專利名稱：一種基于預(yù)編碼的信道均衡方法及其通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無(wú)線寬帶接入技術(shù)領(lǐng)域，具體提出一種基于預(yù)編碼的信道均衡方法，以及一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)。

背景技術(shù)：
信道均衡技術(shù)作為一種用于高速無(wú)線通信有效的抗多徑衰落技術(shù)，被3G長(zhǎng)期演進(jìn)系統(tǒng)LTE采用。在數(shù)據(jù)傳輸率很高時(shí)，由于多徑最大時(shí)延大大超過(guò)單個(gè)傳輸符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，導(dǎo)致在某個(gè)時(shí)刻收到的數(shù)據(jù)是之前數(shù)十甚至數(shù)百個(gè)符號(hào)的疊加，因此在接收端恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)流異常困難。從數(shù)學(xué)本質(zhì)上講，信道均衡器首先通過(guò)信道估計(jì)模塊估計(jì)出信道的沖激相應(yīng)矩陣，再對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行信道矩陣求逆操作，從而恢復(fù)出數(shù)據(jù)。傳統(tǒng)的信道均衡技術(shù)主要在時(shí)域進(jìn)行，但隨著現(xiàn)代通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸率越來(lái)越高，時(shí)域均衡的復(fù)雜度也隨之增大，往往需要數(shù)百個(gè)延遲器和乘法器，這在高速數(shù)據(jù)流傳輸?shù)倪^(guò)程中是很難實(shí)現(xiàn)的。而另一方面，快速傅里葉變換算法FFT的高速電路實(shí)現(xiàn)使得諸如OFDM、MC-CDMA之類基于頻域操作的新技術(shù)大量涌現(xiàn)。此類技術(shù)是在頻域進(jìn)行映射和加載，真正傳輸過(guò)程卻是在時(shí)域完成，因此發(fā)送端需要進(jìn)行IFFT操作。眾所周知，IFFT操作會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的峰均比問(wèn)題，所以使用頻域均衡技術(shù)，則FFT和IFFT操作都能在接收機(jī)完成，從而有效解決峰均比的問(wèn)題。
信道均衡可以根據(jù)多種準(zhǔn)則進(jìn)行，迫零ZF(Zero-Forcing)、最小均方差MMSE(Minimum-Mean-Square-Error)、最大比合并MRC(Maximum-Ratio-Combining)、等增益合并EGC(Equal-Gain-Combining)是四種最常用的準(zhǔn)則。其中，使用ZF準(zhǔn)則進(jìn)行信道均衡可以完全消除碼間干擾ISI(Inter-Symbol Interference)，但代價(jià)是可能在某些頻點(diǎn)將噪聲放得很大，導(dǎo)致整體性能的損失。而使用MMSE準(zhǔn)則進(jìn)行信道均衡不會(huì)放大噪聲，但卻不能完全消除ISI，對(duì)存在的殘留ISI需要進(jìn)行進(jìn)一步處理?，F(xiàn)有技術(shù)最新方案是在發(fā)送端采用T-H(Tomlinson-Harashima)預(yù)編碼來(lái)去除殘留的ISI。
圖1為現(xiàn)有技術(shù)中基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡系統(tǒng)信號(hào)流程圖。在發(fā)送端，發(fā)送機(jī)首先對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行MQAM調(diào)制，然后數(shù)據(jù)進(jìn)入T-H預(yù)編碼模塊進(jìn)行串符干擾的預(yù)消除，編碼后的數(shù)據(jù)加上循環(huán)前綴后，通過(guò)天線發(fā)送出去。在接收端，接收機(jī)首先將收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行去除循環(huán)前綴的操作，然后通過(guò)FFT將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換到頻域，利用導(dǎo)頻數(shù)據(jù)進(jìn)行信道估計(jì)，獲得各徑信道增益后，利用迫零、最小均方差、最大比合并和等增益合并這些不同準(zhǔn)則進(jìn)行頻域均衡，由于發(fā)射端已經(jīng)做了T-H預(yù)編碼，所以此時(shí)頻域均衡后可完全消除ISI，從而恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)。
圖2是現(xiàn)有基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案相比單獨(dú)MMSE頻域均衡的4QAM仿真圖，其中，縱坐標(biāo)BER表示比特誤碼率，橫坐標(biāo)Eb/No表示信噪比。從圖中可以看出，雖然三種基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案在低信噪比下不如MMSE頻域均衡，但是隨著信噪比的提高，他們的性能優(yōu)勢(shì)將逐步體現(xiàn)，由圖可見，在信噪比超過(guò)12dB后，MMSE頻域均衡的性能逐漸落后于三種基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案。所以，利用T-H預(yù)編碼技術(shù)進(jìn)行殘留ISI的消除可以帶來(lái)性能的顯著提高，而且這種性能的提高將隨著調(diào)制階數(shù)的上升而進(jìn)一步加強(qiáng)，如圖3所示，在16QAM調(diào)制下，三種基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案全都超越了最優(yōu)的MMSE頻域均衡。原因在于高階調(diào)制下，殘留的ISI對(duì)系統(tǒng)性能的惡化將變得非常顯著，從而嚴(yán)重遏制誤碼性能。從圖中可以看出，基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案在高信噪比下斜率并非十分陡峭，出現(xiàn)了不同程度的差錯(cuò)平底，這是由于這些方案中采用了QR分解技術(shù)，這樣會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)塊尾部某些子數(shù)據(jù)流的信噪比明顯低于頭部的數(shù)據(jù)，即接收信噪比不均勻，使得低信噪比的尾部數(shù)據(jù)將會(huì)在高信噪比下拖累系統(tǒng)性能。如圖4所示，圖4為基于信道矩陣QR分解的均衡方法在高信噪比下出現(xiàn)的差錯(cuò)平底示意圖，這種情況下無(wú)論信噪比如何提高，總有一部分?jǐn)?shù)據(jù)的有效信噪比達(dá)不到要求。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于，提出一種基于預(yù)編碼的信道均衡方法及其通信系統(tǒng)，消除現(xiàn)有技術(shù)使用QR分解在高信噪比下產(chǎn)生的差錯(cuò)平底，提高系統(tǒng)整體性能。
本發(fā)明提出的基于預(yù)編碼的信道均衡方法，包括 步驟S100，進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q； 步驟S200，根據(jù)所述R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡，包括 步驟S201，在發(fā)送端，先根據(jù)所述R矩陣對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼； 步驟S202，在發(fā)送端，根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波； 步驟S203，在接收端，根據(jù)所述Q矩陣對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。
本發(fā)明還提出一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，屬于單載波的實(shí)現(xiàn)方式，包括發(fā)送端和接收端；所述發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、增加循環(huán)前綴模塊和發(fā)送天線，所述接收端包含接收天線、去除循環(huán)前綴模塊、頻域均衡模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊；其特征在于，所述通信系統(tǒng)還包括幾何均值分解模塊，所述發(fā)送端還包含發(fā)送濾波模塊； 所述幾何均值分解模塊用于對(duì)頻域均衡后的等效信道矩陣

