專利名稱：多載波調制接收器的信道估計與峰均功率比降低的制作方法
技術領域：
本發(fā)明系有關于數(shù)字視頻廣播(digital video broadcasting，簡稱DVB)。更具體地說，本發(fā)明系有關于降低多載波調制的DVB系統(tǒng)之峰均功率比(Peak to Average Power Ratio，簡稱 PAPR)。
背景技術：
本領域技術人員眾所周知，DVB是歐洲聯(lián)盟標準數(shù)字地面電視的廣播傳輸。DVB 系統(tǒng)傳輸壓縮的數(shù)字音頻/視頻流，采用多載波調制方法，例如正交分頻復用(orthogonal frequency division multiplexing，以下簡稱OFDM)。另一種常用的傳輸信號方法是數(shù)字視頻廣播-地面(digital video broadcasting-terrestrial，以下簡稱 DVB-T)。當廣播公司使用這種方法時，傳輸信號沒有通過電纜行進。相反的，信號從空中天線至空中天線移動，并從信號沖擊波至家用接收器。DVB-T廣播業(yè)者使用壓縮數(shù)字音頻-視頻流來傳輸數(shù)據(jù)，以及整個過程是基于運動圖像壓縮(Moving Picture Expert Group，簡稱MPEG)-2標準。這些傳輸可以包括所有種類的數(shù)字廣播，包括高分辨率電視(high definition television，簡稱HDTV)和其它高強度的方法。這是一種改進舊的模擬信號，所以需要單獨的傳輸流。在DVB-T傳輸中，脈沖噪聲(impulse noise)是日益的受到關注，因為它對傳輸數(shù)字化有負面的影響，并且常見于OFDM系統(tǒng)之中。雖然OFDM DVB-T系統(tǒng)接收機提供對脈沖噪聲有一定的免疫程度，按照適用的標準，這種免疫是不足以確?？煽康臄?shù)字電視信號傳輸。 例如，OFDM系統(tǒng)包括同時在多載波上的數(shù)據(jù)傳輸。在現(xiàn)實生活中，當數(shù)據(jù)傳輸時，它是通過數(shù)據(jù)信道，然后，當接收端接收到此載波時，該數(shù)據(jù)信道在一個或多個載波上會顯示出其乘法缺陷(如脈沖噪聲(impulse noise))。雖然在北美電視接收器市場中，脈沖噪聲歷來被忽視，在歐洲市場，有幾個標準/ 規(guī)格需要對脈沖噪聲具有高耐受性。另一個棘手的方面是OFDM系統(tǒng)的峰均功率比(peak to average power ratio，以下簡稱PAPR)，它對脈沖噪聲的存在和影響造成巨大沖擊。通過降低PAPR，脈沖噪聲的影響可以相對地減少。在OFDM系統(tǒng)中，一些傳統(tǒng)技術對于降低PAPR系包括，例如，音調預留、音調注入或自適應星座圖擴展。熟習該項技藝之人士很容易可理解這些技術，因而不在此深入討論。但是，所有的這些技術會造成數(shù)據(jù)速率的損失或是增加接收端所需之信號噪聲比 (signal-to-noise ratio，簡稱S·)。因此，這些技術只具有有限的效用。為了協(xié)助接收端克服多路徑失真(multi-path distortion)，將傳輸導頻信號與已知的數(shù)據(jù)模式。該導頻信號(Pilot signal)有時也被稱為導頻音調(pilot tone)或簡單的稱為導頻，用于支持信道估計(channel estimation)運作。傳統(tǒng)的信道估計運作試圖估計通訊信道所產(chǎn)生的振幅和相位失真，所以可以補償以上所討論的SNR損失。雖然較許多其它技術更為有效，但是信道估計運作仍然不夠精確完全補償所有SNR損失。因此，有必要改進其方法和在OFDM DVB-T系統(tǒng)接收器中減少PAPR，以補償相應的SNR損失。

發(fā)明內容
