專利名稱：一種數字預失真方法及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信領域，特別是涉及一種功率放大器的數字預失真方法及系統(tǒng)。

背景技術：
無論是3G(第三代網絡技術)還是4G(第四代網絡技術)，無線信號的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰均功率比)都很高。為了不失真?zhèn)鬏斶@些高峰均功率比的無線信號，發(fā)送端對高功率放大器的線性度要求就會很高，而且要求發(fā)送功率極低。接收端對前端放大器以及A/D轉換器的線性度要求也很高。這是因為半導體器件對大功率信號具有不可避免的非線性特性，當寬帶收發(fā)信機工作在非線性區(qū)時，會產生嚴重的互調分量，在帶內就可以造成信號間的相互干擾，高峰均比是目前無線通訊技術實用化首要解決的問題。
目前功率放大器的線性化技術包括幾種方法。有前饋法，反饋法，預失真法和用非線性部件實現(xiàn)線性化(LINC)等方法。前饋法的效果最好，但電路復雜。為了在工作環(huán)境變化時，保證工作穩(wěn)定性，需要增加較大的成本，反饋法由于存在潛在的不穩(wěn)定問題，故需要特別處理時延和帶寬，這使功率放大器的帶寬很窄，不適合做寬帶頻率放大。
關于預失真法，隨著DSP(Digital Signal Processor，數字信號處理技術)的飛速發(fā)展，為線性化技術提供了有效手段，出現(xiàn)了自適應預失真技術。在預失真系統(tǒng)中，信號首先通過一個數字預失真器進行矯正，然后送到功率放大器進行放大輸出。預失真器產生的信號失真特性與發(fā)送通道的失真特性相反，從而可以抵消失真分量，得到輸出的信號無失真。預失真法具有電路結構簡單，工作穩(wěn)定，適用于寬帶系統(tǒng)，是一種具有良好應用前景的線性化技術。
預失真是補償功率放大器非線性失真的最好方法之一。該技術的本質是在功率放大器的輸入端采用反失真來抵消功率放大器的非線性失真。通過設計這種隨功率放大器的工作點(輸出功率)變化而變化的反失真特性，就能補償由溫度、電源電壓、晶體管老化等因素引起工作點變化造成系統(tǒng)性能的下降。
目前，預失真技術包括射頻預失真、中頻預失真和基帶預失真三種方法。
射頻預失真具有容易實現(xiàn)、成本低等優(yōu)點，其缺點是使用射頻非線性有源器件，難于調節(jié)和控制，不能做到較快的自適應。
中頻預失真通過調整預失真器的系數，可以補償由于功率放大器的三次互調引起的非線性失真，但這種方法采用模擬電路來實現(xiàn)線性化，對非線性失真的改善效果有限。
基帶預失真不涉及復雜的射頻信號處理，只對基帶信號進行處理，而且很容易做到自適應，便于采用現(xiàn)代的數字信號處理技術來實現(xiàn)，是一種較好的線性化方法，基于數字預失真技術的線性化系統(tǒng)正逐步成為研究熱點。
一般通用的基帶預失真結構如下圖1所示，經過多路合成的多載波數字信號通過數字預失真器處理，輸出經預失真矯正后的信號送給D/A轉換器，RF上變頻器，最后由功率放大器進行放大，放大后經天線發(fā)送出去。同時，功率放大器輸出信號的一部分則通過一個耦合器反饋，經過帶通濾波器，RF下變頻器，A/D轉換器，正交解調，轉化為基帶信號，送到一個自適應預失真算法處理器，自適應預失真算法處理器的另一個輸入則是延時的基帶輸入信號，通過比較這兩個信號之差，更新數字預失真器的參數，實現(xiàn)自適應功能。
目前的DPD(Digital Pre-Distortion，數字預失真)實現(xiàn)方案主要有兩種，一種是基于Wiener-Hammerstein模型的多項式方式，另外一種是查找表的方式。但目前這兩種方案都有自己的缺陷，查找表的方式實現(xiàn)簡單，但對于功放的記憶效應的補償效果不明顯或者根本沒有；而多項式模式需要進行負載的矩陣運算，實現(xiàn)難度很大，這種方式一般都需要一個高性能的DSP(DigitalSignal Processing，數字信號處理)進行這類運算，硬件系統(tǒng)復雜。
因此，如何提供一種數字預失真方法，能夠克服現(xiàn)有數字預失真實現(xiàn)方案的缺陷，是本領域技術人員需要解決的技術問題。


發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種數字預失真方法及系統(tǒng)，用于提供復雜度不高的算法，以及較高的性價比的實現(xiàn)方案。
本發(fā)明提供一種數字預失真方法，所述方法包括以下步驟 A1、提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}； A2、計算輸入預矯正器的樣點x和對應的功率放大器輸出的矢量誤差e(n)； A3、將所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數； A4、通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得預矯正器中的FIR濾波器系數；其中，Mu為最小均方算法步進因子； A5、判斷e(n)值是否小于預定值，若否，則將n增加1后，執(zhí)行A1；若是，則結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數； B、通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
優(yōu)選地，w為濾波器系數3*3的矩陣。
優(yōu)選地，預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
優(yōu)選地，所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y。
優(yōu)選地， 其中， 功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2) +C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3 +C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5； 其中，Y為功放輸入信號。