進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將所述R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將所述P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將所述Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊； 所述發(fā)送濾波模塊用于接收所述P矩陣，并根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波； 根據(jù)頻域均衡后的等效信道矩陣

所述幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q； 發(fā)送端，所述調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，所述T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)所述R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；所述發(fā)送濾波模塊根據(jù)所述P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；所述增加循環(huán)前綴模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由所述發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送； 在接收端，所述接收天線接收數(shù)據(jù)，所述去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，所述頻域均衡模塊對(duì)去除循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，所述接收濾波模塊根據(jù)所述Q矩陣，對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；所述取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
本發(fā)明還提出一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，屬于多載波的實(shí)現(xiàn)方式，包括發(fā)送端和接收端；所述發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、增加循環(huán)前綴模塊和發(fā)送天線，所述接收端包含接收天線、去除循環(huán)前綴模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊；其特征在于，所述通信系統(tǒng)還包括幾何均值分解模塊，所述發(fā)送端還包含發(fā)送濾波模塊和OFDM調(diào)制模塊，所述接收端還包含OFDM解調(diào)模塊； 所述幾何均值分解模塊用于根據(jù)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將所述R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將所述P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將所述Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊； 所述發(fā)送濾波模塊用于接收所述P矩陣，并根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波； 所述OFDM調(diào)制模塊用于對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制； 所述OFDM解調(diào)模塊用于對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)； 根據(jù)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH，所述幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q； 發(fā)送端，所述調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，所述T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)所述R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；所述發(fā)送濾波模塊根據(jù)所述P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；所述OFDM調(diào)制模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；所述增加循環(huán)前綴模塊對(duì)OFDM調(diào)制后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由所述發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送； 在接收端，所述接收天線接收數(shù)據(jù)，所述去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，然后由所述OFDM解調(diào)模塊對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)；所述接收濾波模塊根據(jù)所述Q矩陣，對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；所述取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
在現(xiàn)有技術(shù)中，接收信號(hào)的最終判決變量的信號(hào)強(qiáng)度是完全由QR分解獲得的R矩陣的對(duì)角元素diag{R}所決定，由于QR分解的缺陷是diag{R}尾部的元素會(huì)迅速減小，而頭部的元素值比平均值高，即意味著信號(hào)接收的強(qiáng)度在前半部分好，但是犧牲了后半部分?jǐn)?shù)據(jù)的強(qiáng)度。本發(fā)明采用的幾何均值分解，獲得R、P、Q三個(gè)矩陣，根據(jù)這三個(gè)矩陣進(jìn)行均衡。通過(guò)推理計(jì)算可以得到接收信號(hào)的最終判決變量的強(qiáng)度由R矩陣的對(duì)角元素diag{R}決定，而所得到的上三角矩陣R矩陣，其對(duì)角線上所有的元素值都相等，即意味著不存在QR分解diag{R}尾部元素迅速變小從而產(chǎn)生差錯(cuò)平底的情況。由于系統(tǒng)整體性能是由最差一路數(shù)據(jù)強(qiáng)度所決定，因此本發(fā)明可以徹底消除差錯(cuò)平底，從而提高了系統(tǒng)整體性能。