在此，本發(fā)明一致的原則為具體和廣泛的描述，本發(fā)明系包括一種方法來執(zhí)行 OFDM信號之信道估計。該方法包括基于使用預留信號信道載波來執(zhí)行信道估計。與以上傳統(tǒng)技術相比較，本發(fā)明實施例提供降低PAPR的方法。但是，在本發(fā)明實施例中，SNR損失補償?shù)木_度提高了信道估計過程。例如，OFDM系統(tǒng)的工作是將寬帶數(shù)字信號分割成多個較慢的數(shù)字流，然后在緊密相鄰區(qū)間之載波頻率(即音調信號)上，傳輸所有的數(shù)字流。每一數(shù)字流包括不同類型的信號。例如，典型的數(shù)字流(例如，符號(symbol))可能包括數(shù)據(jù)載波，預留音調，連續(xù)導頻和分散導頻。本領域技術人員理解這些音調的一些可以保留以降低PAPR。一旦數(shù)據(jù)載波具有數(shù)據(jù)，額外數(shù)據(jù)之適當?shù)闹?即，信道估計數(shù)據(jù))插入預留的載波，以降低PAI3R的時域信號。對于預留的音調，本發(fā)明進行參數(shù)設置允許值。典型的參數(shù)化包括線性反饋移位緩存器(linear feedback shift register)的值，或有限數(shù)量的已知量化值。在初始化過程中，由于參數(shù)設定減少PAI^R的值，發(fā)射器找到了最佳的信號，然后選定參數(shù)信號(可能于堅固的信道)。然后接收器對該參數(shù)進行譯碼，并使用預留音調作為額外導頻，以提高信道估計。因為降低預留音調之數(shù)據(jù)值搜索空間，所以會損失一些降低的PAPR。然而，由于本發(fā)明具有更準確的信道估計運作，更多的已知的技術，例如自適應星座圖擴展(Adaptive Constellation Extension，簡稱ACE)可用于取得進一步的減小。透過多個降低PAPR反復式技術，可實現(xiàn)計算最后預留音調的過程。本發(fā)明的進一步實施例、特點和優(yōu)勢，以及本發(fā)明的結構、各種實施例的運作與參考附圖，將詳細描述如下。


于此，附圖納入本發(fā)明說明書的一部分，并有助于進一步描述與解釋本發(fā)明的原則，使得熟習該項技藝之人士能制作與使用本發(fā)明。圖1為一傳統(tǒng)基于OFDM DVB-T系統(tǒng)之方塊圖；圖2根據(jù)已知信道估計技術，典型的導頻模式序列之圖解說明；圖3根據(jù)已知信道估計技術，在選取預留的音調值之前的單一符號序列之圖解說明；圖4根據(jù)已知信道估計技術，在選取預留的音調值之前的單一符號序列之圖解說明；圖5根據(jù)本發(fā)明之實施例，從已知模式的子集，在選取預留的音調值之后的單一符號序列之圖解說明；以及圖6實現(xiàn)本發(fā)明實施例的方法之典型流程圖。
具體實施方式
本發(fā)明之詳細描述和附圖與本發(fā)明實施例之說明是一致的。其它可能的實施例和其修改均需于本發(fā)明之精神和范圍內。因此，詳細的描述并不局限于本發(fā)明。而且，本發(fā)明的范圍詳述于以下之權利要求。熟習該項技藝之人士顯而易見的能將本發(fā)明于許多不同的實施例中實現(xiàn)，如圖所示之軟件，硬件，韌體和/或實體。用以實現(xiàn)本發(fā)明之任何實際的軟件代碼與專門控制硬件，均不受限于本發(fā)明。因此，本發(fā)明的操作性能與理解，以及所描述實施例之修改和變化， 均應考量到本發(fā)明所載的詳細程度。圖1為傳統(tǒng)OFDM移動通訊系統(tǒng)之發(fā)射端/接收端結構之方塊圖。如圖1所示，移動通訊系統(tǒng)采用OFDM方案，系包括發(fā)射端100與接收端150。該發(fā)射端100包括數(shù)據(jù)發(fā)射器102、編碼器104、符號映像器106、串行至并列(serial to parallel，簡稱S/P)轉換器 108、導頻符號插入器110、反相快速傅立葉變換(inverse fast Fourier transform，簡稱 IFFT)單元112、并列至串行(parallel to serial，簡稱P/S)轉換器114、保護區(qū)間插入器 116、數(shù)字模擬數(shù)模(digital-to-analog，簡稱 D/A)轉換器 118 和射頻(radio frequency, 簡稱RF)處理器120。在發(fā)射端100，該數(shù)據(jù)發(fā)射器102產(chǎn)生并輸出使用者數(shù)據(jù)位和控制數(shù)據(jù)位，并傳送至該編碼器104。