專利名稱：：擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其涉及一種用于擴(kuò)展的二元相移鍵控(EBPSK)調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法，屬于數(shù)字信息接收
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：1、擴(kuò)展的二元相移鍵控(EBPSK)調(diào)制數(shù)字通信系統(tǒng)中，把代表二進(jìn)制數(shù)據(jù)的基帶信號向上搬移到給定發(fā)送頻段的過程叫做調(diào)制，而相反的過程則稱之為解調(diào)。通信中的二元數(shù)字調(diào)制，可以通過利用二進(jìn)制信息碼元“0”或“1”直接改變(通常稱之為“偏移鍵控”)正弦載波的某個(gè)參數(shù)(如幅度、頻率、相位等)來實(shí)現(xiàn)，相應(yīng)地得到二元(二進(jìn)制)的幅移鍵控(2-ASK)、頻移鍵控(2-FSK)和相移鍵控(2-PSK)調(diào)制信號。本申請人在發(fā)明專利“統(tǒng)一的二元正交偏移鍵控調(diào)制和解調(diào)方法”(專利號ZL200710025203.6)中，將這些二元偏移鍵控調(diào)制統(tǒng)一表示為s0(t)=Asincoc(lt，0≤t<T其中，S0(t)和Sl(t)分別表示碼元“0”和“1”的調(diào)制波形；ω⑷為“?！痹诖a元周期T內(nèi)以及“1”在非鍵控時(shí)段τ-τ內(nèi)的載波角頻率，ωε1則為“1”在鍵控時(shí)段τ內(nèi)的載波角頻率；B-A為載波鍵控的幅度，為載波鍵控的相位。(1)式定義了“統(tǒng)一的二元偏移鍵控”(UBSK=UnifiedBinaryShiftKeying)調(diào)制。之所以這樣稱呼，是因?yàn)槿绻瞀?Τ，則(1)式成為s0(t)=Asincoc0t,0≤t<T,0≤θ≤π(2)S1Ct)=Bsin(coclt+θ)，由(2)式不難看出1)如果B=A且θ=0，我們得到經(jīng)典的2-FSK調(diào)制；2)如果ω⑷=ω=ω，我們得到經(jīng)典的2_ASK調(diào)制，且當(dāng)B=0時(shí)的特例就是典型的開關(guān)鍵控(00K:0n-0ffKeying)調(diào)制；3)如果ω。Q=ωel=ω，B=A且θ=ji,我們得到經(jīng)典的2-PSK(或BPSK)調(diào)制。我們所熟悉的這些經(jīng)典二元調(diào)制都是對稱的，即碼元“0”和“1”的調(diào)制區(qū)間均為Τ。但是，為了盡可能地提高頻譜利用率，即在單位頻帶內(nèi)傳輸更高的碼率(以bps/Hz為量綱)，同時(shí)也希望能更有效地利用發(fā)射能量，得到更好的傳輸效果，我們令“0”和“1”的調(diào)制區(qū)間不等，即在(1)式中固定0<τ<Τ，于是得到了一大類“不對稱二元偏移鍵控”(ABSK:AsymmetryBinaryShiftKeying)調(diào)制s0(t)=Asincoc0t，0≤t<T(3)其與⑵式的區(qū)別就在于碼元“0”和“1”的調(diào)制區(qū)間分別為T和τ，由此才能使更多的能量集中到載波上(理由見“吳樂南超窄帶高速通信進(jìn)展.自然科學(xué)進(jìn)展，17(11)，2007，1467-1473”)。在(3)式中令ω。。=ωε1=ω，以排除頻譜利用率不高的2-FSK類調(diào)制，于是得到ABSK調(diào)制的一個(gè)子集——“擴(kuò)展的二元相移鍵控”(EBPSKExtendedBPSK)調(diào)制s0(t)=Asincoct，0<t<T通常我們更傾向于純粹的相位調(diào)制，即B=A且θ興0，同時(shí)可以略去這一公共的幅度因子，則得到s0(t)=sincoct，0<t<T(5)本專利申請即針對(5)式所定義的EBPSK調(diào)制方式。2、突發(fā)通信無線傳感器網(wǎng)絡(luò)(WSN=WirelessSensorNetwork)是物聯(lián)網(wǎng)的重要支撐，通常是由隨意散落在被監(jiān)測區(qū)域內(nèi)的大量廉價(jià)無線傳感器節(jié)點(diǎn)以自組織形式構(gòu)成的多跳網(wǎng)絡(luò)，借以將監(jiān)測數(shù)據(jù)傳送到接收站進(jìn)行處理。WSN的節(jié)點(diǎn)除配備一個(gè)或多個(gè)傳感器外，還裝備了無線電收發(fā)信機(jī)和微控制器，尺寸和成本取決于WSN的規(guī)模及單個(gè)傳感器節(jié)點(diǎn)的復(fù)雜度。