圖1為現(xiàn)有技術(shù)基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡系統(tǒng)信號(hào)流程圖； 圖2是現(xiàn)有基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案相比單獨(dú)MMSE頻域均衡的4QAM仿真圖； 圖3是三種基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案相比單獨(dú)MMSE頻域均衡的16QAM仿真圖； 圖4為現(xiàn)有基于信道矩陣QR分解的時(shí)頻均衡方案的信號(hào)強(qiáng)度分布示意圖； 圖5為基于預(yù)編碼的信道均衡方法信號(hào)流程示意圖； 圖6為使用GMD分解所得到的diag{R}與QR分解的diag{R}對(duì)比示意圖； 圖7為GMD-THP和QR-THP單載波均衡系統(tǒng)的誤碼率仿真圖； 圖8是經(jīng)過(guò)分組GMD分解后的diag{R}的值分布示意圖； 圖9為多載波系統(tǒng)中各種分組的GMD-THP和QR-THP系統(tǒng)性能對(duì)比示意圖； 圖10為基于信道矩陣幾何均值分解的單載波系統(tǒng)示意圖； 圖11為一個(gè)T-H預(yù)編碼模塊示意圖； 圖12為基于信道矩陣幾何均值分解的多載波系統(tǒng)示意圖。

具體實(shí)施例方式 本發(fā)明所使用的基本信號(hào)模型介紹如下 信道模型為多徑瑞利衰落信道，τl為信道抽頭時(shí)延，hl為信道增益。
由于循環(huán)前綴CP(Cyclic Prefix)的使用，使得數(shù)據(jù)與信道之間的線性卷積轉(zhuǎn)化為循環(huán)卷積，因此整體的信道矩陣可以被寫成Toeplitz矩陣的形式，該矩陣有大量0元素存在，是稀疏矩陣 設(shè)經(jīng)過(guò)調(diào)制后的數(shù)據(jù)為{s}，經(jīng)過(guò)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)為{x}，則接收信號(hào)r可以寫成 其中，Es代表單位調(diào)制符號(hào)的能量，n代表高斯白噪聲。
下面先對(duì)使用QR分解的均衡方案做些簡(jiǎn)要介紹 第一步將接收信號(hào)轉(zhuǎn)換到頻域，進(jìn)行頻域均衡操作。頻域均衡后通過(guò)IFFT將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換回時(shí)域，此時(shí)數(shù)據(jù)可以表示為 其中，

為頻域均衡后的等效信道矩陣。現(xiàn)行方案對(duì)該等效信道矩陣采用了如下的QR分解技術(shù)，獲得R矩陣和Q矩陣 第二步利用得到的R矩陣，可求出T-H預(yù)編碼所需要的關(guān)鍵參數(shù)B B＝diag{R}-1R-I 從而發(fā)送信號(hào)可以寫成 x＝S-Bx+2Mzt 其中，2Mzt表示T-H預(yù)編碼中的取模器操作，取模器對(duì)信號(hào)的實(shí)部虛部分別進(jìn)行如下操作


代表向下取最接近的整數(shù)，M根據(jù)調(diào)制方式的不同有不同取值。
則根據(jù)發(fā)送信號(hào)x的新表達(dá)式，可以將接收信號(hào)r寫成 第三步，利用得到的Q矩陣，對(duì)接收信號(hào)r進(jìn)行部分均衡，并同時(shí)進(jìn)行取模操作2Mzr，以消除發(fā)送取模器的影響 由上可知，接收信號(hào)r的最終判決變量r的信號(hào)強(qiáng)度完全由R矩陣的對(duì)角元素diag{R}所決定.而現(xiàn)行QR分解技術(shù)的缺陷在于diag{R}尾部的元素值會(huì)迅速減小，而其頭部的元素值要比平均值高，如圖4所示。這代表接收信號(hào)強(qiáng)度在前部分比較好，但卻犧牲了后部分?jǐn)?shù)據(jù)的強(qiáng)度。由于系統(tǒng)的整體性能是由最差的一路數(shù)據(jù)信號(hào)強(qiáng)度所決定，所以這樣會(huì)造成嚴(yán)重的系統(tǒng)誤碼性能差錯(cuò)平底。
因此，本發(fā)明選擇對(duì)頻域均衡后的等效信道矩陣

進(jìn)行幾何均值分解，然后進(jìn)行T-H預(yù)編碼，從而消除所述的差錯(cuò)平底問(wèn)題。
如圖5所示，具體如下 步驟S100，進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。
步驟S200，根據(jù)R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡，包括 步驟S201，在發(fā)送端，先根據(jù)R矩陣對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼。
步驟S202，在發(fā)送端，根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波。
步驟S203，在接收端，根據(jù)Q矩陣對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。
下面將用幾個(gè)實(shí)施例來(lái)對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行具體闡述。
實(shí)施例1 本實(shí)施例為本發(fā)明的單載波實(shí)現(xiàn)方式。信號(hào)處理的具體過(guò)程如下所述 步驟S100，根據(jù)頻域均衡后的等效信道矩陣

進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。根據(jù)數(shù)學(xué)相關(guān)文獻(xiàn)，矩陣的幾何均值分解又叫GMD(Geometry Mean Decomposition)分解。本實(shí)施例對(duì)等效信道矩陣

進(jìn)行GMD分解 其中，分解后可得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。R矩陣的對(duì)角線上元素值均相等 ri，i表示對(duì)角線上的元素，λi為