根據(jù)預定編碼方案，該編碼器104接收和編碼數(shù)據(jù)發(fā)射器所輸出的信號，然后輸出該編碼信號到該符號映像器106，通過回旋編碼方案(convolutional coding scheme)或具有預定編碼率之渦輪編碼方案(turbo coding scheme)，該編碼器104進行編碼。根據(jù)相應的調制方案，該符號映像器106調制該編碼器104所輸出之編碼位，從而產(chǎn)生調制符號，以及輸出該調制符號至該S/P轉換器108。在此，該符號映像器106之調制方案可以遵循系包括，例如，二進制相移鍵控(binary phase shift keying，簡稱BPSK)方案，正交相移鍵控(quadrature phase shift keying，簡稱 QPSK)方案，16 正交調幅(quadrature amplitude modulation，簡稱QAM)方案，64QAM方案，或其它方案。該S/P轉換器108接收并轉換符號映像器106所輸出之串行調制符號為并列調制符號，并且輸出并列調制符號至該導頻符號插入器110。該導頻符號插入器110插入導頻符號至該s/ρ轉換器108所輸出的已轉換之并列調制符號，然后將其輸出到該IFFT單元112。該IFFT單元112接收該導頻符號插入器110輸出之信號，執(zhí)行N點的IFFT信號， 然后將該信號輸出到該P/S轉換器114。該P/S轉換器114接收該IFFT單元112所輸出之信號，將該信號轉換成串行信號，并輸出轉換的串行信號至該保護區(qū)間插入器116。該保護區(qū)間插入器116接收該P/S轉換器114所輸出之信號，插入保護區(qū)間至所接收到的信號，然后將該信號輸出至該D/A轉換器118。在此，于OFDM傳輸通訊系統(tǒng)中，該插入保護區(qū)間能防止所傳送OFDM符號間之干擾，也就是說，該插入保護區(qū)間能防止在上一次OFDM符號周期之先前OFDM符號和目前OFDM符號周期所傳送目前OFDM符號之間的干擾。提出插入零數(shù)據(jù)于插入保護區(qū)間之方法。然而，插入零數(shù)據(jù)作為保護區(qū)間可能會導致接收器錯誤地估計OFDM符號的起點，由此，使得子載波相互的干擾增加了接收OFDM符號起點之錯誤確定機率。因此，循環(huán)前置法(cyclic prefix method)或循環(huán)后置法(cyclic postfix method)通常采用插入保護區(qū)間。在循環(huán)前置法中，OFDM符號之最后預定位數(shù)會復制和插入到OFDM符號。在循環(huán)后置法中，OFDM符號之起始預定位數(shù)會復制和插入到OFDM 符號。
該D/A轉換器118接收該保護區(qū)間插入器116所輸出的信號，將該信號轉換成模擬信號，并輸出轉換之模擬信號至該射頻處理器120。該射頻處理器120系包括過濾器和前端單元。該射頻處理器120接收該D/A轉換器118輸出之信號，該射頻處理器處理該信號， 然后，經(jīng)由發(fā)射端天線傳送該信號至空中。接收端150將于如下加以說明。該接收端150系包括射頻處理器152、模擬數(shù)字模數(shù)(analog-to-digital，簡稱 A/D)轉換器154、保護區(qū)間去除器156、S/P轉換器158、快速傅立葉變換(fast Fourier transform,簡稱FFT) 160、導頻符號擷取器162、信道估計器164、均衡器166、P/S轉換器 168、符號反映像器170、譯碼器172和數(shù)據(jù)接收器174。從傳輸端100傳送的信號通過多路徑信道，并由接收端150之接收天線接收，信號是含有噪聲的狀態(tài)。通過接收天線接收之該信號輸入至該RF處理器152，并且該RF處理器 152降頻轉換所接收之信號為中頻(intermediate frequency，簡稱IF)信號，然后輸出該中頻信號至該A/D轉換器154。該A/D轉換器154轉換RF處理器152輸出之模擬信號為數(shù)字信號，然后輸出該數(shù)字信號至該保護區(qū)間去除器156。該保護區(qū)間去除器156接收A/D轉換器IM轉換與輸出之數(shù)字信號，該數(shù)字信號去除保護區(qū)間，然后輸出到該S/P轉換器158。該S/P轉換器158接收該保護區(qū)間去除器 156所輸出的串行信號串行信號，將該串行信號轉換成并列信號，然后輸出該并列信號至該 FFT單元160。