào)節(jié)的順序是通過設(shè) 置第一參考電位Vrefl，第二參考電位Vref2和第三參考電位Vref3實現(xiàn)的，各放大器除了 提供ASK/00K射頻接收電路所需增益的作用外，前級放大器還降低各自后級電路噪聲的作 用，當天線接收的信號從小到大變化時，如果首先調(diào)節(jié)低噪聲放大器或者一級中頻放大器 的增益而維持二級中頻放大器增益不變，則電路輸出的信噪比有可能得不到保證，ASK/00K 射頻接收電路的靈敏度降低。所以增益的調(diào)節(jié)順序為當天線接收的信號從小到大增加時， 先調(diào)節(jié)二級中頻放大器增益，再調(diào)節(jié)一級中頻放大器增益，最后調(diào)節(jié)低噪聲放大器增益。若 期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越大，則第一參考電位Vrefl <第二參考電位Vref2 <第三參考電位Vref3 ；若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號 Vagc越大時，其增益越小，則第一參考電位Vrefl >第二參考電位Vref2 >第三參考電位 Vref3 ο所述低噪聲放大器，一級中頻放大器和二級中頻放大器的增益可調(diào)范圍可以互不 重疊，即同一時間只調(diào)節(jié)其中一個放大器的增益而另外兩個增益不變，也可以互相重疊，即 允許同時調(diào)節(jié)兩個或者三個放大器的增益，這取決于實際應(yīng)用的需要。本發(fā)明解決了近距離遙控時的阻塞問題，在不影響靈敏度的同時提高了 ASK/00K 射頻接收電路的動態(tài)范圍，而且當一大一小兩個同頻信號源同時存在時，ASK/00K射頻接收 電路會根據(jù)最大信號降低增益值，最終將較小信號湮沒在噪底中，ASK/00K射頻接收電路將 按照最大的信號正確解碼，具有抗干擾能力強的優(yōu)點。同時本發(fā)明結(jié)構(gòu)簡單，只需調(diào)整三個 基準電壓的值就可以調(diào)整低噪聲放大器和兩級中頻放大器的增益調(diào)節(jié)順序和范圍。與其他 增益控制方式相比，只需要很小的芯片面積以及功耗。


圖1傳統(tǒng)ASK/00K超外差射頻接收電路示意2傳統(tǒng)具有數(shù)字自動增益控制環(huán)路的ASK/00K超外差射頻接收電路示意3傳統(tǒng)模擬自動增益控制環(huán)路的ASK/00K超外差射頻接收電路示意圖
圖4本發(fā)明ASK/00K射頻接收電路示意5本發(fā)明ASK/00K射頻接收電路的增益-控制電壓曲線6本發(fā)明ASK/00K射頻接收電路的比較器和電荷泵示意7本發(fā)明ASK/00K射頻接收電路的控制信號Vagc與第四參考電位比較示意圖
具體實施例方式以下結(jié)合附圖對本發(fā)明內(nèi)容進一步說明。ASK/00K射頻接收電路，如圖4所示，包括低噪聲放大器(41)、振蕩器(50)、混 頻器(42)、一級中頻放大器(43)、中頻帶通濾波器(44)、二級中頻放大器(45)、峰值檢波 模塊G6)、比較器07)、電荷泵08)，電容，所述低噪聲放大器將天線接收到的信號 放大后與所述振蕩器(50)產(chǎn)生的本振共同輸入混頻器(42)，所述混頻器0 將低噪聲放 大器Gl)輸出的頻率降低到中頻，混頻器0 輸出的中頻信號再經(jīng)過一級中頻放大器放 大(43)、中頻帶通濾波器濾波04)和二級中頻放大器0 放大后通過峰值檢波模塊G6) 解調(diào)輸出，峰值檢波輸出同第四基準電位Vref4進行比較后驅(qū)動所述電荷泵(48)，電荷泵 (48)對所述電容充放電得到增益控制信號Vagc，所述增益控制信號Vagc反饋給所述低噪 聲放大器(41)、一級中頻放大器和二級中頻放大器(45)，形成自動增益控制環(huán)路，所 述低噪聲放大器Gl)輸入第一參考電位Vrefl，一級中頻放大器輸入第二參考電位 Vref 2，二級中頻放大器0 輸入第三參考電位Vref 3，通過對第一參考電位Vrefl，第二參 考電位VVref2和第三參考電位Vref3的設(shè)置實現(xiàn)增益在不同接收信號幅度下的分段控制。所述第一參考電位Vref 1，第二參考電位Vref2，第三參考電位Vref3可以通過 ASK/00K射頻接收電路的電壓基準電路09)提供，也可以由外部電路產(chǎn)生。