的第i個(gè)特征值，NC表示一個(gè)數(shù)據(jù)塊內(nèi)的符號(hào)數(shù)目。上式表明diag{R}全部等于信道矩陣特征值的幾何均值。
步驟S200，根據(jù)R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡。由于該步驟可以分為三步實(shí)現(xiàn)，則以三個(gè)步驟來(lái)進(jìn)行描述，均衡的過(guò)程具體包括 步驟S201，在發(fā)送端，先根據(jù)R矩陣對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼。在發(fā)射端對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行QAM調(diào)制之后，利用得到的R矩陣，可以求出T-H預(yù)編碼所需的關(guān)鍵參數(shù)B B＝diag{R}-1R-I 則經(jīng)過(guò)T-H預(yù)編碼之后的輸出信號(hào)可以寫成 x＝s-Bx+2Mzt 步驟S202，在發(fā)送端，根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波，得到發(fā)送信號(hào)xx＝Px。發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)可以加上循環(huán)前綴CP并從天線上發(fā)送出去。
步驟S203，在接收端，根據(jù)Q矩陣對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波，根據(jù)發(fā)送信號(hào)x，頻域均衡后的接收信號(hào)可以寫成 根據(jù)Q矩陣對(duì)頻域信號(hào)處理后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波，并同時(shí)進(jìn)行取模操作2Mzr，以消除發(fā)送取模器的影響，得 由上述可見，接收信號(hào)最終判決變量r的信號(hào)強(qiáng)度完全由R矩陣的對(duì)角元素diag{R}所決定。而由于使用了GMD分解技術(shù)，此處diag{R}上所有元素具有相同的值。所以，在根據(jù)GMD分解獲得的R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡之后，即不存在現(xiàn)行QR分解中diag{R}尾部元素值會(huì)迅速減小進(jìn)而引起嚴(yán)重系統(tǒng)性能瓶頸的問(wèn)題。如圖6所示，圖6為使用GMD分解所得到的diag{R}與QR分解的diag{R}對(duì)比示意圖。從圖中可以看到，GMD分解平衡了各路數(shù)據(jù)的信號(hào)強(qiáng)度，使得最差情況的子信道信噪比最大化，從而消除原有方案的差錯(cuò)平底，提高了系統(tǒng)性能。
圖7為GMD-THP和QR-THP單載波均衡系統(tǒng)的誤碼率仿真圖，其中，GMD-THP是指該系統(tǒng)使用了基于GMD分解的T-H預(yù)編碼的均衡技術(shù)，QR-THP是指該系統(tǒng)使用了基于QR分解的T-H預(yù)編碼的均衡技術(shù)。頻域均衡均使用的是EGC頻域均衡方案。由圖可見，由于QR分解導(dǎo)致的子信道信噪比失衡使得QR-THP系統(tǒng)出現(xiàn)差錯(cuò)平底，即誤碼率斜率在高信噪比下趨于平緩。而GMD-THP系統(tǒng)保證了所有子信道的信噪比均相同，從而遏制了最差一路子信道對(duì)系統(tǒng)性能的影響，因此有效地消除了差錯(cuò)平底，誤碼率曲線斜率在高信噪比環(huán)境下十分陡峭。這種情況意味著在這個(gè)信噪比區(qū)域，少量增加發(fā)送功率就能使誤碼率降低一個(gè)數(shù)量級(jí)。
實(shí)施例2 本實(shí)施例為本發(fā)明的多載波實(shí)現(xiàn)方式，即在OFDM系統(tǒng)上實(shí)現(xiàn)。信號(hào)處理的具體過(guò)程如下所述 由于原始信道矩陣H是一個(gè)Toeplitz的循環(huán)矩陣，根據(jù)矩陣的性質(zhì)任何循環(huán)矩陣都可以被傅里葉矩陣特征值分解，然后得到以下信道分解形式 其中，F(xiàn)為Nc×Nc的傅里葉矩陣，ΛH為信道矩陣的特征值矩陣，Nc為數(shù)據(jù)塊所含的符號(hào)數(shù)。傅里葉矩陣可以由IFFT變換和FFT變換快速實(shí)現(xiàn)，因此，對(duì)原始信道矩陣H的分解可以簡(jiǎn)化成為對(duì)對(duì)角結(jié)構(gòu)的特征值矩陣ΛH的GMD分解。由于ΛH是一個(gè)對(duì)角陣，GMD分解的復(fù)雜度將大大降低 ΛH＝QRPH 所以，根據(jù)R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡的過(guò)程如下 步驟S100，根據(jù)原始信道矩陣H進(jìn)行特征值分解，得到特征值矩陣ΛH；對(duì)特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，得到上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。
步驟S200，根據(jù)R、P、Q三個(gè)矩陣進(jìn)行均衡，具體分為三步來(lái)實(shí)現(xiàn) 步驟S201，在發(fā)送端，根據(jù)R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼。
步驟S202，根據(jù)Q矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波。
這兩步和實(shí)施例1中的對(duì)應(yīng)步驟相同，在此不重復(fù)描述。
數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波后，執(zhí)行步驟對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制。此處是將信號(hào)乘以上矩陣FNcH，這個(gè)數(shù)學(xué)處理的物理意義為進(jìn)行IFFT操作，即對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制。所以，此時(shí)接收信號(hào)可以表示為 在接收端，執(zhí)行步驟對(duì)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)。這個(gè)過(guò)程是對(duì)將接收信號(hào)乘上矩陣FNc，這個(gè)數(shù)學(xué)處理的物理意義為進(jìn)行FFT操作，即對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)，解調(diào)后的接收信號(hào)可以表示為 解調(diào)之后再執(zhí)行步驟S203，根據(jù)Q矩陣對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波 則最終接收信號(hào)的判決變量可表示為 從上可知，此時(shí)的R矩陣的影響可以用T-H預(yù)編碼處理來(lái)消除，最終判決變量r的信號(hào)強(qiáng)度依然完全由R的主對(duì)角線元素決定，我們可以通過(guò)對(duì)r進(jìn)行判決從而得到原始的發(fā)送數(shù)據(jù)。本實(shí)施例提出技術(shù)方案，通過(guò)利用IFFT/FFT操作來(lái)將信道對(duì)角化，實(shí)質(zhì)上是實(shí)現(xiàn)了一個(gè)多載波OFDM系統(tǒng)，即本技術(shù)方案可以與多載波OFDM系統(tǒng)完全兼容。
上述內(nèi)容中提到，對(duì)原始信道矩陣H可以先通過(guò)傅里葉矩陣進(jìn)行對(duì)角化，即進(jìn)行作為上述實(shí)施例的進(jìn)一步改進(jìn)，還可以將特征值矩陣ΛH對(duì)角線上的特征值進(jìn)行分組匹配以獲得新特征值矩陣ΛH，對(duì)所述新特征值矩陣ΛH中的各個(gè)分組進(jìn)行幾何均值分解。將特征值矩陣ΛH對(duì)角線上的特征值進(jìn)行分組匹配，是為了取得各分組接收信號(hào)強(qiáng)度盡量平衡，這主要通過(guò)將大的特征值與小的特征值進(jìn)行組合。例如要將特征值矩陣ΛH對(duì)角線上的第1個(gè)和第8個(gè)元素組合成一組，則將ΛH的第一個(gè)主對(duì)角元素和第八個(gè)主對(duì)角元素調(diào)整到相鄰位置即可。組合好之后，矩陣FNc也要做相應(yīng)的列順序調(diào)整，將FNc的第一列和第八列調(diào)整到相鄰位置，以對(duì)應(yīng)原始特征值的新位置。
記排序好的FNc，ΛH分別為FNc，ΛH。對(duì)ΛH中各個(gè)分組矩陣進(jìn)行GMD分解，設(shè)共分為K組，記第i組為∑i，從而得到 ∑i＝QiRiPiH 因此整個(gè)信道矩陣可以寫成 其中 Q＝diag{Qi|i＝1，2，...，k} R＝diag{Ri|i＝1，2，...，k} P＝diag{Pi|i＝1，2，...，k} 后續(xù)信號(hào)處理過(guò)程與實(shí)施例2對(duì)應(yīng)步驟相同，在此不再贅述。圖8是經(jīng)過(guò)分組GMD分解后的diag{R}的值分布示意圖，由圖可見，分組越多，復(fù)雜度越低，但是最差的一組數(shù)據(jù)的信號(hào)強(qiáng)度也會(huì)越低，因而性能越差。而分組越少時(shí)，最差的一組數(shù)據(jù)的信號(hào)強(qiáng)度會(huì)越高，性能越好，但這是以復(fù)雜度為代價(jià)。本優(yōu)化方案提出的分組GMD分解在性能和復(fù)雜度之間提供了一個(gè)權(quán)衡的自由度，非常適合在實(shí)際應(yīng)用中根據(jù)系統(tǒng)情況進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整。
圖9為多載波系統(tǒng)中各種分組的GMD-THP和QR-THP系統(tǒng)性能對(duì)比示意圖，在多載波系統(tǒng)中，接收端無(wú)需進(jìn)行頻域均衡操作。在本實(shí)施例中總數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為128。從圖中可見，分組大小與系統(tǒng)性能的關(guān)系分組數(shù)越多，每一個(gè)分組的維數(shù)就會(huì)越小，這將會(huì)大大減小所使用的乘法器和延遲器的數(shù)量，但是性能會(huì)相應(yīng)有所損失。如圖中分組數(shù)為16的GMD-THP方案，此方案的分組維數(shù)為16，因此所使用的延遲器僅為128/16＝8個(gè)延遲單元，乘法器數(shù)目為