該FFT單元160對P/S轉換器158輸出之信號進行N點FFT，然后將該信號輸出至該均衡器166和該導頻符號擷取器162。該均衡器166接收該FFT單元160之信號， 然后輸出該信道等化信號至該P/S轉換器168。該P/S轉換器168接收均衡器166輸出之并列信號，并將該并列信號轉換成串行信號，然后輸出該轉換之串行信號至該符號反映像器 170。正如所示，該FFT單元160之輸出信號也輸入至該導頻符號擷取器162。該導頻符號擷取器162檢測該FFT單元160輸出信號之導頻符號，并且輸出該檢測導頻符號至該信道估計器164。該信道估計器164利用該導頻符號來進行信道估計，并輸出信道估計結果至該均衡器166。在此，該接收端150產(chǎn)生信道質量信息(channel quality information ；以下簡稱CQI)，將對應至信道估計結果，并通過CQI發(fā)射器傳送該CQI至該傳輸端100 (未于圖上顯示)。該符號去除器170接收該P/S轉換器168之輸出信號，根據(jù)該傳輸端100之相應調制與解調方案來解調該信號，然后輸出該解調信號至該譯碼器172。根據(jù)該傳輸端100之相應編碼與譯碼方案來譯碼該符號去除器170之信號，以及輸出該譯碼信號至數(shù)據(jù)接收器 174。在OFDM系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)是通過多載波頻率來傳送和接收。在一些OFDM系統(tǒng)中，例如， 可以有大約1 個獨立OFDM子載波(即音調)，占據(jù)大約5 百萬赫茲(megahertz)的頻寬。在這些系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)是通過多個子載波來調制和傳送。大約10個子載波未用來傳送信息。這些子載波也被稱為導頻音調，可用于保護子載波信息，以簡化該系統(tǒng)之濾波要求，或是提供參考相位/振幅信息的解調器。該導頻音調的位置可根據(jù)通訊標準或該系統(tǒng)之用戶 /設計師來定義。一些導頻音調被置于頻譜兩末端和另一些導頻音調被穿插于頻譜內。對于每一傳送載波信號，OFDM接收器通常試圖補償因該傳輸信道所引起的失真 (distortion)。這通常涉及信道估計操作與信道補償操作。為了協(xié)助接收器能克服多路徑失真，將傳送導頻信號與已知的數(shù)據(jù)模式，該導頻信號有時也被稱為導頻音調或簡單的稱為音調，用于支持信道估計操作。這種信道估計操作通常試圖估計該通訊信道之振幅和相位失真。該導頻之模式結構基本上可為任何方式，只要滿足奈奎斯特取樣(Nyquist sampling)標準之通訊信道的脈沖響應和變化率。多個傳送導頻通常是為預定多路徑失真延遲函數(shù)和信道條件之預定變化率。然而，提高效率的目的是可行的，將導頻傳輸排除于傳輸槽中之數(shù)據(jù)傳輸，以減少傳送導頻數(shù)目。為了較容易達到信道估計之目的，DVB-T OFDM系統(tǒng)經(jīng)常使用系統(tǒng)的導頻音調。然而，這些稀少的音調使得難以快速估計信道與有效估計內存使用量和計算。對于現(xiàn)代無線接收器而言，信道估計是一個重要和必要的功能。即使對無線信道特性具有有限的知識，接收器可深入獲得發(fā)射器所傳送的信息。信道估計的目標是能測量已知傳輸信道或部分已知傳輸信道的影響。隨條件和拓撲的變化，信道會改變，OFDM系統(tǒng)尤其適合于信道估計，子載波相距甚近，并且系統(tǒng)通常用于高速應用，能夠利用最小延遲來計算信道估計。子載波的傳送與已知功率及組成被稱為導頻，并且用于同步。如上所述，本發(fā)明提供了一種獨特而新穎的方法來完成信道估計。更具體地說，對于已知的信道估計技術，本發(fā)明提供了增強其功能，如音調的預留。于音調預留中，例如，載波保留并填充任意值，以降低PAPR。另一方面，本發(fā)明系說明以下的例子。假設非任意值可被選擇作為已知載波，也就是說，例如，給定的符號可用的載波3、7和10代替使用每一載波之任意值(5個值；例如，-2、-1、0、1和2)。因此，具有125個選擇(即53)。假設125個選擇中之每一個均包括足夠的PAPR，這樣可降低一定數(shù)量的PAPR，相當于使用任意值來降低PAPR，如上所述，在這情況下，可以將PAPR降低，幾乎與使用任意值來降低一樣。