通常這種WSN節(jié)點(diǎn)要靠微型電池來供電，其存活時(shí)間主要受限于電池的壽命，故節(jié)能對于延長WSN節(jié)點(diǎn)的使用壽命至關(guān)重要。由于無線電發(fā)射機(jī)是WSN節(jié)點(diǎn)中耗能的主要模塊，故千方百計(jì)地縮短發(fā)射機(jī)的工作時(shí)間，可以有效地延長WSN節(jié)點(diǎn)的工作時(shí)限，并減少對于其它WSN節(jié)點(diǎn)和整個(gè)傳感網(wǎng)絡(luò)的干擾。因此，WSN希望各節(jié)點(diǎn)能夠在盡可能短的“突發(fā)”時(shí)段內(nèi)完成數(shù)據(jù)的傳輸。另外，有專家在分析了國外高頻(HF)頻段的偵察、干擾技術(shù)對抗干擾通信的影響后指出窄帶信號長度小于50ms就不易被截獲，小于IlOms就不易被定向/定位。而對甚高頻/超高頻(VHF/UHF)頻段，信號長度還應(yīng)更短。因此，抗干擾、抗截獲的突發(fā)通信最好在IOms量級內(nèi)完成信息傳輸。這自然希望或要求在通信信號的持續(xù)瞬間有盡可能高效的調(diào)制/傳輸效率。根據(jù)我們的研究，如果接收信噪比(SNR)超過OdB，則采用(5)式所定義的EBPSK調(diào)制傳輸碼率可達(dá)通信載頻的1/10。因此，若取IOMHz作為載頻(HF頻段)或中頻(VHF/UHF頻段)，則在IOms突發(fā)長度內(nèi)可傳輸10000位數(shù)據(jù)，或625個(gè)漢字(每個(gè)漢字16位)。但這只是理想情況，因?yàn)橐环矫妫€要扣除同步頭、信道編碼等所占用的數(shù)據(jù)位；另一方面，接收機(jī)對于突發(fā)數(shù)據(jù)串信號的捕獲與同步是從無到有逐步建立的，未同步或同步未達(dá)穩(wěn)態(tài)時(shí)的數(shù)據(jù)位不易正確檢測，出錯(cuò)多。因此，對于EBPSK調(diào)制的突發(fā)信號的快速檢測與同步，是有效提高EBPSK突發(fā)通信性能的關(guān)鍵。3、EBPSK通信系統(tǒng)EBPSK調(diào)制器很容易全數(shù)字化實(shí)現(xiàn)直接將由(5)式所表達(dá)的一個(gè)碼元寬度內(nèi)的已調(diào)制波形StlU)和S1(t)的離散采樣值預(yù)先保存在存儲器內(nèi)，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r(shí)鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應(yīng)的StlU)波形樣本(如果信息位是“0”)或81(0波形樣本(如果信息位是“1”)，選中的調(diào)制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)直接轉(zhuǎn)換成模擬的EBPSK已調(diào)信號輸出。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是為EBPSK調(diào)制數(shù)據(jù)的突發(fā)傳輸設(shè)計(jì)一種用于擴(kuò)展的二元相移鍵控(EBPSK)調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法，希望這種同步方法能夠充分利用數(shù)字沖擊濾波器(見“用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法”，發(fā)明專利公開號CN101599754。本申請書所涉及的“沖擊濾波”，出處均在于此，以下不再聲明)在EBPSK調(diào)制信號的碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊的特點(diǎn)，縮短過渡過程，并簡化EBPSK接收機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取的技術(shù)方案是一種用于擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制數(shù)據(jù)突發(fā)通信接收機(jī)的快速同步方法，其EBPSK調(diào)制數(shù)據(jù)表達(dá)式為(5)式。