而現(xiàn)行方案中，使用QR分解技術(shù)結(jié)合T-H預(yù)編碼的均衡方法因?yàn)閷?duì)頻域均衡后的等效信道進(jìn)行分解，此等效信道矩陣為一個(gè)密集型矩陣，因此T-H預(yù)編碼時(shí)需要的延遲器多達(dá)128個(gè)延遲單元，而乘法器為

由此可見，分組數(shù)為16的GMD方案相比原QR方案在復(fù)雜度方面大大降低，但是性能比QR方案好。如果想獲得更好的性能，可以降低GMD的分組數(shù)。這樣，分組GMD方案為系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供了一個(gè)很好的自由度，使工程師能夠在系統(tǒng)的性能和復(fù)雜度之間作最優(yōu)的折中。
實(shí)施例3 本發(fā)明還提出一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，包括發(fā)送端和接收端；發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、增加循環(huán)前綴模塊和天線，接收端包含天線、去除循環(huán)前綴模塊、頻域均衡模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊；前述這些模塊在現(xiàn)有通信系統(tǒng)中已經(jīng)存在，不再重復(fù)描述。本系統(tǒng)的關(guān)鍵在于，還包括幾何均值分解模塊，該模塊用于根據(jù)頻域均衡后的等效信道矩陣

