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一種ofdm系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法及裝置的制作方法

文檔序號:7897130閱讀:422來源:國知局
專利名稱:一種ofdm系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及一種OFDM定時估計和調(diào)整技術(shù)
背景技術(shù)
近些年來,以正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,簡稱“OFDM”)為代表的多載波傳輸技術(shù)受到了人們的廣泛關(guān)注。OFDM主要思想是將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流,隨后調(diào)制到每個正交的子載波上進行傳輸。理想情況下,各正交子載波上的信號不會互干擾。每個子載波上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬,因此每個子載波上的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分,信道均衡變得相對容易。由于OFDM 技術(shù)頻譜效率高、能較容易的對付多徑傳播引起的符號間干擾,因而在無線移動通信中得到了越來越多的應(yīng)用,并且被普遍認為是未來4G的核心技術(shù)。OFDM系統(tǒng)通過引入循環(huán)前綴(Cyclic Pref ix,簡稱“CP”)來避免符號間干擾。CP 就是將每個OFDM符號的最后一部分數(shù)據(jù)復制到該OFDM符號之前,使得多徑時延在小于循環(huán)前綴的長度的前提下避免多徑傳播所造成的符號間干擾。終端與基站通信的前提是獲得與基站的同步,終端與基站的初始同步主要是通過小區(qū)搜索過程完成,完成初始同步后終端還要持續(xù)保持與基站的同步。由于終端的移動,信道條件的變化等等,終端與基站的同步關(guān)系可能隨時發(fā)生變化,因此終端需要隨時估計該同步關(guān)系并及時調(diào)整終端的定時,這樣才不致于失步。OFDM系統(tǒng)發(fā)送端首先將數(shù)據(jù)進行編碼,然后進行數(shù)字調(diào)制,此后將數(shù)據(jù)流分段進行串并轉(zhuǎn)換,對每段數(shù)據(jù)進行逆快速傅立葉變換(Inverse Fast FourierTransform,簡稱 “IFFT”),把頻域信號變換為時域信號,接著進行并串轉(zhuǎn)換,同時加上CP,然后通過發(fā)送模塊發(fā)送到通信信道;在接收端則相反,首先通過接收模塊接收時域信號,接著去CP、串并轉(zhuǎn)換、通過快速傅立葉變換(Fast Fourierl^ransform,簡稱“FFT”)將時域信號轉(zhuǎn)換為頻域信號、之后在頻域進行并串轉(zhuǎn)換、數(shù)字解調(diào)、解碼等處理。圖1是OFDM頻域信號的示意圖。OFDM系統(tǒng)在時間上的基本單位是OFDM符號,在頻率上的基本單位是子載波,時間和頻率上的最小單位稱為資源單元(Resource Element, 簡稱“RE”)。圖1中的RS表示參考信號(Reference Signal,簡稱“RS”),主要是用于信道估計,一個RS占用一個RE。通常,在時域上RS可分為兩列第1參考信號和第2參考信號。第1參考信號位于每個時隙的第1個OFDM符號,第2參考信號位于每個時隙的倒數(shù)第 3個OFDM符號;在頻域上,通常情況下每6個子載波插入一個參考信號,如圖1所示。FFT模塊對每一個OFDM符號分別進行處理。一個OFDM符號從頻域上看主要包括直流子載波、有效子載波、虛子載波,如圖2所示。中間的直流子載波主要是用于去除直流分量,不用來傳輸數(shù)據(jù),兩側(cè)的有效子載波是用來傳輸數(shù)據(jù)的,兩端的虛子載波主要是用來隔離帶外干擾,也不進行傳輸數(shù)據(jù)?,F(xiàn)有技術(shù)常用的定時估計方法利用RS實現(xiàn),一種方法是利用頻域上相鄰RS的相位差進行定時估計,這種方法的主要原理是利用時域上的定時偏差反映在頻域上就是一定的相位旋轉(zhuǎn),但這種方法在多徑衰落信道下很難準確估計出定時,主要是因為不同的多徑延遲引起頻域上不同相位旋轉(zhuǎn),疊加之后相位偏差信息不能再準確反映時域的定時偏差。另一種方法是利用RS的頻域信道估計,然后變換到時域,得到時域信道沖激響應(yīng),再找到時域信道沖激響應(yīng)中功率最大的抽頭,該抽頭的位置即認為是終端定時的位置。 