調(diào)制器直接將由(5)式所表達(dá)的一個(gè)碼元寬度內(nèi)的已調(diào)制波形sQ(t)和S1(t)的離散采樣值預(yù)先保存在存儲器內(nèi)，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r(shí)鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應(yīng)的StlU)波形樣本(如果信息位是“0”)或81(0波形樣本(如果信息位是“1”)，選中的調(diào)制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)直接轉(zhuǎn)換成模擬的EBPSK已調(diào)信號輸出。接收機(jī)中設(shè)有無限沖激響應(yīng)(IIR)的窄帶數(shù)字帶通濾波器作為解調(diào)濾波器，在該濾波器通帶內(nèi)的中心頻率處呈現(xiàn)出一個(gè)極窄的陷波-選頻特性，使得以EBPSK為代表的ABSK調(diào)制信號的濾波輸出波形在信息調(diào)制處，即碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊。以單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)(實(shí)為1對共軛零點(diǎn)、2對共軛極點(diǎn)，本申請書中將一對共軛零點(diǎn)或極點(diǎn)均稱為一個(gè)零點(diǎn)或極點(diǎn))為例的一種數(shù)字沖擊濾波器的傳遞函數(shù)形為其中各系數(shù)的取值如下b0=b2=1，bi=-1·6181733185991785,B1=-3.2030956372618675a2=4.5250048786401749,a3=-3.1388924680650234,a4=0.96031356602907181；其特征在于接收機(jī)舍棄模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)，對數(shù)字沖擊濾波器的輸出取絕對值后進(jìn)行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡(luò)后分別送入門限檢測器和可變延時(shí)器，進(jìn)行門限檢測后再加以整形，得到相應(yīng)的歸零碼，把歸零碼同時(shí)送入時(shí)鐘發(fā)生器和時(shí)延計(jì)算器，當(dāng)出現(xiàn)歸零碼“1”時(shí)1)時(shí)延計(jì)算器測量其高電平持續(xù)時(shí)間，根據(jù)沖擊包絡(luò)最高處與歸零碼“1，，下降沿的相對位置關(guān)系，得到?jīng)_擊包絡(luò)的延時(shí)量；2)可變延時(shí)器根據(jù)該延時(shí)量動(dòng)態(tài)調(diào)整對于沖擊包絡(luò)的延時(shí)，使位同步時(shí)鐘的上升沿與沖擊包絡(luò)的最高處對齊；3)在歸零碼“1”的下降沿重置位時(shí)鐘發(fā)生器，從而在一個(gè)碼元內(nèi)實(shí)現(xiàn)快速準(zhǔn)確的位同步；4)依據(jù)位同步脈沖的時(shí)間基準(zhǔn)對碼元內(nèi)的包絡(luò)積分結(jié)果進(jìn)行判決，即解調(diào)出所接收到的數(shù)據(jù)序列。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及其有益效果1)準(zhǔn)確。由于充分利用了沖擊包絡(luò)最高處和歸零碼“1”下降沿的相對位置關(guān)系，達(dá)到了精確同步。2)快速。由于是在歸零碼“1”的下降沿重置時(shí)鐘發(fā)生器，同時(shí)結(jié)合可變延時(shí)器對沖擊包絡(luò)的延時(shí)進(jìn)行調(diào)整來達(dá)到同步，因此在出現(xiàn)歸零碼“1”時(shí)，無論位同步時(shí)鐘的相位偏移量有多大，都可以立刻在當(dāng)前碼元內(nèi)重新同步。3)抗干擾能力強(qiáng)。由于實(shí)際通信信道含有大量噪聲和干擾，沖擊包絡(luò)的幅度并不穩(wěn)定，這會導(dǎo)致歸零碼“1”的持續(xù)寬度不一致，但沖擊包絡(luò)最高處與歸零碼“1”的下降沿之間的相對位置關(guān)系基本固定，因此本發(fā)明所提出的位同步方法有較強(qiáng)的抗干擾能力。4)碼率適應(yīng)范圍廣。不僅適用于低碼率，在高碼率條件下也有十分優(yōu)良的同步性能。5)接收機(jī)更簡單、通用。與圖1相比，圖6中由于省去了模擬鎖相環(huán)，可利用普通晶體產(chǎn)生的本地振蕩器取代較復(fù)雜昂貴的射頻壓控振蕩器，無需載波同步和采樣同步，因而不僅實(shí)現(xiàn)更加簡單，而且可直接置于任何通信接收機(jī)的中頻放大器輸出端，通用性很強(qiáng)。