專利名稱：：基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種MIM0-0FDM系統(tǒng)中的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)技術(shù)，屬于多載波數(shù)字通信領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
：多入多出-正交頻分復(fù)用(MIM0-0FDM)是一種新的高速數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)。MIM0技術(shù)通過采用多個發(fā)射天線和接收天線可以顯著提高無線通信系統(tǒng)的信道容量，增強數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?。OFDM技術(shù)可以把頻率選擇性衰落的信道轉(zhuǎn)化為一組正交的平坦衰落信道，因此可將OFDM技術(shù)應(yīng)用在MIM0系統(tǒng)中來克服多徑衰落的影響。MIM0-0FDM技術(shù)被業(yè)界認為是未來第四代移動通信系統(tǒng)的主要物理層技術(shù)。在無線通信系統(tǒng)中，由于無線信道在頻率和時間上都是快速變化的，如果發(fā)射端知道信道狀態(tài)信息，就可以根據(jù)信道狀態(tài)信息動態(tài)地改變傳輸參數(shù)，比如調(diào)制階數(shù)、編碼速率和發(fā)射功率，來優(yōu)化系統(tǒng)性能。這種根據(jù)實時的信道狀態(tài)信息，動態(tài)改變傳輸參數(shù)來優(yōu)化系統(tǒng)性能的技術(shù)就是自適應(yīng)調(diào)制技術(shù)。近年來自適應(yīng)技術(shù)已經(jīng)成為無線通信研究中的一個熱點，并且作為一種增強技術(shù)在第四代無線通信技術(shù)標(biāo)準如IEEE802.11a、IEEE802.16d中得到應(yīng)用。自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)框圖如附圖1所示。在附圖1中，接收端做信道估計并通過反饋信道將信道信息反饋到發(fā)射端，發(fā)射端根據(jù)反饋的信道信息分天線逐子載波獨立選擇調(diào)制模式以及進行編譯碼設(shè)計。將信源端的數(shù)據(jù)流經(jīng)過數(shù)字調(diào)制，預(yù)編碼后通過離散傅里葉逆變換進行子載波調(diào)制，再加上一定的循環(huán)前綴，之后即可進行射頻調(diào)制及發(fā)射。在接收端，首先將接收信號下變頻為基帶信號，去除循環(huán)前綴，然后應(yīng)用離散傅里葉變換進行子載波解調(diào)，譯碼后的信號經(jīng)過均衡，數(shù)字解調(diào)，并/串轉(zhuǎn)換后得到接收端輸出。這里，信道滿足廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射(WSSUS)假設(shè)，建模為零均值復(fù)高斯隨機過程，且不同發(fā)射天線和接收天線之間的信道是獨立同分布的。假設(shè)MIM0-0FDM系統(tǒng)發(fā)射天線數(shù)為Nt，接收天線數(shù)為Nr，M=min(Nt,Nr)，X=…X(f—丨廣\…XLfXtf為[N*M]XI維的待發(fā)送數(shù)據(jù)序列，N為子載波個數(shù)，則系統(tǒng)的輸入輸出關(guān)系為Y=(ffr)HHWtX+(ffr)Hz(1)上式中，Y表示[NM]X1維譯碼后的數(shù)據(jù)序列。Wt表示在發(fā)射端的[NNJX[NM]維預(yù)編碼矩陣，ffr是在接收端的[NNr]X[NM]維譯碼矩陣，其中()11表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。H是[NNJX[NNJ維的復(fù)數(shù)矩陣，表示MIM0-0FDM系統(tǒng)的等效信道傳輸矩陣。z表示[N*NJXI維的噪聲向量，其中的每一個元素都是相互獨立的均值為0、方差為隊的復(fù)高斯隨機變量。設(shè)信道信息反饋時沒有時延，對HhH進行奇異值分解得到下式HhH=UAUH(2)上式中，U為[NNt]X[NM]維矩陣，\為[NM]X[NM]維的對角矩陣，它的對角線元素是HhH的NM個按照由大到小順序排列的非零奇異值。如果令預(yù)編碼矩陣wt=u,譯碼矩陣=HU，那么(1)式變?yōu)?lt;formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>通過(3)式，可以看出在理想情況下，既不存在反饋時延時，不存在子載波間干擾?？紤]更為實際的情況，由于信道的時變特性，在存在反饋時延的情況下，發(fā)射數(shù)據(jù)實際經(jīng)過的信道H'相對于反饋信道H有所改變，發(fā)射端依然根據(jù)反饋信道H獲得預(yù)編碼矩陣U，即此時預(yù)編碼矩陣Wt仍為(2)式中的U，接收端根據(jù)當(dāng)前信道H'獲得譯碼矩陣W,=H'U。