但是，通過利用小組非任意值， 接收器可具有更多的信息，用以進行信道估計和均等化，能夠提供這些信息給接收器，以使這些帶有載波可被用來作為導頻。傳統(tǒng)上，只有專用的導頻可用于提供信道估計。本發(fā)明使得額外的、非導頻信道載波也可被用來提供信道估計。圖2根據(jù)已知信道估計技術，典型的導頻模式序列200之圖解說明。該導頻模式序列200包括9個OFDM符號之符號組202符號，系排列于Y軸204。該Y軸204，例如，可以為200微秒(μ s)到1毫秒(millisecond)的等級。這些等級之精確度是取決于每一 OFDM 符號之總持續(xù)時間。如圖2所示，還包含X軸206。于符號組202內之每一符號包含不同的載波類型，系包括數(shù)據(jù)進行(dy)，連續(xù)導頻(Ci,」)的，分散導頻(Si,」)和預留音調(I^j)。預留音調(巧,」)一般不用。雖然導頻序列 200代表一序列，系配置為DVB-T2系統(tǒng)使用，它可適用于任何OFDM系統(tǒng)。載波類型下標符號(例如φ,」)之第一元素代表載波指數(shù)(carrier index)。載波類型下標符號(例如dy)之第二元素代表時間指數(shù)(time index)。例如，如圖2所示，第一 OFDM符號207發(fā)生在時間0，系包括連續(xù)導頻Cu，數(shù)據(jù)載波(I1,…數(shù)據(jù)載波屯…等等。在OFDM符號中，數(shù)據(jù)載波具有代表性的實際傳送數(shù)據(jù)。該連續(xù)導頻和分散導頻能夠提供進行信道估計。對于符號207，連續(xù)導頻為Cu和Ctl,15，該符號207還包括分散導頻 S12,00熟習該項技藝之人士能充分理解兩種不同導頻類型的標記使用為何，此處將不予討論。
著眼于導頻信號的其它方面，大部分的OFDM系統(tǒng)包括導頻的概念，系不設定于任何特定系統(tǒng)。例如，在符號組202，所有連續(xù)導頻具有與載波導頻相同的載波指數(shù)，這意味著他們位在垂直列與其它連續(xù)導頻。例如，連續(xù)導頻在載波指數(shù)“0”和載波指數(shù)“15”，事實上，連續(xù)導頻都是在垂直列，意味著該導頻位置保持不變，遍步于不同的符號，也就是說，如果載波0為導頻符號0(即，符號207)，那么載波0也是導頻符號208，載波0也是導頻符號 210等等。這個過程是典型DVB-T系統(tǒng)和無線局域網(wǎng)絡(wireless local area network, 簡稱LAN)系統(tǒng)。但是，這個問題與導頻配置，如圖2之配置，連續(xù)導頻的密度不足以充分地進行信道估計，為了彌補這不足的連續(xù)導頻密度，提供巡回或“分散”導頻，以增加連續(xù)導頻之信道估計能力。如圖2所示，如上所述，在符號207中，分散導頻被標記為S12,。。該符號208包括分散導頻h.i等等，這些都是傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)之典型導頻類型。根據(jù)已知信道估計技術與先前保留音調值的選擇，圖3系為單一符號序列之圖解說明300。更具體地說，圖3說明如圖2所示之單一符號207的說明，并且單一符號代表性出現(xiàn)于時間指數(shù)“0”。如圖3所示，為了簡化之目的，從時間指數(shù)列中將“0”刪除。通過預留載波之前這樣的背景下，例如，預留音調(ry)被分配適當?shù)姆橇阒担瑪?shù)據(jù)載波(dy)，連續(xù)導頻(Ci,p和分散導頻(Si,p先被分配特定值。在分配之后，該FFT 302 適用于分配給數(shù)據(jù)載波之值，該連續(xù)導頻和該分散導頻建立時域信號304。例如，該新計算之時域信號304可能有潛在的高PAPR。如果該時域信號304具有較高的PAPR，并且如果沒有預留音調，該連續(xù)導頻(Ci,P和該分散導頻(Si,D可用來執(zhí)行信道估計，以譯碼(并記錄)嵌入在數(shù)據(jù)載波(dy)的數(shù)據(jù)。如圖3所示，預留音調(r5)和(r19)值被選定為零。圖4根據(jù)已知信道估計技術，在選取預留音調值之前的單一符號序列之圖解說明。