所述低噪聲放大器僅當控制信號Vagc在第一參考電位Vrefl附近時，低 噪聲放大器Gl)的增益值在其最大限定和最小限定增益之間可調(diào)；所述一級中頻放大器 (43)僅當控制信號Vagc在第二參考電位Vref2附近時，一級中頻放大器的增益值在 其最大限定和最小限定增益之間可調(diào)；所述二級中頻放大器0 僅當控制信號Vagc在第 三參考電位Vref3附近時，二級中頻放大器0 的增益值在其最大限定和最小限定增益之 間可調(diào)。所述電荷泵08)的充電電流和放電電流之比為1 η，η的值由系統(tǒng)特性決定 如果ASK/00K射頻接收電路設(shè)定為控制信號Vagc越大，其增益越大，則所述電荷泵08)的 放電電流大于充電電流，η為遠大于1的正數(shù)；如果ASK/00K射頻接收電路設(shè)定為控制信號 Vagc越大，其增益越小，則所述電荷泵08)的放電電流應(yīng)小于充電電流，η為遠小于1的正數(shù)。如圖6所示，所述比較器07)的兩個輸入端分別輸入第四參考電位Vref4和峰值 檢波輸出，所述比較器G7)的兩個輸出端分別連接電荷泵G8)的充電電流源和放電電流 源，所述電容的一端連接在充電電流源和放電電流源之間，電容的另一端接地。若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越大，則所述峰值 檢波輸出與所述第四參考電位Vref4比較，如圖7所示，所述峰值檢波輸出高低電位組成 的方波(1)當天線接收的信號小或者ASK/00K射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸 出高低電位均低于第四參考電位Vref4，所述比較器輸出充電控制邏輯(0或1)給電荷泵(48)，電荷泵08)為電容持續(xù)充電，控制信號Vagc上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路 的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；( 當天線接收的信號大或者 ASK/00K射頻接收電路增益過大，所述峰值檢波輸出的高電位高于第四參考電位Vref4，低 電位低于第四參考電位Vref4，比較器07)輸出與ASK/00K調(diào)制前的信號相似的方波，電荷 泵G8)對電容交替充放電。由于所述電荷泵放電電流遠大于充電電流，電荷泵的總體效果 表現(xiàn)為電容放電，控制信號Vagc下降，從而降低ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波 輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；(3)當天線接收的信號存在干擾，同時ASK/00K射 頻接收電路增益過大，峰值檢波輸出高低電位均高于第四參考電位Vref4，比較器07)輸 出放電控制邏輯(1或0)給電荷泵(48)，電荷泵08)為電容持續(xù)放電，控制信號Vagc將減 小，從而減小ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出峰值降到第四參考電位Vref4 附近，干擾信號則被減小到更低的位置。若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越小，則所述峰值 檢波輸出與所述第四參考電位Vref4比較，如圖7所示，所述峰值檢波輸出高低電位組成的 方波(1)當天線接收的信號小或者ASK/00K射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸出 高低電位均低于第四參考電位Vref4，所述比較器07)輸出放電控制邏輯(0或1)給電荷 泵(48)，電荷泵08)為電容持續(xù)放電，控制信號Vagc下降，從而減小ASK/00K射頻接收電 路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；( 當天線接收的信號大或 者ASK/00K射頻接收電路增益過大，所述峰值檢波輸出的高電位高于第四參考電位Vref4， 低電位低于第四參考電位Vref4，比較器07)輸出與ASK/00K調(diào)制前的信號相似的方波，電 荷泵G8)對電容交替充放電。