6)接收機(jī)可全數(shù)字化集成，且成本和功耗更低。由圖6所給出的本申請書所提出的EBPSK接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)可見，不僅解調(diào)器可以全數(shù)字化集成，而且整個(gè)接收機(jī)從中頻以下均可全數(shù)字化集成。再通過比較圖1、圖2與圖6可見，本申請書所提出的位同步方法還同時(shí)省去了數(shù)字鎖相環(huán)，結(jié)構(gòu)更加簡單，因而采用集成電路(IC)芯片全數(shù)字化集成時(shí)，成本和功耗可以更低。圖1是一個(gè)400MHz頻段EBPSK接收機(jī)的總體方框圖，除了沖擊濾波器以外均為現(xiàn)有技術(shù)；圖2是圖1所示的接收機(jī)去掉模擬鎖相環(huán)后的總體方框圖(其余不變)；圖3是圖1中位同步模塊的核心——數(shù)字鎖相環(huán)的電原理框圖；圖4是圖1接收機(jī)對于EBPSK調(diào)制突發(fā)數(shù)據(jù)塊的中頻信號幅度包絡(luò)的變化，圖中縱坐標(biāo)為幅度，橫坐標(biāo)為時(shí)間；圖5是EBPSK調(diào)制系數(shù)τT=330=110時(shí)，沖擊包絡(luò)最高處和歸零碼“1”下降沿的相對位置關(guān)系圖，圖中縱坐標(biāo)為幅度，橫坐標(biāo)為時(shí)間；圖6是本發(fā)明去掉了模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)的EBPSK接收機(jī)總體方框圖；圖7是EBPSK調(diào)制信號經(jīng)過數(shù)字沖擊濾波器前后的時(shí)域波形對比，其中，圖7(a)是取θ=π，τT=330=110，載波頻率為30MHz，碼率為IMbps時(shí)的EBPSK調(diào)制波形；圖7(b)則是該EBPSK調(diào)制波形經(jīng)過(6)式的單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)數(shù)字濾波器后的輸出6波形。圖中縱坐標(biāo)為幅度，橫坐標(biāo)為時(shí)間；圖8是本發(fā)明所提出的用于突發(fā)通信的快速同步接收機(jī)的實(shí)施效果圖，其中，圖8(a)是對沖擊濾波輸出波形取絕對值的輸出；圖8(b)是對沖擊濾波輸出波形絕對值進(jìn)行低通濾波后得到的沖擊包絡(luò)波形；圖8(c)是對沖擊包絡(luò)整形后得到的歸零碼；圖8(d)是時(shí)延計(jì)算器所測得的延時(shí)量；圖8(e)為位同步時(shí)鐘波形；圖8(f)是沖擊包絡(luò)經(jīng)可變延時(shí)器動(dòng)態(tài)調(diào)整后的波形。圖中縱坐標(biāo)為幅度，橫坐標(biāo)為時(shí)間；圖9是本發(fā)明所提出的快速同步接收機(jī)對于采用EBPSK調(diào)制的IOms突發(fā)脈沖進(jìn)行接收解調(diào)的效果圖，其中“a”(第1道)為沖擊包絡(luò)輸出，“b”(第2道)則為同步解調(diào)出來的數(shù)據(jù)序列。圖中縱坐標(biāo)為幅度，橫坐標(biāo)為時(shí)間。具體實(shí)施例方式圖1是本發(fā)明改進(jìn)前的一個(gè)400MHz頻段EBPSK接收機(jī)的具體實(shí)現(xiàn)框圖，描述如下1)由天線接收到的EBPSK調(diào)制信號經(jīng)前置放大后進(jìn)入混頻器，與本地壓控振蕩器產(chǎn)生的本振信號相乘，下變頻為20MHz的中頻信號經(jīng)過中頻放大后由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號后進(jìn)行EBPSK解調(diào)。2)該20MHz的模擬中頻信號經(jīng)過2分頻送入鑒相器(PD)，與IOMHz的參考晶體振蕩器信號進(jìn)行相位比較，其誤差信號經(jīng)低通濾波(LF)后控制本地壓控振蕩器(VCO)的頻率，并最終使下變頻所得到的20MHz中頻信號，嚴(yán)格地鎖定在IOMHz參考晶振的2倍頻上，即經(jīng)過這一模擬鎖相環(huán)(PLL)實(shí)現(xiàn)了EBPSK接收信號的載波同步。由于EBPSK調(diào)制信號中本身就含有較強(qiáng)的正弦載波分量，故十分有利于PLL的鎖定。3)將IOMHz參考晶振信號送給時(shí)鐘發(fā)生器，就可為EBPSK解調(diào)器的各功能模塊提供頻率嚴(yán)格為20MHz中頻整數(shù)倍的采樣脈沖和系統(tǒng)時(shí)鐘，即實(shí)現(xiàn)了接收機(jī)的采樣同步。