那么，重寫式(3)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>式中，因為U不是H'hH'特征值對應(yīng)的特征向量，UH.(H'hH')*UHf的非對角線元素不再為0，說明由反饋時延產(chǎn)生了信道間干擾，子信道的獨立性遭到破壞，導(dǎo)致系統(tǒng)的性能下降。針對上述反饋時延造成的子載波間干擾，國內(nèi)外研究機構(gòu)和學(xué)者就如何提高系統(tǒng)性能進行了廣泛和深入的研究，主要集中在以下兩個方面(1)利用信道估計和信道預(yù)測的方法提高系統(tǒng)性能。在IEEETransactiononffirelessCommunication,2004H3^1285-1294M白勺tM:HowAccurateChannelPredictionNeedstobeforTransmitBeamformingWithAdaptiveModulationOverRayleighMIM0Channels中可以查找到相關(guān)技術(shù)；(2)利用均衡方法提高系統(tǒng)性能。在電子學(xué)報，2007第29卷第2期301-304頁的文獻存在反饋周期和反饋時延的自適應(yīng)調(diào)制MIM0系統(tǒng)中可以查找到相關(guān)技術(shù)。但是以上方法實現(xiàn)復(fù)雜度較高，且都沒有從改變MIM0-0FDM系統(tǒng)子載波信號角度考慮消除反饋時延的影響。所以，在本技術(shù)方案中我們提出了基于分數(shù)階傅里葉變換(FractionalFourierTransform,FRFT)的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，由于最優(yōu)分數(shù)階傅里葉域濾波在處理時變衰落時優(yōu)于傳統(tǒng)傅里葉域濾波，該方法提高了存在反饋時延時系統(tǒng)的性能。為了更好地說明本發(fā)明的內(nèi)容，下面對分數(shù)階傅里葉變換進行簡要介紹。近年來，分數(shù)階傅里葉變換作為一種新的時頻分析工具，在信號處理領(lǐng)域得到了越來越廣泛的應(yīng)用，引起了信號處理界的廣泛關(guān)注。分數(shù)階傅里葉變換最初在光學(xué)領(lǐng)域具有廣泛應(yīng)用，1993年Almeida把分數(shù)階傅里葉變換解釋為信號在時頻平面的旋轉(zhuǎn)，是經(jīng)典傅里葉變換(FFT)的推廣；1996年土耳其人Ozaktas提出了一種與FFT計算速度相當(dāng)?shù)碾x散采樣型算法后，分數(shù)階傅里葉變換才開始在信號處理領(lǐng)域得到應(yīng)用。分數(shù)階傅里葉變換可以看成是一種統(tǒng)一的時頻變換，同時反映了信號在時、頻域的信息，與常用二次型時頻分布不同的是它用單一變量來表示時頻信息，且沒有交叉項困擾，與傳統(tǒng)FFT(其實是分數(shù)階傅里葉變換的一個特例)相比，它適于處理非平穩(wěn)信號以及時變衰落，且多了一個自由參量(變換階數(shù)a)，因此分數(shù)階傅里葉變換在某些條件下往往能夠得到傳統(tǒng)時頻分布或FFT所得不到的效果，而且由于它具有比較成熟的快速離散算法，因此在得到更好效果的同時并不需要付出太多的計算代價。信號X(t)的分數(shù)階傅里葉變換定義為在實際應(yīng)用中，需要離散形式的分數(shù)階傅立葉變換(DFRFT)。目前，已有幾種不同類型的DFRFT快速算法，具有不同的精度和計算復(fù)雜度。和通常采用的分解型快速算法不同，本文選用了Soo-ChangPei等人2000年提出的對輸入輸出直接采樣的DFRFT快速算法。該算法在保持同分解型快速算法變換精度和復(fù)雜度相當(dāng)?shù)那闆r下(計算復(fù)雜度為(0(Nlog2N)，N為采樣點數(shù))，通過對輸入輸出采樣間隔的限定，使DFRFT的變換核保持正交性，從而可以在輸出端比較精確的通過逆離散變換恢復(fù)原序列。對分數(shù)階傅里葉變換的輸入輸出分別以間隔At和Au進行取樣，當(dāng)分數(shù)階傅里葉域的輸出采樣點數(shù)N'大于等于時域輸入采樣點數(shù)N，并且采樣間隔滿足AuAt=|S卜231sina/N'(8)其中|S|是與N'互質(zhì)的整數(shù)(常取為1)，DFRFT可以表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>其中4>=j^EZ^，D為整數(shù)。VN為了簡化計算，通常取N'=N，這樣當(dāng)a興D*Ji時，式(9)可以寫為如下矩陣形式X=Fax(10)其中X=[Xa(l)，Xa(2)，...，Xa(N)]t，x=[xa(l),xa(2),...,xa(N)]T,Fa為NXN矩陣，其元素為^-cota-fi-TV)-Am2~cota-(]-NY-At2--——^-^--1巧(U.)二A.e2e2-eN。同樣，逆分數(shù)階傅里葉變換(IDFRFT)可以寫為x=F_aX(11)其中F=Fh。"aa