由于所述電荷泵G8)充電電流遠大于放電電流，電荷泵G8) 的總體效果表現(xiàn)為電容充電，控制信號Vagc上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益 值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；C3)當天線接收的信號存在干擾，同 時ASK/00K射頻接收電路增益過大，峰值檢波輸出高低電位均高于第四參考電位Vref4，比 較器G7)輸出充電控制邏輯(1或0)給電荷泵(48)，電荷泵08)為電容持續(xù)充電，控制信 號Vagc將上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出峰值降到第四參 考電位Vref4附近，干擾信號則被減小到更低的位置。所述低噪聲放大器，一級中頻放大器，二級中頻放大器增益調(diào)節(jié)的順序是通過設(shè) 置第一參考電位Vrefl，第二參考電位Vref2和第三參考電位Vref3實現(xiàn)的，各放大器除了 提供ASK/00K射頻接收電路所需增益的作用外，前級放大器還降低各自后級電路噪聲的作 用，當天線接收的信號從小到大變化時，如果首先調(diào)節(jié)低噪聲放大器或者一級中頻放大器 的增益而維持二級中頻放大器增益不變，則電路輸出的信噪比有可能得不到保證，ASK/00K 射頻接收電路的靈敏度降低。所以增益的調(diào)節(jié)順序為當天線接收的信號從小到大增加時， 先調(diào)節(jié)二級中頻放大器增益，再調(diào)節(jié)一級中頻放大器增益，最后調(diào)節(jié)低噪聲放大器增益。若 期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越大，則第一參考電位Vrefl <第二參考電位Vref2 <第三參考電位Vref3 ；若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號 Vagc越大時，其增益越小，則第一參考電位Vrefl >第二參考電位Vref2 >第三參考電位 Vref3 ο所述低噪聲放大器(41)，一級中頻放大器和二級中頻放大器0 的增益可 調(diào)范圍可以互不重疊，即同一時間只調(diào)節(jié)其中一個放大器的增益而另外兩個增益不變，也可以互相重疊，即允許同時調(diào)節(jié)兩個或者三個放大器的增益，這取決于ASK/00K射頻接收 電路中低噪聲放大器，一級中頻放大器和二級中頻放大器0 的增益及ASK/00K射 頻接收電路中各電路的動態(tài)范圍。為便于說明，圖5所示為同一時間只調(diào)節(jié)低噪聲放大器(41)，一級中頻放大器 (43)和二級中頻放大器0 中一個放大器的增益而另外兩個增益不變。假定控制信號 Vagc越大，其增益越大，可以看到，當天線接收的信號較小，處于在圖示第一信號范圍內(nèi)時， 控制信號Vagc將在第三參考電位Vref3附近變化，調(diào)節(jié)二級中頻放大器0 的增益；當天 線接收的信號達到中等大小，處于圖示第二信號范圍內(nèi)時，控制信號Vagc將在第二參考電 位Vref2附近變化，調(diào)節(jié)一級中頻放大器增益；當天線接收的信號較大，處于圖示第三 信號范圍時，控制信號Vagc在第一參考電位Vrefl附近變化，調(diào)節(jié)低噪聲放大器的增類似的，如果允許同時調(diào)節(jié)低噪聲放大器(41)，一級中頻放大器和二級中頻 放大器0 中相鄰兩個或三個放大器的增益，可將天線接收的信號分為從小到大五個范 圍當天線接收的信號處于第一和第二信號范圍時，調(diào)節(jié)二級中頻放大器G5)增益；當天 線接收的信號處于第二，第三和第四信號范圍時，調(diào)節(jié)一級中頻放大器G3)增益；當天線 接收的信號處于第四和第五信號范圍時，調(diào)節(jié)低噪聲放大器Gl)增益。當然還可以有其他 多種重疊方式，可以根據(jù)需要設(shè)計。本發(fā)明公開了 ASK/00K射頻接收電路，并且參照附圖描述了本發(fā)明的具體實施方 式和效果。應(yīng)該理解到的是上述實施例只是對本發(fā)明的說明，而不是對本發(fā)明的限制，任 何不超出本發(fā)明實質(zhì)精神范圍內(nèi)的發(fā)明創(chuàng)造，包括但不限于對電路的局部構(gòu)造的變更、對 元器件的類型或型號的替換，以及其他非實質(zhì)性的替換或修改，均落入本發(fā)明保護范圍之 內(nèi)。