而定時調(diào)整的方法一般是按照估計出的定時經(jīng)過一定的平滑或者平均之后去控制接收機的接收定時。由于RS只在有效子載波范圍內(nèi)存在,在虛子載波中不存在,而在變換到時域之前,必須得到整個帶寬內(nèi)的信道估計,目前常用的方法是近似或者插值的方法,即用有效帶寬內(nèi)的信道估計去近似虛子載波處的信道估計,或者是根據(jù)有效帶寬內(nèi)的信道估計利用插值的方法得到虛子載波處的信道估計。由于RS是等間隔分布的,因此在得到虛子載波處的信道估計時還是要按照RS的間隔去獲取。具體地說,上述頻域信道定時估計和調(diào)整方法如圖3所示。圖3中所示數(shù)據(jù)緩存模塊主要是用于緩存數(shù)據(jù),而去CP和FFT模塊是OFDM系統(tǒng)必備的模塊,主要是用于去除循環(huán)前綴和進行快速傅里葉變換。下面主要介紹定時估計和定時調(diào)整。定時估計方法步驟一、RS處信道估計目前常用的估計方法是最小二乘方法(Least Square,簡稱“LS”),通過該方法獲得有效子載波中各RS處的信道估計,即圖4中的□處的信道估計。步驟二、虛RS信道估計獲取虛RS位置,即認為按照正常RS的分布規(guī)律,在虛子載波相應(yīng)位置也應(yīng)傳輸RS,如圖4中的^"^處位置所示。虛RS處的信道估計可以用最鄰近的RS處的信道估計近似,例如圖4中R' n+1、R' _等位置用Rim處的信道估計近似,而R'—等位置用Rtl處的信道估計近似;或者用臨近幾個RS處的信道估計進行插值,例如R' n+1、R' _等位置用IVpIV2,… 等處的信道估計插值得到,插值方法可以是線性插值、多項式插值等。步驟三、RS提取提取RS處和虛RS處(虛RS處是指按照RS的分布規(guī)律,在虛子載波位置應(yīng)該為RS 的位置)的信道估計,得到頻域序列{…,…-2,R' -!,R0,…,RmIV1,R' n,R' N+1,…}, 序列的總長度為M = [Nfft/rs] ,其中Nfft為FFT的長度,δ κ為RS的頻域間隔,單位
為子載波個數(shù)。步驟四、IFFT對步驟三中得到的序列{…,R' _2,R' +R0, ...,IV2U' ν,R' N+I'…}進行IFFT變換,得到時域信道沖激響應(yīng),OvV··,hM_J = IFFT{…,R' _2,R' +R0, .",RN_2, Rh,R' n,R' N+1,…},Ov Ill…,hM_J為時域信道沖激響應(yīng)的各抽頭。步驟五、尋找最大抽頭位置和輸出定時計算各抽頭的功率{Ih」2,IhJ2-, |1^|2},||2表示復數(shù)求模操作,尋找功率最大
的抽頭及其對應(yīng)的位置,該位置即認為是定時位置。步驟六、平滑或平均對多次測量的結(jié)果進行平滑或者平均。
定時調(diào)整方法根據(jù)平滑或平均的結(jié)果去調(diào)整接收機的定時。上述技術(shù)的缺點是1)該方法按照最大功率抽頭位置作為定時位置,對于一些時變較快的信道或者一些特殊的信道模型(例如生滅模型),最大功率的抽頭位置并不一定是真正的定時位置,如果一直按照最大功率的抽頭位置定時,可能導致有效數(shù)據(jù)過多地跑出數(shù)據(jù)處理窗口,從而導致失步;2)由于估計始終存在誤差,因此按照估計的定時值去調(diào)整接收機定時也始終存在一定的誤差,由于OFDM系統(tǒng)采用了循環(huán)前綴,因此如果估計的定時略微提前,則數(shù)據(jù)處理窗會包含部分CP而丟失最后的部分數(shù)據(jù),如圖5 (a)所示,由于CP部分是一個OFDM符號最后一部分的重復,因此這種情況對性能影響不大;相反如果估計的定時滯后,則數(shù)據(jù)處理窗就會丟失前面的部分數(shù)據(jù),而且還會引入下一個OFDM符號的干擾,如圖5 (b)所示,此時對性能的影響較大。3)將RS處的信道估計變換到時域時,由于RS的頻域間隔δ ES不一定是2的整數(shù)次冪,從而導致M也不一定是2的整數(shù)次冪,這樣也就增加了 IFFT的計算復雜度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明主要解決的技術(shù)問題是提供一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法及裝置,使得即便對于一些時變較快的信道或者一些特殊的信道模型,也能準確地找到定時位置,提高定時位置定位的精確度。