發(fā)明內(nèi)容本技術(shù)方案的目的是針對存在反饋時延的MIM0-0FDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)，降低由于反饋時延帶來的影響，使其在快速時變信道下有更好的性能，提出一種基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，本技術(shù)方案利用IDFRFT進行子載波調(diào)制，用DFRFT進行子載波解調(diào)，通過對接收端反饋到發(fā)送端的信道估計信息進行最優(yōu)分數(shù)階傅里葉變換階次選擇，減小當(dāng)前信道狀態(tài)信息與反饋回的信道狀態(tài)信息偏差，提高存在反饋時延時系統(tǒng)的性能。本技術(shù)方案的原理是，利用最優(yōu)分數(shù)階傅里葉域濾波在處理時變衰落時優(yōu)于傳統(tǒng)傅里葉域濾波且不提高算法復(fù)雜度的特點，可以在MIM0-0FDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)中利用IDFRFT進行子載波調(diào)制，用DFRFT進行子載波解調(diào)，然后通過分數(shù)階傅里葉變換階次選擇發(fā)揮最優(yōu)分數(shù)階傅里葉域濾波的優(yōu)勢。本技術(shù)方案的目的是通過下述技術(shù)方案實現(xiàn)的。本技術(shù)方案提出的基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，包含以下幾個步驟步驟1自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)中，接收端在獲取信道信息之后，通過反饋信道將信道信息發(fā)送到發(fā)射端；步驟2發(fā)射端根據(jù)收到的信道信息進行分數(shù)階傅里葉變換的最優(yōu)階次選擇，所選的最優(yōu)階次記為P，最優(yōu)階次應(yīng)使得載波之間的干擾最小。關(guān)于最優(yōu)階次選擇的方法，見電子學(xué)報，2007第35卷第3期409-414頁的文獻“一種基于分數(shù)階傅里葉變換的OFDM系統(tǒng)及其均衡算法”中可以查找到相關(guān)技術(shù)。步驟3發(fā)射端根據(jù)步驟1收到的信道信息分天線逐子載波獨立選擇調(diào)制模式(如BPSK、QPSK等)；再根據(jù)步驟2確定的分數(shù)階傅里葉變換的最優(yōu)階次p和步驟1獲得的信道信息生成分數(shù)階域等效信道矩陣Hp(生成分數(shù)階域等效信道矩陣Hp可見電子學(xué)報，2007第35卷第3期409-414頁的文獻“一種基于分數(shù)階傅里葉變換的OFDM系統(tǒng)及其均衡算法”)，然后通過對HphHp進行奇異值分解來獲得預(yù)編碼矩陣U,即由下式進行預(yù)編碼矩陣U的設(shè)計H^Hp=υΗλρυ其中λρ為[N·Μ]X[N·Μ]維對角矩陣，它的對角線元素是Hp11Hp的N·M個按照由大到小順序排列的非零奇異值，(·)Η表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置，M=min(Nt,Nr)，即Nt和凡中較小的一個值，其中Nt為MIM0-0FDM系統(tǒng)發(fā)射天線數(shù)，Nr為接收天線數(shù)，N為子載波個數(shù)；步驟4在發(fā)射端，將待發(fā)送數(shù)據(jù)序列按照步驟3中選擇的調(diào)制模式進行相應(yīng)的數(shù)字調(diào)制，得到數(shù)據(jù)序列X=[X；，…X^1,X；1,···X1m^,-■·X^1，…xl"；f，其中Xnm是第m根發(fā)射天線第η個子載波上的數(shù)據(jù)序列；再按照下式進行預(yù)編碼X'=UX；步驟5對預(yù)編碼后得到的信號X'作最優(yōu)階次P下的基于分數(shù)階傅里葉變換的OFDM調(diào)制，即對預(yù)編碼之后的信號進行分數(shù)階傅里葉變換X,=F^)·X，其中分數(shù)階變換算子F=)=Fi,③Iiv,，※表示Kronecher積，IiV(是維數(shù)為Nt的單位矩陣，F(xiàn)_p表示階次為-ρ的逆分數(shù)階傅里葉變換算子；步驟6按照下式將步驟5調(diào)制后得到的數(shù)據(jù)序列χ'p分天線在每個OFDM符號前端加上循環(huán)前綴，得到添加了循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)序列\(zhòng)χ,廣τΓ.χ;尸(υ、).