如圖4所示，選擇預留音調(Α,ρ之任意值，通過這樣的例子與方法，熟習該項技藝之人士能很好地理解，預留音調之任意非零復數(shù)值(r5)和(r19)可被選擇。例如，J.特莉亞多(J. Tellado)在論文(博士論文降低多載波調制之峰均功率；斯坦福(Manford)，加州 (CA)斯坦福大學(Manford University), 2000)中提出預留音調測定方法和選擇，如圖3 所示，預留音調(r5)和(r19)值被選定為零。如圖4所示之這些預留音調值，雖然任意個可被選定為非零值，更具體地說，非零值的選擇，使得當FFT 402被應用其中，可以實現(xiàn)最小的PAPR，由于該連續(xù)導頻(Ci,」)、該分散導頻(Sy)和該數(shù)據(jù)載波(U是固定的。應用預留音調之前，所有載波必須具有一些值。根據(jù)規(guī)定，最大發(fā)射功率是有限的，如果不使用載波，它的值設置為0，所以有用的載波可能會在更高的功率來傳送。但是， 對于本發(fā)明的目的，這些值是可以隨機選擇，該隨機選擇有很高的機率會造成相當?shù)臅r域信號具有高的PAPR。在本發(fā)明實施例中，不是選擇預留音調(r5)和(r19)為任意值，它們從某些有限組被選作導頻模式的一部分，其中是預留載波導頻的子組。在本發(fā)明中，預留音調值與圖4之任意值是不一樣的。相反的，該預留音調(r5)和(r19)被選作盡可能接近圖4所示之預留音調值。這樣該得到的信號具有較低的PAPR。因此，這種值之選擇過程，該預留音調(r5)和 (r19)可以用來作為導頻，以協(xié)助及改善該信道估計過程。該過程于圖5和圖6中更清楚地說明。
根據(jù)已知的方法，例如在論文中所強調指出，預留音調值可被確定。所有這些值可以提前被決定。不過，在反復式過程中，它們還是可以動態(tài)地確定，在接收器初始化時開始。 一般來說，所有這些方法使用峰信號投影到預留音調，以產(chǎn)生信號減少。然后，這信號減少使用峰取消(peak-canceling)目的，以降低該OFDM發(fā)射器之PAPR。在第一種方法，第一 k預留音調允許任何元素從一個已知的大組，像是{a+ib，a是 0. 08的倍數(shù)，B也是}，通過過濾器過濾之前的音調來產(chǎn)生后面之預留音調。在這種情況下， 該接收器使用傳統(tǒng)方法來估計第一 k預留音調，其余的將跟隨其后。允許64個不同的過濾器(只需要6bits信號)，允許a和b介于-2和2之間，并且允許k為小數(shù)量(例如，15)， 無數(shù)可能的音調模式可以大量地減少PAPR。選擇預留音調值之第二種方法，基本上與上述第一種是相同的。但是在第二種方法，利用線性反饋移位緩存器(linear feedback shift registers，簡稱LFSRs)來產(chǎn)生a 和b。許多其它著名的技術都可運用來選擇預留音調值。圖5根據(jù)本發(fā)明之實施例，從已知模式的子集，選取預留音調值之后的單一符號序列207之圖解說500。例如，如圖5所示，為了減少PAPR，該預留音調(r5)和(r19)具有類似特性的連續(xù)導頻(Ctl和c15)和該分散導頻(s12)，用來幫助提高信道估計。雖然如圖5 之例子，用于專門負責預留音調，分散導頻可以用來代替預留音調。如圖5所示，使用如上所述之方法可確定該預留音調(r5)和(r19)值。更具體地說，該預留音調值(r5)和(r19)分別顯示為(r' 5)和(r' 19)，分別被選定為非零和非任意值。FFT 502應用該值(r' 5)和(r' 19)來產(chǎn)生低的PAPR，但并不一定是最低的PAPR 504。本發(fā)明包括傳送已知之值至OFDM接收器的實施例，采用預留音調以提供更精確的信道估計。預留音調的中間值之選擇可根據(jù)圖5所示之技術，對所有的載波加入或減去。 中間值是那些以不同方式受到限定(例如，加入或減去其它值)之值，不會產(chǎn)生對降低PAPR 之不利影響。這些值可以在某些方面受到限定，如圖5所示之限定組A5和A19，均來自有限組，在這種方式下，OFDM接收器具有額外的信息，可以用來提供更準確的信道估計，或更準確地譯碼或解映像實際傳輸之值。這個過程也可以用于音調注射(tone injection)。