進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊；發(fā)送端還包含發(fā)送濾波模塊，該模塊用于接收幾何均值分解模塊獲得的P矩陣，并根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波。
如圖10所示，圖10為基于信道矩陣幾何均值分解的單載波系統(tǒng)示意圖。
系統(tǒng)的信號(hào)流程如下 根據(jù)頻域均衡后的等效信道矩陣

，幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。
發(fā)送端，調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)所述R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；發(fā)送濾波模塊根據(jù)P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；增加循環(huán)前綴模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送。
在接收端，接收天線接收數(shù)據(jù)，去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，頻域均衡模塊對(duì)去除循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，接收濾波模塊根據(jù)Q矩陣，對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
下面對(duì)基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)的幾個(gè)關(guān)鍵模塊進(jìn)行描述 T-H預(yù)編碼模塊如圖11所示，圖11為一個(gè)T-H預(yù)編碼模塊示意圖。以s表示經(jīng)過(guò)調(diào)制模塊QAM調(diào)制后的數(shù)據(jù)，x表示經(jīng)過(guò)T-H預(yù)編碼的數(shù)據(jù)。QAM調(diào)制后的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)一個(gè)反饋濾波器進(jìn)行串符干擾的預(yù)消除，反饋濾波器是根據(jù)R矩陣進(jìn)行該預(yù)消除的過(guò)程。由于此過(guò)程中會(huì)使得信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍加大，而且發(fā)送功率也會(huì)提高，因此在濾波器的輸出插入一個(gè)取模器，該取模器負(fù)責(zé)將信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍限制在[-M，M]之間，M根據(jù)不同的QAM調(diào)制會(huì)有不同的取值。
信號(hào)經(jīng)過(guò)T-H預(yù)編碼模塊后，需要經(jīng)過(guò)發(fā)送濾波模塊。該發(fā)送濾波模塊的參數(shù)來(lái)自幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得的P矩陣。
頻域均衡模塊負(fù)責(zé)將接收到的信號(hào)通過(guò)FFT轉(zhuǎn)換至頻域，然后進(jìn)行同步，信道估計(jì)以及頻域均衡等操作。頻域均衡模塊會(huì)通過(guò)IFFT將信號(hào)轉(zhuǎn)換回時(shí)域，然后進(jìn)入后續(xù)的接收濾波模塊。
接收濾波模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波處理的參數(shù)同樣來(lái)自幾何均值分解模塊，可以用濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)本模塊。
其中，對(duì)于T-H預(yù)編碼模塊中的反饋濾波器以及接收濾波模塊，其物理結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)方案相同，但是在參數(shù)獲取上與傳統(tǒng)方案不同，現(xiàn)有技術(shù)中是利用QR分解得到T-H預(yù)編碼模塊中反饋濾波器以及接收濾波模塊的參數(shù)，而本發(fā)明是通過(guò)幾何均值分解獲得這些參數(shù)。
下面通過(guò)具體實(shí)施過(guò)程來(lái)闡述本系統(tǒng)工作過(guò)程 步驟S101，獲得信道信息。對(duì)閉環(huán)系統(tǒng)和開環(huán)系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，獲得信道信息的過(guò)程是不同的。對(duì)閉環(huán)系統(tǒng)，發(fā)送端首先發(fā)送訓(xùn)練序列對(duì)信道進(jìn)行訓(xùn)練；接收端再利用該已知的訓(xùn)練序列，用經(jīng)典的信道估計(jì)算法對(duì)無(wú)線信道進(jìn)行估計(jì)，得到信道信息；接收端最后將該信道信息反饋給發(fā)射端。對(duì)開環(huán)系統(tǒng)，例如時(shí)分雙工系統(tǒng)，發(fā)射端直接根據(jù)上下行鏈路的對(duì)稱性，利用上行鏈路的信道信息估計(jì)下行鏈路的信道信息，此模式下，無(wú)需接收端將信道信息反饋給發(fā)送端。
步驟S102，根據(jù)得到的信道信息，幾何均值分解模塊對(duì)頻域均衡后的等效信道矩陣