χ;，其中為分數(shù)階傅里葉域循環(huán)前綴矩陣cNllXN,,-T,,r(jτ，1NxNC,、/為NqXNq維對角矩陣，它的對角線元素為乂+ufjz^，n為所n^xn,Cl述對角線元素在矩陣cViV,,中的行號，η=0，1，…Nq-1，Nq是預(yù)置的循環(huán)前綴的長度，α=ρπ/2，Δt為時域采樣間隔，Inxn是維數(shù)為N的單位矩陣；步驟7將步驟6輸出的加入了循環(huán)前綴的信號X^經(jīng)過上變頻后發(fā)送到無線信道中傳輸，因為信道是時變的，實際經(jīng)過的信道已經(jīng)不同于步驟1中反饋到發(fā)射端的信道，實際經(jīng)過的信道在階次P下的等效矩陣為H'p；步驟8:在接收端，將接收到的信號下變頻為基帶信號y^，然后按照下式分天線將循環(huán)前綴去除，得到去除循環(huán)前綴后的結(jié)果yp其中-\θΝχΝν/vx.v]；Owxjv是NXNtl維的零矩陣，Inxn是維數(shù)為N的單位矩陣；步驟9對步驟8得到的去除循環(huán)前綴后的結(jié)果yp進行子載波解調(diào)，即進行步驟2獲得的最優(yōu)階次下的分數(shù)階傅里葉變換Yp=FpYp其中if‘)二Fv⑧IV(,lNr是維數(shù)為凡的單位矩陣，F(xiàn)p表示階次為P的分數(shù)階傅里葉變換算子；步驟10將步驟9解調(diào)后的信號Yp按照下式進行譯碼Y=Wt·Yp,其中譯碼矩陣W,=(H'ρ·υ)Η；H'ρ為數(shù)據(jù)發(fā)送中實際經(jīng)過的信道在最優(yōu)階次ρ下的等效矩陣，可見電子學(xué)報，2007第35卷第3期409-414頁的文獻“一種基于分數(shù)階傅里葉變換的OFDM系統(tǒng)及其均衡算法”。步驟11譯碼后的的信號經(jīng)過分數(shù)階域信道均衡、及與步驟3所選調(diào)制方式對應(yīng)的數(shù)字解調(diào)，得到輸出信號。下面基于分數(shù)階傅里葉變換的MIM0-0FDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，介紹本技術(shù)方案的原理。假定發(fā)射端經(jīng)數(shù)字調(diào)制后的發(fā)射信號序列為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>，其中Xnm是第m根發(fā)射天線第η個子載波上的數(shù)據(jù)序列。調(diào)制之后的信號要經(jīng)過預(yù)編碼，假定預(yù)編碼之后的信號序列為X'=[；C...XuyvKV..x，—1,...Xl1，…X^t。經(jīng)過最優(yōu)階次選擇所得的分數(shù)階域等效信道矩陣為Ηρ，關(guān)于分數(shù)階域等效信道矩陣，下面將作詳細介紹。根據(jù)前面對自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)的介紹，可得預(yù)編碼矩陣U為HhH=υΗλ(12)其中λ為[N·M]X[N·Μ]維對角矩陣，它的對角線元素是Hp11Hp的N·M個按照由大到小順序排列的非零奇異值，(·)Η表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置，那么預(yù)編碼之后的信號序列為X'=U·X(13)接著對預(yù)編碼后的信號進行分數(shù)階傅里葉變換的OFDM調(diào)制Xp=F^:).X'(14)其中，=F—p0IN/，餳表示Kronecher積，是維數(shù)為Nt的單位矩陣。為了消除干擾，基于分數(shù)階傅里葉變換的MIM0-0FDM系統(tǒng)同樣需要在每個OFDM符號前端加入循環(huán)前綴。插入循環(huán)前綴的過程可以用矩陣形式表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中Tp為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>Nq是循環(huán)前綴的長度。加入循環(huán)前綴的信號經(jīng)過上變頻后發(fā)送到無線信道中傳輸。令L為最大可辨徑數(shù)目，則接收信號與發(fā)射信號之間的關(guān)系為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>ζ(η)是加性白高斯噪聲向量。h{n,t)GCN'.xN'，是第1條路徑在時刻η時的信道轉(zhuǎn)移矩陣。也可以把(18)式寫成矩陣形式為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>這里H'是信道轉(zhuǎn)移矩陣，其維數(shù)為[(N+Nq)·NJX[(N+Nq)·Nj，表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，表示從第i根發(fā)射天線到第j根接收天線的信道系數(shù)，且有<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>在接收端為消除ISI的影響，首先去掉接收信號的循環(huán)前綴，也就是直接刪掉前面的Nq點數(shù)據(jù)即可<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>對yp進行ρ階分數(shù)階傅里葉變換，由時域再次轉(zhuǎn)換到分數(shù)階傅里葉域，完成OFDM解調(diào)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>這里<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>，Iyv_是維數(shù)為Nt的單位矩陣。