在如上所述之實施例中，中間值的使用允許各種不同的技術，系用于減少PAPR，同時允許預留音調載波，例如，如圖5所示之r' 5和1·' 19作為導頻音調。如果任意復數(shù)值用于該預留音調載波，可以實現(xiàn)大幅地降低PAI3R值。但是，它可使用次優(yōu)的，雖然可接受其降低PAI^R值，那可能有兩個或三個可能的限定組解決方案。例如，如果使用三個導頻載波， 可選擇的中間值為1、_1和2。許多中間值之其它組合可供選擇。這些中間值序列不會對降低PAPR的能力產(chǎn)生不利影響，但適合在限定組A5和A19中(即實際允許之值組)，分別與r' 5禾Pr' 19相關聯(lián)。圖6為實現(xiàn)本發(fā)明實施例之典型流程圖600。更具體地說，該方法600包含降低多載波調制信號的PAI^R之方法，多載波調制信號包括兩個或多個組的載波。在第一時段之步驟602，非零值第一分配為兩個或多個組的載波類型。此外，在分配非零值之后，零值第二分配給兩個或多個組的載波類型。在第一時段之步驟604，任意非零值被選定為該第二組內的該載波類型。在第三時段之步驟606，基于預定之PAPR閾值，選擇第二組之非零值載波類型。例如，于發(fā)射器培訓階段或初始化的過程中，可以實現(xiàn)該方法600。結論
并不是發(fā)明內容及摘要部分，而是實施方式部分，擬用于解釋權利要求。發(fā)明內容和摘要部分可陳述一個或以上的實施例，但不是所有本發(fā)明典型實施例只為本發(fā)明人所考量的，因此，并不以任何方式來限制本發(fā)明和該附加的權利要求。上述之本發(fā)明通過功能方塊圖，來說明實現(xiàn)特定功能和其關系。為了說明方便，這些功能方塊圖的邊界被定義于此。只要在分配的功能和其關系及得到妥善的執(zhí)行，其它邊界可被定義。前面描述的具體實施例，以便充分揭示一般發(fā)明性質，熟習該項技藝之人士可以運用其知識技能，很容易的做修改和/或適應各種具體實施例，不需要做不適當?shù)膶嶒?，但不能背離本發(fā)明的一般概念。因此，這種自適應和修改的本意是在其意義和范圍內，等同所披露實施例之基礎上，并基于此教學和指導。為了說明的目的，此中的術語或專門用語是可以理解，并不受到限制，熟習該項技藝之人士，依照其教學和指導，可對本發(fā)明的專門用語或術語加以解釋。本發(fā)明的廣度和范圍不應該受到任何上述描述之典型實施例所限制，但應按照下列權利要求和同等資格來定義。此立即申請之權利要求與母申請或其它相關申請不同。因此，申請人可撤消母申請之任何聲明的權利要求或任何之前有關立即申請之申請。因此，審查委員表示任何此類之前的免責聲明及引用參考文獻，這是能避免做出可能需要重新審查。此外，審查委員還提醒該立即申請之任何聲明不應被閱讀或違反母申請。
權利要求
1.一種正交分頻復用OFDM信號進行信道估計的方法，該方法包括根據(jù)使用預留音調信道載波，以進行信道估計。
2.如權利要求1所述的方法，其中，該預留音調載波為非導頻信道載波。
3.如權利要求2所述的方法，其中，該預留音調的使用包括預留音調值的非任意確定。
4.如權利要求1所述的方法，其中，接收器被配置為接收該OFDM信號，以執(zhí)行該信道估計。
5.一種于正交分頻復用OFDM系統(tǒng)中，用于執(zhí)行信道估計的裝置，包括接收器模塊，系配置為接收發(fā)射的OFDM信號；其中，基于該OFDM信號的非導頻信道載波的使用，該接收器模塊進行信道估計。
6.一種于正交分頻復用OFDM信號中，用于執(zhí)行信道估計的裝置，基于非導頻信道載波的使用，該裝置包括進行信道估計的方法。
7.如權利要求6所述的裝置，其中，預留音調用作該非導頻信道載波。
8.一種通過一個或多個處理器執(zhí)行一個或多個指令來運送一個或多個序列的計算機可讀介質，以執(zhí)行正交分頻復用OFDM信號中所提供信道估計的方法，當一個或多個處理器執(zhí)行時，基于非導頻信道載波的使用，該指令使一個或多個處理器執(zhí)行該信道估計。
9.如權利要求8所述的計算機可讀介質，其中，預留音調用作非導頻信道載波。
10.如權利要求9所述的計算機可讀介質，其中，該預留音調的使用包括預留音調值的非任意確定。