為了解決上述技術(shù)問題,本發(fā)明提供了一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,包含以下步驟對有效子載波中的各參考信號處進行信道估計;對虛子載波中的各虛參考信號處進行信道估計;提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計,得到各信道估計的頻域序列;對所得到的頻域序列進行逆快速傅立葉變換,得到時域信道沖激響應(yīng);計算所述時域信道沖激響應(yīng)中各抽頭的功率,尋找功率最大的抽頭及其對應(yīng)的位置,從該位置起往前的N個樣點中,尋找功率超過α Pmax的最靠前的抽頭,將該抽頭位置作為定時位置;其中N大于0小于循環(huán)前綴的長度,α為預設(shè)門限值,,0< α <l,Pmax為所述各抽頭的最大功率;根據(jù)所述定時位置調(diào)整接收端定時。作為上述技術(shù)方案的改進,該N可以為1/2循環(huán)前綴長度。作為上述技術(shù)方案的改進,所述對虛子載波中的虛各參考信號處進行信道估計的步驟中,用所述虛參考信號最鄰近的有效子載波中參考信號處的信道估計、近似得到所述虛參考信號處的信道估計;或者用所述虛參考信號臨近的至少兩個有效子載波中參考信號處信道估計插值得到所述虛參考信號處的信道估計。作為上述技術(shù)方案的改進,所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟之前,還可以包含以下步驟將所述定時位置減去一個提前量;所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟中,根據(jù)減去提前量的定時位置調(diào)整接收端定時。作為上述技術(shù)方案的改進,所述提前量一般為循環(huán)前綴長度的1/32至1/4。作為上述技術(shù)方案的改進,所述提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,按照2的整數(shù)次冪為間隔提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計。作為上述技術(shù)方案的改進,所述按照2的整數(shù)次冪為間隔提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,如果按照2的整數(shù)次冪為間隔抽取的位置不是參考信號的位置,則用距離該位置最近的參考信號位置處的信道估計代替。作為上述技術(shù)方案的改進,所述按照2的整數(shù)次冪為間隔提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,對于常規(guī)循環(huán)前綴,所述間隔為8 ;對于擴展循環(huán)前綴,所述間隔為2。作為上述技術(shù)方案的改進,該方法還可以還包含以下步驟至少執(zhí)行兩次信道估計步驟并根據(jù)信道估計結(jié)果計算所述定時位置,對所述計算得到的至少兩個定時位置進行平滑或者平均;所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟中,根據(jù)所述平滑或者平均后的定時位置調(diào)整接收端定時。本發(fā)明還提供了一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,包含第一信道估計模塊,用于對有效子載波中的各參考信號處進行信道估計;第二信道估計模塊,用于對虛子載波中的各虛參考信號處進行信道估計;提取模塊,用于提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計,得到各信道估計的頻域序列;逆快速傅立葉變換模塊,用于對所得到的頻域序列進行逆快速傅立葉變換,得到時域信道沖激響應(yīng);定時位置計算模塊,用于計算所述時域信道沖激響應(yīng)中各抽頭的功率,尋找功率最大的抽頭及其對應(yīng)的位置,從該位置起往前的N個樣點中,尋找功率超過α Pmax的最靠前的抽頭,將該抽頭位置作為定時位置;其中N大于0小于循環(huán)前綴的長度,α為預設(shè)門限值,0 < α < 1,Pfflax為所述各抽頭的最大功率;定時調(diào)整模塊,用于根據(jù)所述定時位置計算模塊確定的定時位置調(diào)整接收端定時。本發(fā)明實施方式與現(xiàn)有技術(shù)相比,主要區(qū)別及其效果在于確定定時位置的方法, 不是傳統(tǒng)的使用最大抽頭的位置,而是往前尋找大于一定門限的抽頭的位置,該方法對于一些特殊的衰落信道能更準確地找到定時位置,而對一般的衰落信道,往前找一般找不到符合條件的抽頭,此時該確定定時位置的方法跟傳統(tǒng)的方法是一致的。