進(jìn)行幾何均值分解，得到R矩陣、P矩陣和Q矩陣。
步驟S103，調(diào)制模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)進(jìn)行QAM調(diào)制，然后將調(diào)制后的數(shù)據(jù)發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊。
步驟S104，T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)接收的R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼，即進(jìn)行ISI的消除，然后將數(shù)據(jù)發(fā)送至發(fā)送濾波模塊。
步驟S105，發(fā)送濾波模塊根據(jù)接收的P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波。然后增加循環(huán)前綴模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)加上CP，并從天線上發(fā)送出去。
步驟S106，接收端天線接收到數(shù)據(jù)，去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行去除CP，并將其送入頻域信號(hào)處理模塊。數(shù)據(jù)進(jìn)入頻域均衡模塊經(jīng)過(guò)頻域均衡之后，再進(jìn)入接收濾波模塊。
步驟S107，接收濾波模塊根據(jù)接收的Q矩陣，對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。然后接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)入取模模塊，最后進(jìn)入解調(diào)模塊進(jìn)行QAM解調(diào)與判決，恢復(fù)出原始的發(fā)送信息。
實(shí)施例4 在實(shí)施例3中，已經(jīng)簡(jiǎn)要描述了基于信道矩陣幾何均值分解的單載波系統(tǒng)工作過(guò)程。本實(shí)施例將作為本發(fā)明提出的基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)的多載波實(shí)現(xiàn)方式，該通信系統(tǒng)包括發(fā)送端、接收端和幾何均值分解模塊；發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、發(fā)送濾波模塊、OFDM調(diào)制模塊、增加循環(huán)前綴模塊和發(fā)送天線；接收端包含接收天線、去除循環(huán)前綴模塊、OFDM解調(diào)模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊； 下面對(duì)幾個(gè)關(guān)鍵模塊進(jìn)行詳細(xì)介紹 幾何均值分解模塊用于對(duì)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊； 發(fā)送濾波模塊用于接收P矩陣，并根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波； OFDM調(diào)制模塊用于對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制； OFDM解調(diào)模塊用于對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)； 本實(shí)施例提出的通信系統(tǒng)，接收端無(wú)需包含頻域均衡模塊。如圖12所示，圖12為基于信道矩陣幾何均值分解的多載波系統(tǒng)示意圖。本文件中，基于信道矩陣幾何均值分解指的都是應(yīng)用幾何均值分解技術(shù)對(duì)信道矩陣進(jìn)行分解。
該通信系統(tǒng)的具體工作原理為 根據(jù)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH，幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q。
發(fā)送端，調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；發(fā)送濾波模塊根據(jù)P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；OFDM調(diào)制模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；增加循環(huán)前綴模塊對(duì)OFDM調(diào)制后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送。
在接收端，接收天線接收數(shù)據(jù)，去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，然后由OFDM解調(diào)模塊對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)；接收濾波模塊根據(jù)Q矩陣，對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
下面通過(guò)具體實(shí)施過(guò)程來(lái)闡述本系統(tǒng)工作過(guò)程 其中，本實(shí)施例的步驟S101與實(shí)施例3的對(duì)應(yīng)步驟相同，在此不再贅述。
步驟S102，根據(jù)得到的信道信息，幾何均值分解模塊對(duì)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，得到R矩陣、P矩陣和Q矩陣。
步驟S103，調(diào)制模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)進(jìn)行QAM調(diào)制，然后將調(diào)制后的數(shù)據(jù)發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊。
步驟S104，T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)接收的R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼，即進(jìn)行ISI的消除，然后將數(shù)據(jù)發(fā)送至發(fā)送濾波模塊。
本實(shí)施例的步驟S105為發(fā)送濾波模塊根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波后，OFDM調(diào)制模塊對(duì)該數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT操作，即進(jìn)行OFDM調(diào)制。然后增加循環(huán)前綴模塊對(duì)數(shù)據(jù)加上CP，并從天線上發(fā)送出去。
本實(shí)施例的步驟S106為接收端天線接收到數(shù)據(jù)，去除循環(huán)前綴模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行去除CP的處理，然后OFDM解調(diào)模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT操作，即進(jìn)行OFDM解調(diào)。經(jīng)過(guò)FFT操作的數(shù)據(jù)再被送入接收濾波模塊。
步驟S107，接收濾波模塊根據(jù)接收的Q矩陣，對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。然后接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)入取模模塊，最后進(jìn)入解調(diào)模塊進(jìn)行QAM解調(diào)與判決，恢復(fù)出原始的發(fā)送信息。
至此，本發(fā)明提出的基于信道矩陣幾何均值分解的均衡方法同樣可以用多載波系統(tǒng)的方式實(shí)現(xiàn)。由本實(shí)施例可以看出，本發(fā)明同樣適用于單載波和多載波系統(tǒng)，有利于統(tǒng)一LTE標(biāo)準(zhǔn)中的上/下行鏈路。
以上所述的本發(fā)明實(shí)施方式，并不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明保護(hù)范圍的限定。任何在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利要求保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種基于預(yù)編碼的信道均衡方法，其特征在于，包括
步驟S100，進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q；
步驟S200，根據(jù)所述R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡，包括
步驟S201，在發(fā)送端，先根據(jù)所述R矩陣對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；
步驟S202，在發(fā)送端，根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；
步驟S203，在接收端，根據(jù)所述Q矩陣對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于預(yù)編碼的信道均衡方法，其特征在于，對(duì)于單載波系統(tǒng)，步驟S100具體包括對(duì)所述頻域均衡后的等效信道矩陣
按照公式進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q；