11.一種減小多載波調制信號的峰均功率比PAPR的方法，包含兩個或更多個載波組， 該方法包括(a)在第一時段(i)，于兩個或更多的組中第一分配非零值的載波類型和(ii)在分配該非零值之后，于兩個或更多的組中第二分配零值的載波類型；(b)在第二時段(i)，于第二組中選擇任意非零值的載波類型；以及(c)在第三時段，基于預定PAPR的閾值，于第二組中優(yōu)化分配非零值的載波類型。
12.如權利要求11所述的方法，其中，步驟(a)包括選定目標的PAPR，選擇一組預留音調，以及其中，步驟(a)進一步包括(iii)計算第一 PAI^R和確定該第一 PAI^R是否達到預定的限制。
13.如權利要求12所述的方法，其中，步驟(a)包括計算快速傅立葉變換。
14.如權利要求13所述的方法，其中，步驟(b)進一步包括(ii)如果第一PAra未達到預定的限制，于第二組中基于任意非零值載波類型，計算第二 PAPR，以及(iii)確定所計算的PAPR是否達到預定的限制。
15.如權利要求11所述的方法，其中，于第一組內的載波類型包括為數(shù)據(jù)載波、連續(xù)導頻和分散導頻的其中至少之一；其中，該第二組的載波類型包括預留音調。
16.如權利要求11所述的方法，其中，于初始化序列中，執(zhí)行步驟(a)-(c)。
17.如權利要求16所述的方法，其中，該多載波調制信號為OFDM信號和離散多音頻調制DMT信號其中至少之一。
18.如權利要求17所述的方法，其中，于OFDM發(fā)射器內執(zhí)行步驟(a)-(c)。
19.一種通過一個或多個處理器執(zhí)行一個或多個指令來運送一個或多個序列的計算機可讀介質，對于多載波調制信號，用以執(zhí)行降低PAPR的方法，包括兩個或更多的載波組，當一個或多個處理器執(zhí)行時，該指令使一個或多個處理器(a)在第一時段(i)，于兩個或更多的組中第一分配非零值的載波類型和(ii)在分配該非零值之后，于兩個或更多的組中第二分配零值的載波類型；(b)在第二時段(i)，于第二組中選擇任意非零值的載波類型；以及(c)在第三時段，基于預定PAPR的閾值，于第二組中優(yōu)化分配非零值的載波類型。
20.如權利要求19所述的計算機可讀介質，其中，步驟(a)包括選定目標PAPR，選擇一組預留音調，以及其中，步驟(a)進一步包括(iii)計算第一 PAI^R和確定該第一 PAI^R是否達到預定的限制。
21.如權利要求20所述的計算機可讀介質，其中，該步驟(a)(iii)包括計算快速傅立葉變換。
22.如權利要求21所述的計算機可讀介質，其中，該步驟(b)進一步包括(ii)如果該第一 PAI^R未達到預定的限制，于第二組中基于任意非零值載波類型，計算第二 PAPR，以及(iii)確定所計算的PAI^R是否達到預定的限制。
23.如權利要求19所述的計算機可讀介質，其中，于第一組內的載波類型包括為數(shù)據(jù)載波、連續(xù)導頻和分散導頻的其中至少之一；以及其中，于第二組內的載波類型包括預留音調。
24.如權利要求19所述的計算機可讀介質，其中，于初始化序列中，執(zhí)行步驟(a)-(c)。
25.如權利要求M所述的計算機可讀介質，其中，該多載波調制信號為OFDM信號和 DMT信號其中至少之一。
26.如權利要求25所述的計算機可讀介質，其中，于OFDM發(fā)射器內執(zhí)行步驟(a)-(c)。
全文摘要
提供一種方法進行正交分頻復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexed，簡稱OFDM)信號的信道估計?；陬A留音調信道載波的使用，該方法包括執(zhí)行信道估計。并且，提供一種用以降低多載波調制信號之峰均功率比(PAPR)的方法，其中，多載波調制信號系包括兩個或更多的載波組，藉由先選擇任意非零值用以作為在第二組內的載波類型，然后依據(jù)預定的PAPR臨界值對第二組內的載波類型做出優(yōu)化確定其為非零值，其中，在第一組內的各種載波類型包括至少有一個為數(shù)據(jù)載波、連續(xù)導頻和分散導頻；并且其中的第二組內的載波類型包括預留音調。
文檔編號H04L27/26GK102292947SQ200980155018
公開日2011年12月21日 申請日期2009年11月13日 優(yōu)先權日2008年11月20日
發(fā)明者R.拉賈格帕拉 申請人:先進微裝置公司