綜上，預(yù)編碼后的信號在發(fā)射端經(jīng)過DFRFT、加循環(huán)前綴，經(jīng)過信道，然后在接收端去循環(huán)前綴、經(jīng)過IDFRFT的傳輸過程可表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>通過(25)式，可得實際傳輸中所經(jīng)過信道的分數(shù)階域的等效信道傳輸矩陣為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>(26)對Yp進行譯碼，即乘以澤碼矩陣Wt=(H'ρ·υ)Η，(·)Η表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置，可得接收信號為_<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>因為H'ρ為當(dāng)前的信道轉(zhuǎn)移矩陣，而U不是H/hH'ρ特征值對應(yīng)的特征向量，所以等效信道H'f=Uh.(Hp'hH'p)·U的非對角線元素不再為0，說明由反饋時延產(chǎn)生了并行信道間干擾，子信道的獨立性遭到破壞，導(dǎo)致系統(tǒng)的性能下降。如果使得信道隨時間變化變小，即當(dāng)前信道狀態(tài)與反饋的信道狀態(tài)偏差變小，那么H'f上非對角線元素的能量就變小，相應(yīng)的子載波間干擾也會減小。因此，可以通過(26)中的等效信道傳輸矩陣選擇一個合適的階次，使得信道隨時間的變化變小，這樣可以減小反饋時延的影響，關(guān)于最優(yōu)階次選擇的方法有多種，這里就不再詳述。對比現(xiàn)有技術(shù)，本技術(shù)方案所述的基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，有益效果在于能夠有效減小由于反饋時延帶來的自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)性能的影響，從而提高時變信道環(huán)境下的自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)性能。同時，由于分數(shù)階傅里葉變換存在快速算法，可以用快速傅里葉變換實現(xiàn)。因此，系統(tǒng)的運算復(fù)雜度和傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)相當(dāng)。圖1—自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)MIM0-0FDM系統(tǒng)框圖；圖2--本技術(shù)方案的原理框圖3—反饋時延為0.5ms時本發(fā)明與傳統(tǒng)方法比較；圖4一反饋時延為0.2ms時本發(fā)明與傳統(tǒng)方法比較。具體實施例方式下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進一步說明。基于分數(shù)階傅里葉變換的MIM0-0FDM系統(tǒng)的自適應(yīng)調(diào)制原理框圖如圖2所示，它是根據(jù)本發(fā)明技術(shù)方案設(shè)計實施的一種基于分數(shù)階傅立葉變換的MIM0-0FDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)，該系統(tǒng)的發(fā)送端包括最優(yōu)階次選擇模塊、自適應(yīng)比特及編譯碼設(shè)計模塊、信源模塊、串并變換模塊、數(shù)字調(diào)制模塊、預(yù)編碼模塊、分數(shù)階傅立葉變換的OFDM調(diào)制模塊。接收端包括信道估計模塊、分數(shù)階傅立葉變換的OFDM解調(diào)模塊、譯碼模塊、傅立葉域均衡模塊、數(shù)字解調(diào)模塊、并串轉(zhuǎn)換模塊。在發(fā)送端根據(jù)反饋的信道狀態(tài)信息進行最優(yōu)階次選擇，然后分天線逐子載波獨立選擇調(diào)制模式以及進行預(yù)編碼設(shè)計。將信源端的數(shù)據(jù)流經(jīng)過串/并變換后形成并行的數(shù)據(jù)流，每組數(shù)據(jù)流按照之前選擇的調(diào)制模式進行數(shù)字調(diào)制，并進行預(yù)編碼，然后對預(yù)編碼之后的信號作離散逆分數(shù)階傅立葉變換，再將調(diào)制后的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)，加上一定的循環(huán)前綴后即可進行射頻調(diào)制及發(fā)射。在接收端首先分天線將接收處理得到的基帶信號的循環(huán)前綴去除，然后將這些串行的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成并行數(shù)據(jù)，之后應(yīng)用離散分數(shù)階傅立葉變換進行子載波解調(diào)，將解調(diào)后的信號進行譯碼，最后經(jīng)過分數(shù)階域信道均衡，數(shù)字解調(diào)，并/串轉(zhuǎn)換得到輸出信號。跟傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制MIM0-0FDM系統(tǒng)相比，我們在發(fā)射端用IDFRFT代替?zhèn)鹘y(tǒng)MIM0-0FDM系統(tǒng)中的離散傅里葉逆變換(IDFT)對并行信號進行子載波調(diào)制，在接收端通過DFRFT對子載波信號進行解調(diào)，接收端在獲取信道信息之后，將信道信息通過反饋信道反饋到發(fā)射端，發(fā)射端可以根據(jù)信道信息選擇合適的分數(shù)階傅里葉變換變換階次，然后分天線逐子載波獨立選擇調(diào)制模式以及進行編譯碼設(shè)計。根據(jù)前面“