圖1中的時(shí)鐘頻率實(shí)際取為80MHz。4)對于ADC轉(zhuǎn)換后的EBPSK調(diào)制的數(shù)字中頻信號，利用(6)式的數(shù)字沖擊濾波器進(jìn)行信噪比增強(qiáng)并將相位跳變轉(zhuǎn)換為寄生調(diào)幅后，即可進(jìn)行“0”、“1”信息的檢測判決，無需再轉(zhuǎn)換到基帶處理。5)對于EBPSK信號的解調(diào)判決結(jié)果，還必須進(jìn)行位同步。由于EBPSK調(diào)制信號中含有較強(qiáng)的正弦載波分量，而接收碼流中也含有時(shí)鐘頻率分量，故可以直接利用自同步法從接收信號中提取位同步信息。自同步法又分為濾波法和鎖相法，在數(shù)字通信中常采用數(shù)字鎖相法提取位同步時(shí)鐘，其中超前-滯后門位同步算法使用十分廣泛。我們在圖1所示的EBPSK接收機(jī)中，也采用了基于超前_滯后門的位同步算法，其原理如圖2所示。如上所描述的EBPSK通信系統(tǒng)，已在400MHz頻段實(shí)現(xiàn)了10kbps-2Mbps碼率的連續(xù)碼流傳輸。但在用于IOms間隔的突發(fā)通信時(shí)，實(shí)測約需3.4ms的同步建立時(shí)間(圖3)，這對于IOms以下的突發(fā)時(shí)隙開銷太大。另外，雖然圖1的EBPSK接收機(jī)已經(jīng)比現(xiàn)有的BPSK接收機(jī)更簡單，但我們?nèi)韵Ｍ軌蜥槍ν话l(fā)通信的應(yīng)用繼續(xù)簡化其硬件結(jié)構(gòu)，以適應(yīng)物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用中對于WSN節(jié)點(diǎn)的低功耗要求，以及智能電網(wǎng)應(yīng)用中對于基于電力線通信(PLC=PowerLineCommunications)遠(yuǎn)程抄表模塊的低成本要求?？紤]到任何閉環(huán)控制系統(tǒng)由于存在反饋環(huán)節(jié)和不斷調(diào)節(jié)的過程，都會直接影響到7其對于誤差消除的速度，因此，我們的著眼點(diǎn)就是去除經(jīng)典數(shù)字接收機(jī)中常用的鎖相環(huán)，無論是用于載波同步的模擬鎖相環(huán)，還是用于位同步的數(shù)字鎖相環(huán)。有鑒于此，我們首先去掉了圖1中的模擬鎖相環(huán)，其余結(jié)構(gòu)不變(見圖4)，實(shí)測表明當(dāng)輸入碼率較高時(shí)不能實(shí)現(xiàn)位同步。但根據(jù)實(shí)驗(yàn)研究和數(shù)據(jù)分析我們發(fā)現(xiàn)(1)如果對沖擊濾波器的輸出取絕對值后進(jìn)行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡(luò)(以下簡稱“沖擊包絡(luò)”，此過程實(shí)為典型的全波檢波)后再加以整形，得到相應(yīng)的歸零碼，則歸零碼“1”的下降沿與沖擊包絡(luò)最高處之間的相對位置關(guān)系較為確定。例如，對于EBPSK調(diào)制系數(shù)(占空比)τT=110，若解調(diào)后所得歸零碼“1”的高電平持續(xù)時(shí)間為t，則將沖擊包絡(luò)延時(shí)后，沖擊包絡(luò)的最高處大致與歸零碼“1”的下降沿對齊，如圖5所示。(2)這種相對位置關(guān)系幾乎不隨碼率或歸零碼“1”的高電平持續(xù)寬度的變化而改變，對于EBPSK調(diào)制的其它占空比也有著類似的結(jié)論。據(jù)此，當(dāng)出現(xiàn)歸零碼“1”時(shí)，我們可以1)測量歸零碼“1”的高電平持續(xù)時(shí)間，從而確定對于沖擊包絡(luò)的延時(shí)量；2)根據(jù)該延時(shí)量動(dòng)態(tài)調(diào)整對于沖擊包絡(luò)的延時(shí)；3)在歸零碼“1”的下降沿重置時(shí)鐘發(fā)生器，使得位同步時(shí)鐘的上升沿對齊沖擊包絡(luò)的最高處，從而在一個(gè)碼元周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)位同步。由此，本申請書提出了如圖6所示的簡化的EBPSK接收機(jī)的完整硬件結(jié)構(gòu)，包括利用沖擊濾波器輸出信號進(jìn)行快速位同步的模塊組成。