優(yōu)選地， C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)相當于第一個FIR濾波器； C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3相當于第二個FIR濾波器； C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5相當于第三個FIR濾波器。
本發(fā)明還提供一種數字預失真系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括 提取單元，用于提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}； 第一計算單元，用于計算輸入預矯正器的樣點x和對應的功率放大器輸出的矢量誤差e(n)； 矩陣生成單元，用于將所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數； 第二計算單元，用于通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得所述FIR濾波器系數；其中，Mu為LMS步進因子； 判斷單元，用于判斷e(n)值是否小于預定值，若否，則將n增加1后，發(fā)送至所述提取單元；若是，則結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數； 矯正單元，用于通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
優(yōu)選地，w為濾波器系數3*3的矩陣。
優(yōu)選地，預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
優(yōu)選地，所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y； 其中， 功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2) +C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3 +C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5； 其中，Y為功放輸入信號。
與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點 本發(fā)明實施例所述數字預失真方法通過迭代過程，使得輸入的兩個變量之間的誤差不斷減小，直到穩(wěn)定地收斂于預定值。為了使輸入變量在幅度和相位上達到一致，計算修正預矯正器的FIR濾波器系數。通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號，從而實現(xiàn)功率放大器較好的線性校正效果。



圖1為本發(fā)明實施例所述數字預失真方法流程圖； 圖2數字預失真原理示意圖； 圖3為PD特征曲線圖； 圖4為PA非特征曲線圖； 圖5為理想功放圖； 圖6為本發(fā)明實施例所述PD(Pre-Distorter，預校正器)濾波器實現(xiàn)圖； 圖7本發(fā)明實施例所述數字預失真系統(tǒng)結構圖。

具體實施例方式 本發(fā)明的目的是提供一種數字預失真方法，用于提供復雜度不高的算法，以及較高的性價比的實現(xiàn)方案。
為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細的說明。
為了便于本領域技術人員理解本發(fā)明的工作原理，下面結合附圖進行具體說明。
首先，參見圖1，該圖為本發(fā)明實施例所述數字預失真方法流程圖。
本發(fā)明實施例所述數字預失真方法，包括以下步驟 S100、提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}。
在步驟S100前，可以首先初始化PD FIR濾波器系數w。
S200、計算輸入預矯正器的樣點x和對應的功率放大器(簡稱功放)輸出的矢量誤差e(n)。
S300、將所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數。
S400、通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得預矯正器中的FIR濾波器系數。
其中，Mu為LMS(least-mean-square，最小均方(算法))步進因子。
S500、判斷e(n)值是否小于預定值？若否，則將n增加1后，執(zhí)行S100；若是，則執(zhí)行步驟S600。
S600、結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數。
w為濾波器系數3*3的矩陣。
S700、通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y。
其中， 功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2) +C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3 +C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5； 其中，Y為功放輸入信號。
C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)相當于第一個FIR濾波器； C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3相當于第二個FIR濾波器； C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5相當于第三個FIR濾波器。
本發(fā)明實施例所述數字預失真方法通過迭代過程，使得輸入的兩個變量之間的誤差不斷減小，直到穩(wěn)定地收斂于預定值。為了使輸入變量在幅度和相位上達到一致，計算修正預矯正器的FIR濾波器系數。通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號，從而實現(xiàn)功率放大器較好的線性校正效果。