因此本發(fā)明實施方式即便對于一些時變較快的信道或者一些特殊的信道模型,也能準確地找到定時位置,提高定時位置定位的精確度。本發(fā)明實施方式中調(diào)整定時的方法,不是直接根據(jù)定時的結(jié)果去調(diào)整接收端定時,而是對定時結(jié)果減去一個固定的提前量之后再調(diào)整,該方法能充分利用OFDM系統(tǒng)循環(huán)前綴的作用,進一步降低可能的定時誤差造成的影響。此時如果估計的定時略微提前,則數(shù)據(jù)處理窗會包含部分CP而丟失最后的部分數(shù)據(jù),由于CP部分是一個OFDM符號最后一部分的重復,因此此時對性能影響不大;如果估計的定時滯后,則可以與所減去的提前量相抵消,數(shù)據(jù)處理窗同樣不會丟失前面的部分數(shù)據(jù),有效防止因估計的定時滯后而丟失前面部分數(shù)據(jù)、引入下一個OFDM符號的干擾,避免因此對性能產(chǎn)生的較大影響。在抽取頻域信道估計時不是直接提取RS處的信道估計,而是按照2的整數(shù)次冪為間隔進行抽取,如果抽取位置不是RS的位置,則用最鄰近的RS位置的信道估計替代,該方法在用IFFT將頻域信道估計變換到時域時能更簡化計算,減少計算量。


下面結(jié)合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細說明。圖1是現(xiàn)有技術(shù)中OFDM頻域信號的示意圖;圖2是現(xiàn)有技術(shù)中一個OFDM符號在頻域上的示意圖;圖3是現(xiàn)有技術(shù)中定時估計和調(diào)整的裝置結(jié)構(gòu)圖;圖4是現(xiàn)有技術(shù)中虛子載波處信道估計獲取示意圖;圖5是現(xiàn)有技術(shù)中定時提前或滯后的效果圖;圖6是本發(fā)明第一實施方式OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法流程圖;圖7是本發(fā)明第一實施方式中頻域信道估計提取示意圖。
具體實施例方式為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚,下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明的實施方式作進一步地詳細描述。本發(fā)明第一實施方式涉及一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,如圖6所示。圖中所示數(shù)據(jù)緩存模塊主要是用于緩存數(shù)據(jù),而去CP和FFT模塊都是OFDM系統(tǒng)必備的模塊, 主要是用于去除循環(huán)前綴和進行快速傅里葉變換。下面對定時估計和調(diào)整方法進行具體介紹。步驟601中,對有效子載波中各RS處進行信道估計。即獲得圖7(a)中的□處的信道估計。目前常用的估計方法是最小二乘法。步驟602中,對虛子載波中的各虛RS處進行信道估計。本實施方式中,默認為虛子載波中與有效子載波中一樣存在RS,稱為虛RS。虛RS在虛子載波中的位置分布與RS在有效子載波中位置分布規(guī)律相同,即認為按照正常RS的分布規(guī)律,在虛子載波處也應(yīng)傳輸 RS的位置,如附圖7(a)中的L_」處位置所示。虛RS處的信道估計可以用最鄰近的RS處的信道估計近似得到。例如圖7 (a)中 R' n+1、R' _等位置用Rim處的信道估計近似,而R'―工等位置用Rci處的信道估計近似?;蛘撸揜S處的信道估計也可以用臨近幾個RS處的信道估計進行插值,例如 R' n+1、R' _等位置用Rn-PIV2,…等處的信道估計插值得到,插值方法可以是線性插值、 多項式插值等。步驟603中,按照2的整數(shù)次冪δ ‘為間隔抽取RS處和虛RS處的信道估計,得到頻域序列{. ..,R" -2,R〃 -!,R" 0,...,R〃 n'_2,R〃 r+R" n',R〃 n' +1,···},序列的總長度為M = L^fft/^rsJ ,其中Nfft為FFT的長度,δ κ為RS的頻域間隔,單位為子載波