不難明白，其可行性與合理性的主要理論依據(jù)在于1)所述方法實(shí)際上可歸類于“開環(huán)”控制，相對于“閉環(huán)”控制的模擬鎖相環(huán)或數(shù)字鎖相環(huán)，理應(yīng)更快速；2)從統(tǒng)計(jì)意義上，最多在兩個(gè)碼元周期內(nèi)即可實(shí)現(xiàn)位同步，因?yàn)橥ㄐ畔到y(tǒng)中碼元“0”和“1”的出現(xiàn)是等概率的。本發(fā)明的具體實(shí)施是針對基于數(shù)字沖擊濾波器實(shí)現(xiàn)的EBPSK接收機(jī)。1、EBPSK調(diào)制針對(5)式所定義的EBPSK調(diào)制方式，這里取θ=ji，τ=3，T=30作為示例，中頻頻率f。=ω。/2π=30MHz，則對應(yīng)的碼率為1Mbps。具體的實(shí)現(xiàn)方法已在前面的"EBPSK通信系統(tǒng)”中敘述，其實(shí)際調(diào)制波形示于圖7(a)。2、沖擊濾波器本申請人在“用于增強(qiáng)不對稱二元調(diào)制信號的沖擊濾波方法”的發(fā)明專利申請(申請?zhí)?00910029875.3；公開號CN101599754)中，提出了一類特殊的IIR窄帶數(shù)字帶通濾波器，在該IIR濾波器通帶內(nèi)的中心頻率處呈現(xiàn)出一個(gè)極窄的陷波-選頻特性，使得以EBPSK為代表的ABSK調(diào)制信號的濾波輸出波形在信息調(diào)制處(即碼元“1”處)產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊，因而將這種濾波器稱之為沖擊濾波器。在此僅以該專利申請書說明書中所提及的單零點(diǎn)-雙極點(diǎn)的濾波器方案作為解調(diào)濾波器。其傳遞函數(shù)以及濾波器各系數(shù)的取值即如(6)式所示。3、用于沖擊濾波解調(diào)的位同步實(shí)現(xiàn)本實(shí)施例中取ADC(圖6中)的采樣頻率為90MHz，即每個(gè)載波周期采3個(gè)點(diǎn)81)將圖7(a)的EBPSK調(diào)制信號經(jīng)90MHz采樣后送入(6)式定義的數(shù)字沖擊濾波器進(jìn)行濾波，得到如圖7(b)所示的沖擊輸出；2)對圖7(b)所示的沖擊濾波輸出信號取絕對值，得到圖8(a)的結(jié)果；3)圖8(a)的輸出波形并不適合用來同步和判決，因此，將其通過一個(gè)數(shù)字低通濾波器，得到如圖8(b)所示的沖擊包絡(luò)輸出，并分別送入門限檢測器和可變延時(shí)器。在本例中，該低通濾波器采用有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，4MHz以下為通帶，IOMHz以上為阻帶；4)利用門限檢測器對沖擊包絡(luò)進(jìn)行整形，得到如圖8(c)所示的歸零碼。檢測門限可以直接設(shè)為定值，也可以通過自動(dòng)調(diào)整得到。自動(dòng)或自適應(yīng)調(diào)整判決門限的方法很多，通常可以取如圖8(b)所示沖擊包絡(luò)峰值與其基準(zhǔn)電平值(即圖中的水平線)的算術(shù)平均值。本例由于要用硬件電路實(shí)現(xiàn)，故根據(jù)圖8(b)的實(shí)驗(yàn)情況，簡單地取為固定值11；5)把歸零碼同時(shí)送入時(shí)鐘發(fā)生器和時(shí)延計(jì)算器，當(dāng)出現(xiàn)歸零碼“1”時(shí)①時(shí)延計(jì)算器測量其高電平持續(xù)時(shí)間(本例是直接對其高電平持續(xù)期內(nèi)的采樣數(shù)進(jìn)行計(jì)數(shù))，根據(jù)沖擊包絡(luò)最高處與歸零碼“1”下降沿的相對位置關(guān)系，得到?jīng)_擊包絡(luò)的延時(shí)量，如圖8(d)所示；②在歸零碼“1”的下降沿重置時(shí)鐘發(fā)生器，使得時(shí)鐘發(fā)生器的起始時(shí)刻與歸零碼“1”的下降沿對齊，產(chǎn)生頻率為IMHz的位同步時(shí)鐘(與IMbps的比特率相對應(yīng))，如圖8(e)所示；6)可變延時(shí)器根據(jù)時(shí)延計(jì)算器所測出的延時(shí)量動(dòng)態(tài)調(diào)整沖擊包絡(luò)的延時(shí)，使位同步時(shí)鐘的上升沿與沖擊包絡(luò)的最高處對齊，如圖8(f)，從而達(dá)到位同步的目的。本例是利用可尋址移位寄存器來實(shí)現(xiàn)可變延時(shí)器，移位寄存器的地址就是沖擊包絡(luò)的延時(shí)量，移位寄存器的輸出則是該地址所指向的寄存器中的內(nèi)容；7)依據(jù)位同步脈沖的時(shí)間基準(zhǔn)對碼元內(nèi)的包絡(luò)積分結(jié)果進(jìn)行判決，即解調(diào)出所接收到的數(shù)據(jù)序列。硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)果的實(shí)測值示于圖9，其同步建立時(shí)間只需消耗不到30個(gè)碼元，對于本實(shí)施例即在30μs以內(nèi)。相對于原來的3.4ms,同步速度至少提高了100倍。權(quán)利要求一種擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法，其調(diào)制數(shù)據(jù)表達(dá)式為s0(t)＝sinωct，0≤t＜T<mrow><msub><mi>s</mi><mn>1</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>t</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub><mi>t</mi><mo>+</mo><mi>θ</mi><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>t</mi><mo><</mo><mi>τ</mi><mo>,</mo><mn>0</mn><mo><</mo><mi>θ</mi><mo>≤</mo><mi>π</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>sin</mi><msub><mi>ω</mi><mi>c</mi></msub><mi>t</mi><mo>,</mo></mtd><mtd><mn>0</mn><mo><</mo><mo>≤</mo><mi>τ</mi><mo>≤</mo><mi>t</mi><mo><</mo><mi>T</mi></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow><mo>(</mo><mn>5</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>調(diào)制器將由上式所表達(dá)的一個(gè)碼元寬度內(nèi)的已調(diào)制波形s0(t)和s1(t)的離散采樣值預(yù)先保存在存儲器內(nèi)，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r(shí)鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對應(yīng)的s0(t)波形樣本或s1(t)波形樣本，選中的調(diào)制波形數(shù)字樣本由數(shù)模轉(zhuǎn)換器直接轉(zhuǎn)換成模擬的擴(kuò)展的二元相移鍵控EBPSK已調(diào)信號輸出，接收機(jī)中設(shè)有數(shù)字沖擊濾波器作為解調(diào)濾波器，該數(shù)字沖擊濾波器系無限沖激響應(yīng)的窄帶數(shù)字帶通濾波器，在該濾波器通帶內(nèi)的中心頻率處呈現(xiàn)出一個(gè)極窄的陷波選頻特性，使得以EBPSK為代表的不對稱二元偏移鍵控ABSK調(diào)制信號的濾波輸出波形在信息調(diào)制處，即碼元“1”處，產(chǎn)生明顯而強(qiáng)烈的寄生調(diào)幅沖擊，單零點(diǎn)雙極點(diǎn)的數(shù)字沖擊濾波器的傳遞函數(shù)形為<mrow><mi>H</mi><mrow><mo>(</mo><mi>z</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>b</mi><mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msub><mi>b</mi><mn>1</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>+</mo><msub><mi>b</mi><mn>2</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msup></mrow><mrow><mn>1</mn><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>1</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>2</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>3</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