發(fā)明內(nèi)容”部分中的論述，下面結(jié)合圖2將基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法的具體實施方式歸納如下為了說明本發(fā)明所述系統(tǒng)的有效性，這里我們進行了計算機數(shù)值仿真實驗。仿真中，發(fā)射天線和接收天線各為2，且各發(fā)射和接收天線間都是相互獨立的。假設(shè)信道由改進的Jakes仿真器產(chǎn)生，滿足WSSUS假設(shè)，多徑條數(shù)為4條，其中一條為直達路徑，另三條路徑相對直達路徑的衰減為5dB，IOdB,15dB,最大多普勒頻移為200Hz，最大時延擴展為8us?；诜謹?shù)階傅里葉變換的MIM0-0FDM系統(tǒng)子載波個數(shù)為64，循環(huán)前綴長度為16。對于自適應(yīng)分配算法，采用的是fisher算法，系統(tǒng)中設(shè)定的數(shù)據(jù)數(shù)率為2比特/子載波，分配算法的目的是在已知每個子信道的信噪比的情況下如何分配比特和功率使系統(tǒng)的BER最小。圖3給出了當(dāng)反饋時延為0.5ms時，基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法與傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法在不同輸入信噪比下的誤碼率(BER)性能比較，其中給出的誤碼率曲線均為未經(jīng)過信道編解碼的原始誤碼率。從圖中可以看出，基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法誤碼率性能較傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法有較大改善，可以達到更低的誤碼率水平，提高了存在反饋時延時系統(tǒng)的性能。圖4給出了當(dāng)反饋時延為0.2ms時，基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法與傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法的原始誤碼率(BER)性能比較，對比圖3和圖4，可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)反饋時延相對較大時，兩種系統(tǒng)的性能差距相對明顯些，而當(dāng)反饋時延較小時，兩者的差距縮小。而實際上，因為反饋時延很小時，反饋信道反饋的信道信息狀態(tài)與當(dāng)前信道狀態(tài)差異較小，最優(yōu)階次選擇得到的分數(shù)階傅里葉變換的階次也等于1，也就是說此時的分數(shù)階傅里葉變換退化為傅里葉變換，基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法轉(zhuǎn)化為傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法。因此傳統(tǒng)方法可以看作是本方法的一個特例。以上所述的具體描述，對發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進行了進一步詳細說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實施例而已，并不用于限定本發(fā)明的保護范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。權(quán)利要求基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，其特征在于，在自適應(yīng)調(diào)制MIMO-OFDM系統(tǒng)中，包括如下步驟步驟1接收端在獲取信道信息之后，通過反饋信道將信道信息發(fā)送到發(fā)射端；步驟2發(fā)射端根據(jù)收到的信道信息進行分數(shù)階傅里葉變換的最優(yōu)階次選擇，所選的最優(yōu)階次記為p，最優(yōu)階次應(yīng)使得載波之間的干擾最??