參見圖2至圖5，圖2為數字預失真原理示意圖；圖3為PD特征曲線圖；圖4為PA非特征曲線圖；圖5為理想功放圖。
為了對功率放大器的非線性進行補償，在功率放大器前面需要增加一個矯正模塊。
矯正模塊的特性和功率放大器的非線性特性應該正好相反。這樣矯正模塊和功率放大器疊加，就能實現(xiàn)對理想的線性特性的逼近。
矯正模塊可以稱為PD(Pre-Distorter)預矯正器。
輸入X經過PD處理后，成為序列Y，經過PA(Power Amplifier，無線射頻功放)即功率放大器放大后，成為序列Z。
X和Y的相互關系參見圖3所示，圖3即是PD的特性曲線。
Y在經過PA的放大后輸出Z，Z和Y的關系如圖4所示，圖4即為PA的非線性曲線。
從圖3和圖4中可以看到以上兩個曲線是互補的。當把圖3和圖4串聯(lián)后，就可以得到X和Z的關系，如圖5所示。圖5所示即為理想的功放特性。
這樣PA的非線性得到了補償，從而得到了圖5所示的線性關系。
為了補償PA的非線性，必須在PA與輸入信號之間增加一個PD(預失真模塊)，這個PD的模塊的非線性特性必須和功放的非線性特性相反，從而可以抵消掉功放的非線性。
關鍵就是如何根據功放輸出Z和預失真模塊的輸入X，求出預失真模塊PD的特性曲線。
本發(fā)明采用了LMS算法實現(xiàn)這個過程，LMS算法的特性就是通過迭代，使輸入其中的兩個變量之間的誤差不斷減小，直到穩(wěn)定的收斂于一個極小值即前文所述預定值。
如圖2所示，將輸入信號X和輸出信號Z均輸入到LMS算法，經過持續(xù)一段時間的迭代過程后，輸入信號X和輸出信號Z在幅度和相位上達到一致，即X＝Z，這樣就達到圖5所示的線性化理想功放效果。
為了使得輸入算法的變量在幅度和相位上達到一致，LMS算法用產生的誤差來修正PD模塊中的系數，如圖2所示。
本發(fā)明所述方法的實現(xiàn)關鍵在于，對PD和LMS模塊的簡化和優(yōu)化變形，以便在硬件上實現(xiàn)，并達到較好的線性矯正效果。
PD的FPGA(Field Programmable Gate Array，場可編程門陣列)實現(xiàn)。
簡化PA的多項式模型如下 其中，C為功放多項式系數，Y為功放輸入，Z為功放輸出，K表示了功放的非線性特性，Q表示了功放的記憶效應。
為了達到線性化的效果，必須使PD能夠抑制信號的3次和5次諧波。實驗證明Q為2時即可有效表達功放的記憶效應。
因此，公式(1)可以簡化成 Z(n)＝C10*Y+C30*Y3+C50*Y5+C11*(Y-1)+C31*(Y-1)3+C51*(Y-1)5+C12*(Y-2)+C31*(Y-2)3+C52*(Y-2)5 ＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2) +C30*Y3+C31*(Y-1)3+C31*(Y-2)3 +C50*Y5+C51*(Y-1)5+C51*(Y-2)5(2) 公式(2)可以看作是三個FIR濾波器的簡單疊加。PD在FPGA中對應的實現(xiàn)參見圖6所示，該圖為本發(fā)明實施例所述PD(Pre-Distorter，預校正器)濾波器實現(xiàn)圖。
C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)相當于第一FIR濾波器(fir1)。C30*Y3+C31*(Y-1)3+C31*(Y-2)3相當于第二FIR濾波器(fir2)。C50*Y5+C51*(Y-1)5+C51*(Y-2)5相當于第三FIR濾波器(fir3)。
輸入的信號x經過變換為1，3，5次冪信號，經過溢出控制模塊10(圖6中用圖形O表示)后輸入到第一FIR濾波器(fir1)、第二FIR濾波器(fir2)、第三FIR濾波器(fir3) 再將第一FIR濾波器(fir1)、第二FIR濾波器(fir2)、第三FIR濾波器(fir3)疊加在一起，經過溢出控制模塊10得到輸出信號Y。
這樣，PD在FPGA中的實現(xiàn)就非常簡單和容易的。
將公式(2)寫成矩陣的形式，如下， Z＝w*Y， 其中， 因為傳統(tǒng)的LMS是針對隨機序列的，不能適用于矩陣系數的更新。本發(fā)明所述LMS算法需要對傳統(tǒng)的LMS進行變形。為了適應多個濾波器的系數調整，LMS算法要按照本發(fā)明所述方法進行運算。
本發(fā)明還提供一種數字預失真系統(tǒng)，用于提供復雜度不高的算法，以及較高的性價比的實現(xiàn)方案。
本發(fā)明實施例所述數字預失真系統(tǒng)，包括提取單元11、第一計算單元12、矩陣生成單元13、第二計算單元14、判斷單元15以及校正單元2。
提取單元11，用于提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}。
第一計算單元12，用于計算提取單元11提取的輸入預矯正器樣點x和對應的功率放大器輸出的矢量誤差e(n)。
矩陣生成單元13，用于將提取單元11提取的所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數。
第二計算單元14，與所述矩陣生成單元13相連，用于通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得所述預矯正器的FIR濾波器系數。
其中，Mu為LMS步進因子。
判斷單元15，用于判斷第一計算單元12計算得到的e(n)值是否小于預定值？若否，則將n增加1后，發(fā)送至所述提取單元。若是，則結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數。
矯正單元2，與所述判斷單元15相連，用于通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
W可以為濾波器系數3*3的矩陣。
預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y； 其中， 功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2) +C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3 +C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5； 其中，Y為功放輸入信號。
本發(fā)明實施例所述系統(tǒng)，可以為前文所述方法中的任何一種情況，在此不再詳述。