權(quán)利要求
1.ASK/00K射頻接收電路，其特征在于包括低噪聲放大器、振蕩器、混頻器、一級中頻 放大器、中頻帶通濾波器、二級中頻放大器、峰值檢波模塊、比較器、電荷泵，電容，所述低噪 聲放大器將天線接收到的信號放大后與所述振蕩器產(chǎn)生的本振共同輸入混頻器，所述混頻 器將低噪聲放大器輸出的頻率降低到中頻，混頻器輸出的中頻信號再經(jīng)過一級中頻放大器 放大、中頻帶通濾波器濾波和二級中頻放大器放大后通過峰值檢波模塊解調(diào)輸出，峰值檢 波輸出同第四基準電位Vref4進行比較，根據(jù)比較器的輸出結(jié)果對所述電容充放電得到增 益控制信號Vagc，所述增益控制信號Vagc反饋給所述低噪聲放大器、一級中頻放大器和二 級中頻放大器，形成自動增益控制環(huán)路，所述低噪聲放大器輸入第一參考電位Vref 1，一級 中頻放大器輸入第二參考電位Vref2，二級中頻放大器輸入第三參考電位Vref3，通過對第 一參考電位Vrefl，第二參考電位Vref2和第三參考電位Vref3的設(shè)置實現(xiàn)增益在不同接收 信號幅度下的分段控制。
2.如權(quán)利要求1所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于所述低噪聲放大器僅當控制 信號Vagc在第一參考電位Vrefl附近時，低噪聲放大器的增益值在其最大限定和最小限定 增益之間可調(diào)；所述一級中頻放大器僅當控制信號Vagc在第二參考電位Vref2附近時，一 級中頻放大器的增益值在其最大限定和最小限定增益之間可調(diào)；所述二級中頻放大器僅當 控制信號Vagc在第三參考電位Vref3附近時，二級中頻放大器的增益值在其最大限定和最 小限定增益之間可調(diào)。
3.如權(quán)利要求1所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于通過電荷泵對所述電容充 放電，所述電荷泵的充電電流和放電電流之比為1 η，η的值由系統(tǒng)特性決定如果期望 ASK/00K射頻接收電路設(shè)定為控制信號Vagc越大時，其增益越大，則所述電荷泵的放電電 流大于充電電流，η為遠大于1的正數(shù)；如果期望ASK/00K射頻接收電路設(shè)定為控制信號 Vagc越大時，其增益越小，則所述電荷泵的放電電流應(yīng)小于充電電流，η為遠小于1的正數(shù)。
4.如權(quán)利要求1所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于所述比較器的兩個輸入端分 別輸入第四參考電位Vref4和峰值檢波輸出，所述比較器的兩個輸出端分別連接電荷泵的 充電電流源和放電電流源，所述電容的一端連接在充電電流源和放電電流源之間，電容的 另一端接地。
5.如權(quán)利要求1所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于所述低噪聲放大器，一級中 頻放大器，二級中頻放大器增益調(diào)節(jié)的順序通過設(shè)置第一參考電位Vrefl，第二參考電位 Vref 2和第三參考電位Vref 3實現(xiàn)，若期望ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時， 其增益越大，則第一參考電位Vrefl <第二參考電位Vref2 <第三參考電位Vref3 ；若期望 ASK/00K射頻接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越小，則第一參考電位Vrefl >第二 參考電位Vref2 >第三參考電位Vref3。