；步驟3發(fā)射端根據(jù)步驟1收到的信道信息分天線逐子載波獨立選擇調(diào)制模式；再根據(jù)步驟2確定的分數(shù)階傅里葉變換的最優(yōu)階次p和步驟1獲得的信道信息生成分數(shù)階域等效信道矩陣Hp，然后通過對HpHHp進行奇異值分解來獲得預(yù)編碼矩陣U，即由下式進行預(yù)編碼矩陣U的設(shè)計<mrow><msubsup><mi>H</mi><mi>p</mi><mi>H</mi></msubsup><msub><mi>H</mi><mi>p</mi></msub><mo>=</mo><msup><mi>U</mi><mi>H</mi></msup><msub><mi>&lambda;</mi><mi>p</mi></msub><mi>H</mi></mrow>其中λp為[N·M]×[N·M]維對角矩陣，它的對角線元素是HpHHp的N·M個按照由大到小順序排列的非零奇異值，(·)H表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置，M＝min(Nt，Nr)，即Nt和Nr中較小的一個值，其中Nt為MIMO-OFDM系統(tǒng)發(fā)射天線數(shù)，Nr為接收天線數(shù)，N為子載波個數(shù)；步驟4在發(fā)射端，將待發(fā)送數(shù)據(jù)序列按照步驟3中選擇的調(diào)制模式進行相應(yīng)的數(shù)字調(diào)制，得到數(shù)據(jù)序列其中Xnm是第m根發(fā)射天線第n個子載波上的數(shù)據(jù)序列；再按照下式進行預(yù)編碼X′＝UX；步驟5對預(yù)編碼后得到的信號X′作最優(yōu)階次p下的基于分數(shù)階傅里葉變換的OFDM調(diào)制，即對預(yù)編碼之后的信號進行分數(shù)階傅里葉變換<mrow><msubsup><mi>x</mi><mi>p</mi><mo>&prime;</mo></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>F</mi><mrow><mo>-</mo><mi>p</mi></mrow><mrow><mo>(</mo><mi>Tx</mi><mo>)</mo></mrow></msubsup><mo>&CenterDot;</mo><msup><mi>X</mi><mo>&prime;</mo></msup><mo>,</mo></mrow>其中分數(shù)階變換算子表示Kronecher積，是維數(shù)為Nt的單位矩陣，F(xiàn)-p表示階次為-p的逆分數(shù)階傅里葉變換算子；步驟6按照下式將步驟5調(diào)制后得到的數(shù)據(jù)序列x′p分天線在每個OFDM符號前端加上循環(huán)前綴，得到添加了循環(huán)前綴的數(shù)據(jù)序列<mrow><msubsup><mi>x</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub><mo>&prime;</mo></msubsup><mo>=</mo><msubsup><mi>T</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>Tx</mi><mo>)</mo></mrow></msubsup><mo>&CenterDot;</mo><msubsup><mi>x</mi><mi>p</mi><mo>&prime;</mo></msubsup><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>T</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub></msub><mo>&CircleTimes;</mo><msub><mi>I</mi><msub><mi>N</mi><mi>t</mi></msub></msub><mo>)</mo></mrow><mo>&CenterDot;</mo><msubsup><mi>x</mi><mi>p</mi><mo>&prime;</mo></msubsup><mo>,</mo></mrow>其中為分數(shù)階傅里葉域循環(huán)前綴矩陣<mrow><msub><mi>T</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mfencedopen=''close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mn>0</mn><mrow><msub><mi>N</mi><mi>q</mi></msub><mo>&times;</mo><mrow><mo>(</mo><mi>N</mi><mo>-</mo><msub><mi>N</mi><mi>q</mi></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></msub></mtd><mtd><msub><mi>C</mi><mrow><msub><mi>N</mi><mi>q</mi></msub><mo>&times;</mo><msub><mi>N</mi><mi>q</mi></msub></mrow></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>I</mi><mrow><mi>N</mi><mo>&times;</mo><mi>N</mi></mrow></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>,