本發(fā)明實施例所述數字預失真系統(tǒng)通過矯正單元2的迭代過程，使得輸入的兩個變量之間的誤差不斷減小，直到穩(wěn)定地收斂于預定值。為了使輸入變量在幅度和相位上達到一致，計算修正預矯正器的FIR濾波器系數。通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號，從而實現(xiàn)功率放大器較好的線性校正效果。
以上對本發(fā)明所提供的所述數字預失真方法及系統(tǒng)進行了詳細介紹，本文中應用了具體個例對本發(fā)明的原理及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想；同時，對于本領域的一般技術人員，依據本發(fā)明的思想，在具體實施方式
及應用范圍上均會有改變之處，綜上所述，本說明書內容不應理解為對本發(fā)明的限制。
權利要求
1.一種數字預失真方法，其特征在于，所述方法包括以下步驟
A1、提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}；
A2、計算輸入預矯正器的樣點x和對應的功率放大器輸出的矢量誤差e(n)；
A3、將所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數；
A4、通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得預矯正器中的FIR濾波器系數；其中，Mu為最小均方算法步進因子；
A5、判斷e(n)值是否小于預定值，若否，則將n增加1后，執(zhí)行A1；若是，則結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數；
B、通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
2.根據權利要求1所述的數字預失真方法，其特征在于，w為濾波器系數3*3的矩陣。
3.根據權利要求2所述的數字預失真方法，其特征在于，預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
4.根據權利要求3所述的數字預失真方法，其特征在于，所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y。
5.根據權利要求3所述的數字預失真方法，其特征在于，
其中，
功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)
+C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3
+C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5；
其中，Y為功放輸入信號。
6.根據權利要求2所述的數字預失真方法，其特征在于，
C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)相當于第一個FIR濾波器；
C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3相當于第二個FIR濾波器；
C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5相當于第三個FIR濾波器。
7.一種數字預失真系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)包括
提取單元，用于提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}；
第一計算單元，用于計算輸入預矯正器的樣點x和對應的功率放大器輸出的矢量誤差e(n)；
矩陣生成單元，用于將所述樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；其中，a、b為齊次諧波系數；
第二計算單元，用于通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得所述FIR濾波器系數；其中，Mu為LMS步進因子；
判斷單元，用于判斷e(n)值是否小于預定值，若否，則將n增加1后，發(fā)送至所述提取單元；若是，則結束迭代過程，確定此時的矩陣w為FIR濾波器系數；
矯正單元，用于通過所述FIR濾波器系數w，將所述FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。
8.根據權利要求7所述的數字預失真系統(tǒng)，其特征在于，w為濾波器系數3*3的矩陣。
9.根據權利要求8所述的數字預失真系統(tǒng)，其特征在于，預矯正器輸入信號轉換為1、3、5次冪信號，再經過溢出控制后得到輸入系數可變的FIR濾波器后疊加為信號Y；Y為功放輸入信號。
10.根據權利要求9所述的數字預失真系統(tǒng)，其特征在于，所述功率放大器的輸出信號Z＝w*Y；
其中，
功率放大器的輸出信號Z(n)＝C10*Y+C11*(Y-1)+C12*(Y-2)
+C30*Y3+C31*(Y-1)3+C32*(Y-2)3
+C50*Y5+C51*(Y-1)5+C52*(Y-2)5；
其中，Y為功放輸入信號。
全文摘要
一種數字預失真方法包括A1、提取預矯正器的輸入樣點x＝{xn，xn-q}；A2、計算輸入預矯正器的樣點x和對應功率放大器輸出的矢量誤差e(n)；A3、將樣點x變成矩陣X，規(guī)則為X＝[x，a*x3，b*x5]；A4、通過迭代公式w＝w+Mu*e(n)*X，計算獲得預矯正器的FIR濾波器系數；其中，Mu為LMS步進因子；A5、判斷e(n)值是否小于預定值，若否，則將n增加1后執(zhí)行A1；若是，則結束迭代過程，確定此時矩陣w為FIR濾波器系數；B、通過FIR濾波器系數w，將FIR濾波器進行疊加作為功率放大器的輸出信號。本發(fā)明提供一種數字預失真方法及系統(tǒng)，實現(xiàn)復雜度不高的算法及性價比較高的實現(xiàn)方案。
文檔編號H04B7/005GK101765187SQ20091024456
公開日2010年6月30日 申請日期2009年12月30日 優(yōu)先權日2009年12月30日
發(fā)明者何梁 申請人:北京北方烽火科技有限公司