>3</mn></mrow></msup><mo>-</mo><msub><mi>a</mi><mn>4</mn></msub><mo>·</mo><msup><mi>z</mi><mrow><mo>-</mo><mn>4</mn></mrow></msup></mrow></mfrac><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow><mo>(</mo><mn>6</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>其中各系數(shù)的取值如下b0＝b2＝1，b1＝1.6181733185991785，a1＝3.2030956372618675a2＝4.5250048786401749，a3＝3.1388924680650234，a4＝0.96031356602907181；其特征在于接收機(jī)舍棄模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)，對數(shù)字沖擊濾波器的輸出取絕對值后進(jìn)行低通濾波，提取出沖擊濾波器輸出信號的包絡(luò)后分別送入門限檢測器和可變延時(shí)器，進(jìn)行門限檢測后再加以整形，得到相應(yīng)的歸零碼，把歸零碼同時(shí)送入時(shí)鐘發(fā)生器和時(shí)延計(jì)算器，當(dāng)出現(xiàn)歸零碼“1”時(shí)1)時(shí)延計(jì)算器測量其高電平持續(xù)時(shí)間，根據(jù)沖擊包絡(luò)最高處與歸零碼“1”下降沿的相對位置關(guān)系，得到?jīng)_擊包絡(luò)的延時(shí)量；2)可變延時(shí)器根據(jù)該延時(shí)量動(dòng)態(tài)調(diào)整對于沖擊包絡(luò)的延時(shí)，使位同步時(shí)鐘的上升沿與沖擊包絡(luò)的最高處對齊；3)在歸零碼“1”的下降沿重置位時(shí)鐘發(fā)生器，從而在一個(gè)碼元內(nèi)實(shí)現(xiàn)快速準(zhǔn)確的位同步；4)依據(jù)位同步脈沖的時(shí)間基準(zhǔn)對碼元內(nèi)的包絡(luò)積分結(jié)果進(jìn)行判決，即解調(diào)出所接收到的數(shù)據(jù)序列。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法，其特征在于利用可尋址移位寄存器來實(shí)現(xiàn)可變延時(shí)器，移位寄存器的地址就是沖擊包絡(luò)的延時(shí)量，移位寄存器的輸出則是該地址所指向的寄存器中的內(nèi)容。3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述用于擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制數(shù)據(jù)突發(fā)通信接收機(jī)的快速同步方法，其特征在于檢測門限可以是固定值，也可以通過自動(dòng)調(diào)整得到。全文摘要一種擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制突發(fā)通信快速同步方法，充分利用擴(kuò)展的二元相移鍵控(EBPSK)調(diào)制信號經(jīng)過接收機(jī)數(shù)字沖擊濾波后波形在數(shù)據(jù)“1”的信息調(diào)制處產(chǎn)生明顯上沖的特點(diǎn)，構(gòu)造了無需模擬鎖相環(huán)和數(shù)字鎖相環(huán)的快速同步方法，可在30個(gè)碼元內(nèi)結(jié)束過渡過程，實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的位同步，并極大地簡化了EBPSK接收機(jī)的硬件結(jié)構(gòu)，使得EBPSK解調(diào)器可在中頻全數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，適用于各種基于不對稱二元偏移鍵控調(diào)制的高效數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其是對于小數(shù)據(jù)包的高速突發(fā)傳輸更為經(jīng)濟(jì)有效。文檔編號H04L7/033GK101895387SQ201010228690公開日2010年11月24日申請日期2010年7月15日優(yōu)先權(quán)日2010年7月15日發(fā)明者但吉兵,吳樂南申請人:東南大學(xué)