6.如權(quán)利1、2、3、4或5所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于若期望ASK/00K射頻 接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越大，則所述峰值檢波輸出與所述第四參考電位 Vref4比較，所述峰值檢波輸出高低電位組成的方波；(1)當天線接收的信號小或者ASK/ OOK射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸出高低電位均低于第四參考電位Vref4，所 述比較器輸出充電控制邏輯(0或1)給電荷泵，電荷泵為電容持續(xù)充電，控制信號Vagc上 升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4 附近；( 當天線接收的信號大或者ASK/00K射頻接收電路增益過大，所述峰值檢波輸出的高電位高于第四參考電位Vref4，低電位低于第四參考電位Vref4，比較器輸出與ASK/00K 調(diào)制前的信號相似的方波，電荷泵對電容交替充放電。由于所述電荷泵放電電流遠大于充 電電流，電荷泵的總體效果表現(xiàn)為電容放電，，控制信號Vagc下降，從而降低ASK/00K射頻 接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；C3)當天線接收的信 號存在干擾，同時ASK/00K射頻接收電路增益過大，峰值檢波輸出高低電位均高于第四參 考電位Vref4，比較器輸出放電控制邏輯(1或0)給電荷泵，電荷泵為電容持續(xù)放電，控制信 號Vagc將減小，從而減小ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出峰值降到第四參 考電位Vref4附近，干擾信號則被減小到更低的位置。
7.如權(quán)利1、2、3、4或5所述ASK/00K射頻接收電路，其特征在于若期望ASK/00K射頻 接收電路在控制信號Vagc越大時，其增益越小，則所述峰值檢波輸出與所述第四參考電位 Vref4比較，所述峰值檢波輸出高低電位組成的方波；(1)當天線接收的信號小或者ASK/ OOK射頻接收電路增益不夠時，所述峰值檢波輸出高低電位均低于第四參考電位Vref4，所 述比較器輸出放電控制邏輯(0或1)給電荷泵，電荷泵為電容持續(xù)放電，控制信號Vagc下 降，從而減小ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4 附近；( 當天線接收的信號大或者ASK/00K射頻接收電路增益過大，所述峰值檢波輸出的 高電位高于第四參考電位Vref4，低電位低于第四參考電位Vref4，比較器輸出與ASK/00K 調(diào)制前的信號相似的方波，電荷泵對電容交替充放電。由于所述電荷泵充電電流遠大于放 電電流，電荷泵的總體效果表現(xiàn)為電容充電，，控制信號Vagc上升，從而增加ASK/00K射頻 接收電路的增益值，直到檢波輸出高電位在第四參考電位Vref4附近；C3)當天線接收的信 號存在干擾，同時ASK/00K射頻接收電路增益過大，峰值檢波輸出高低電位均高于第四參 考電位Vref4，比較器輸出充電控制邏輯(1或0)給電荷泵，電荷泵為電容持續(xù)充電，控制信 號Vagc將上升，從而增加ASK/00K射頻接收電路的增益值，直到檢波輸出峰值降到第四參 考電位Vref4附近，干擾信號則被減小到更低的位置。
全文摘要
本發(fā)明提供ASK/OOK射頻接收電路，低噪聲放大器將接收的信號放大后與振蕩器產(chǎn)生的本振共同輸入混頻器，混頻器將低噪聲放大器輸出降低到中頻，混頻器輸出的中頻信號經(jīng)過一級中頻放大器放大、中頻帶通濾波器濾波和二級中頻放大器放大后，通過峰值檢波模塊解調(diào)輸出，峰值檢波輸出同第四基準電位Vref4比較后驅(qū)動電荷泵，電荷泵對電容充放電得到增益控制信號，增益控制信號反饋給低噪聲放大器、一級中頻放大器和二級中頻放大器，形成自動增益控制環(huán)路，低噪聲放大器、一級中頻放大器、二級中頻放大器分別輸入第一、第二、第三參考電位。本發(fā)明解決了近距離遙控時的阻塞問題，同時提高了ASK/OOK射頻接收電路抗干擾的能力，節(jié)約成本。
文檔編號H04B1/16GK102064841SQ20091015384
公開日2011年5月18日 申請日期2009年11月16日 優(yōu)先權(quán)日2009年11月16日
發(fā)明者潘華兵, 胡鐵剛, 蔡康康 申請人:杭州士蘭微電子股份有限公司