</mo></mrow>為Nq×Nq維對角矩陣，它的對角線元素為n為所述對角線元素在矩陣中的行號，n＝0，1，…Nq-1，Nq是預(yù)置的循環(huán)前綴的長度，α＝pπ/2，Δt為時域采樣間隔，IN×N是維數(shù)為N的單位矩陣；步驟7將步驟6輸出的加入了循環(huán)前綴的信號經(jīng)過上變頻后發(fā)送到無線信道中傳輸，因為信道是時變的，實際經(jīng)過的信道已經(jīng)不同于步驟1中反饋到發(fā)射端的信道，實際經(jīng)過的信道在階次p下的等效矩陣為H′p；步驟8在接收端，將接收到的信號下變頻為基帶信號然后按照下式分天線將循環(huán)前綴去除，得到去除循環(huán)前綴后的結(jié)果yp<mrow><msub><mi>y</mi><mi>p</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>R</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>Rx</mi><mo>)</mo></mrow></msubsup><mo>&CenterDot;</mo><msub><mi>y</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub></msub><mo>=</mo><mrow><mo>(</mo><msub><mi>R</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub></msub><mo>&CircleTimes;</mo><msub><mi>I</mi><msub><mi>N</mi><mi>T</mi></msub></msub><mo>)</mo></mrow><mo>&CenterDot;</mo><msub><mi>y</mi><msub><mi>p</mi><mi>cp</mi></msub></msub><mo>,</mo></mrow>其中是N×Nq維的零矩陣，IN×N是維數(shù)為N的單位矩陣；步驟9對步驟8得到的去除循環(huán)前綴后的結(jié)果yp進行子載波解調(diào)，即進行步驟2獲得的最優(yōu)階次下的分數(shù)階傅里葉變換<mrow><msub><mi>Y</mi><mi>p</mi></msub><mo>=</mo><msubsup><mi>F</mi><mi>p</mi><mrow><mo>(</mo><mi>Rx</mi><mo>)</mo></mrow></msubsup><msub><mi>y</mi><mi>p</mi></msub><mo>,</mo></mrow>其中是維數(shù)為Nr的單位矩陣，F(xiàn)p表示階次為p的分數(shù)階傅里葉變換算子；步驟10將步驟9解調(diào)后的信號Yp按照下式進行譯碼Y＝Wr·Yp，其中譯碼矩陣Wr＝(H′p·U)H；H′p為數(shù)據(jù)發(fā)送中實際經(jīng)過的信道在最優(yōu)階次p下的等效矩陣；步驟11譯碼后的的信號經(jīng)過分數(shù)階域信道均衡、及與步驟3所選調(diào)制方式對應(yīng)的數(shù)字解調(diào)，得到輸出信號。FSA00000065167900012.tif,FSA00000065167900014.tif,FSA00000065167900015.tif,FSA00000065167900016.tif,FSA00000065167900017.tif,FSA00000065167900021.tif,FSA00000065167900023.tif,FSA00000065167900024.tif,FSA00000065167900025.tif,FSA00000065167900026.tif,FSA00000065167900027.tif,FSA00000065167900029.tif,FSA000000651679000210.tif,FSA000000651679000212.tif,FSA000000651679000213.tif全文摘要本技術(shù)方案的目的是針對存在反饋時延的MIMO-OFDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)，降低由于反饋時延帶來的影響，使其在快速時變信道下有更好的性能，提出一種基于分數(shù)階傅里葉變換的自適應(yīng)調(diào)制解調(diào)方法，本技術(shù)方案在發(fā)射端用離散逆分數(shù)階傅里葉變換代替離散逆傅里葉變換進行子載波調(diào)制，在接收端用離散分數(shù)階傅里葉變換代替離散傅里葉變換進行子載波解調(diào)，通過接收端反饋到發(fā)送端的信道估計信息進行最優(yōu)分數(shù)階Fourier變換階次選擇，減小當(dāng)前信道狀態(tài)信息與反饋回的信道狀態(tài)信息偏差，提高存在反饋時延時系統(tǒng)的性能。文檔編號H04L1/06GK101827060SQ201010134848公開日2010年9月8日申請日期2010年3月30日優(yōu)先權(quán)日2010年3月30日發(fā)明者倪佳,楊倩,陶然申請人:北京理工大學(xué)