步驟S203具體包括在接收端，根據(jù)所述Q矩陣對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于預(yù)編碼的信道均衡方法，其特征在于，對(duì)于多載波系統(tǒng)，步驟S100具體包括對(duì)原始信道矩陣H，先按照公式進(jìn)行H的特征值分解，獲得特征值矩陣ΛH；對(duì)所述特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，得到Q，R，P三個(gè)矩陣；其中，
為NC×NC的傅里葉矩陣，NC為數(shù)據(jù)塊所含的符號(hào)數(shù)；
在步驟S200中，根據(jù)所述R矩陣、P矩陣和Q矩陣進(jìn)行均衡的過(guò)程中
步驟S202之后還包含步驟在發(fā)送端，對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；
步驟S203之前還包含步驟在接收端，對(duì)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)；
步驟S203具體包括在接收端，根據(jù)所述Q矩陣對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的基于預(yù)編碼的信道均衡方法，其特征在于，步驟S100中根據(jù)所述特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解的過(guò)程還包括將特征值矩陣ΛH對(duì)角線上的特征值進(jìn)行分組匹配以獲得新特征值矩陣ΛH，對(duì)所述新特征值矩陣ΛH中的各個(gè)分組矩陣進(jìn)行幾何均值分解。
5.一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，包括發(fā)送端和接收端；所述發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、增加循環(huán)前綴模塊和發(fā)送天線，所述接收端包含接收天線、去除循環(huán)前綴模塊、頻域均衡模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊；其特征在于，所述通信系統(tǒng)還包括幾何均值分解模塊，所述發(fā)送端還包含發(fā)送濾波模塊；
所述幾何均值分解模塊用于對(duì)頻域均衡后的等效信道矩陣
進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將所述R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將所述P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將所述Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊；
所述發(fā)送濾波模塊用于接收所述P矩陣，并根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；
根據(jù)頻域均衡后的等效信道矩陣
所述幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q；
發(fā)送端，所述調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，所述T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)所述R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；所述發(fā)送濾波模塊根據(jù)所述P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；所述增加循環(huán)前綴模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由所述發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送；
在接收端，所述接收天線接收數(shù)據(jù)，所述去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，所述頻域均衡模塊對(duì)去除循環(huán)前綴后的數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，所述接收濾波模塊根據(jù)所述Q矩陣，對(duì)頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；所述取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
6.一種基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，包括發(fā)送端和接收端；所述發(fā)送端包含調(diào)制模塊、T-H預(yù)編碼模塊、增加循環(huán)前綴模塊和發(fā)送天線，所述接收端包含接收天線、去除循環(huán)前綴模塊、接收濾波模塊、取模模塊和解調(diào)模塊；其特征在于，所述通信系統(tǒng)還包括幾何均值分解模塊，所述發(fā)送端還包含發(fā)送濾波模塊和OFDM調(diào)制模塊，所述接收端還包含OFDM解調(diào)模塊；
所述幾何均值分解模塊用于根據(jù)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH進(jìn)行幾何均值分解，獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q，并將所述R矩陣發(fā)送至T-H預(yù)編碼模塊，將所述P矩陣發(fā)送至發(fā)送濾波模塊，將所述Q矩陣發(fā)送至接收濾波模塊；
所述發(fā)送濾波模塊用于接收所述P矩陣，并根據(jù)所述P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；
所述OFDM調(diào)制模塊用于對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；
所述OFDM解調(diào)模塊用于對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)；
根據(jù)原始信道矩陣H的特征值矩陣ΛH，所述幾何均值分解模塊進(jìn)行幾何均值分解獲得上三角矩陣R、酉矩陣P和酉矩陣Q；發(fā)送端，所述調(diào)制模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，所述T-H預(yù)編碼模塊根據(jù)所述R矩陣，對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼；所述發(fā)送濾波模塊根據(jù)所述P矩陣，對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；所述OFDM調(diào)制模塊對(duì)發(fā)送濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制；所述增加循環(huán)前綴模塊對(duì)OFDM調(diào)制后的數(shù)據(jù)增加循環(huán)前綴，然后由所述發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送；
在接收端，所述接收天線接收數(shù)據(jù)，所述去除循環(huán)前綴模塊對(duì)接收的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴，然后由所述OFDM解調(diào)模塊對(duì)經(jīng)過(guò)去除循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM解調(diào)；所述接收濾波模塊根據(jù)所述Q矩陣，對(duì)OFDM解調(diào)后的數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波；所述取模模塊和解調(diào)模塊分別對(duì)接收濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行取模操作和解調(diào)操作。
全文摘要
本發(fā)明提出一種基于預(yù)編碼的信道均衡方法，包含進(jìn)行幾何均值分解獲得R、P、Q三個(gè)矩陣；然后根據(jù)這三個(gè)矩陣進(jìn)行均衡在發(fā)送端，先根據(jù)R矩陣對(duì)調(diào)制后的數(shù)據(jù)進(jìn)行T-H預(yù)編碼，再根據(jù)P矩陣對(duì)T-H預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行發(fā)送濾波；在接收端，根據(jù)Q矩陣對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行接收濾波。本發(fā)明還分別提出一種單載波實(shí)現(xiàn)方式的基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)，以及一種多載波實(shí)現(xiàn)方式的基于預(yù)編碼的通信系統(tǒng)。本發(fā)明消除了現(xiàn)有技術(shù)因使用QR分解而在高信噪比下產(chǎn)生的差錯(cuò)平底，提高了系統(tǒng)誤碼性能，并同時(shí)兼容單、多載波通信系統(tǒng)。還提供了靈活的分組式幾何均值分解方案，使系統(tǒng)在較低復(fù)雜度下獲得優(yōu)良的性能。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101764770SQ200910193309
公開日2010年6月30日 申請(qǐng)日期2009年10月26日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月26日
發(fā)明者伍沛然, 張永強(qiáng) 申請(qǐng)人:廣州杰賽科技股份有限公司