個數(shù)。如果按照S'為間隔抽取的位置不是RS或者虛RS的位置,則用距離該位置最近的 RS或者虛RS位置處的信道估計進行代替。如附圖7(b)中R" ^用…—代替,R"。用Rtl 代替,R"用禮代替...,R〃 N, ^用! ' N代替等等。一般地,對常規(guī)CP,δ ‘可以取8, 對擴展CP,δ ‘可以取2。通過在抽取頻域信道估計時不直接提取RS處的信道估計,而是按照2的整數(shù)次冪為間隔進行抽取,使得在用IFFT將頻域信道估計變換到時域時能更簡化計算,減少計算量。步驟604中,對步驟603中得到的頻域序列{. . .,R〃 _2,R〃 +R"..,R〃 r _2, R" N, 1; R〃 N,,R〃 N, μ,. . . }進行IFFT變換,得到時域信道沖激響應(yīng){h0, Ii1..., hM_J = IFFT{· · ·,R〃 _2,R〃 , R" ,···,R〃 Ν, _2,R〃 Ν, _” R〃 Ν,,
R 〃1
N' +1' · · · J{h0, Ill…,hM_J為時域信道沖激響應(yīng)的各抽頭。。步驟605中,計算上述時域信道沖激響應(yīng)中各抽頭的功率{|hQ|2,IhJ2-, Ih^112}, 其中ρ2表示復數(shù)求模操作,尋找功率最大的抽頭及其對應(yīng)的位置,即最大功率為Pmax,對應(yīng)位置為Lmax ;從該位置Lmax起往前的N個樣點中,尋找功率超過α Pmax的最靠前的抽頭,將該抽頭位置認定為定時位置。其中N大于0小于CP長度,較佳值為^l, τ ep為CP的長度, α為預設(shè)門限值,0< α <1,通??扇?/2。上述往前尋找抽頭的過程可描述如下
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復用OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,包含以下步驟對有效子載波中的各參考信號處進行信道估計;對虛子載波中的各虛參考信號處進行信道估計;提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計,得到各信道估計的頻域序列;對所得到的頻域序列進行逆快速傅立葉變換,得到時域信道沖激響應(yīng);計算所述時域信道沖激響應(yīng)中各抽頭的功率,尋找功率最大的抽頭及其對應(yīng)的位置, 從該位置起往前的N個樣點中,尋找功率超過α Pmax的最靠前的抽頭,將該抽頭位置作為定時位置;其中N大于0小于循環(huán)前綴的長度,α為預設(shè)門限值,0< α <l,Pmax為所述各抽頭的最大功率;根據(jù)所述定時位置調(diào)整接收端定時。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述N為1/2 循環(huán)前綴長度。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述對虛子載波中的虛各參考信號處進行信道估計的步驟中,用所述虛參考信號最鄰近的有效子載波中參考信號處的信道估計、近似得到所述虛參考信號處的信道估計;或者用所述虛參考信號臨近的至少兩個有效子載波中參考信號處信道估計插值得到所述虛參考信號處的信道估計。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟之前,還包含以下步驟將所述定時位置減去一個提前量;所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟中,根據(jù)減去提前量的定時位置調(diào)整接收端定時。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述提前量為循環(huán)前綴長度的1/32至1/4。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,按照2的整數(shù)次冪為間隔提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述按照2 的整數(shù)次冪為間隔提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,如果按照2的整數(shù)次冪為間隔抽取的位置不是參考信號的位置,則用距離該位置最近的參考信號位置處的信道估計代替。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,所述按照2 的整數(shù)次冪為間隔提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計的步驟中,對于常規(guī)循環(huán)前綴,所述間隔為8 ;對于擴展循環(huán)前綴,所述間隔為2。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至8中任意一項所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法,其特征在于,還包含以下步驟至少執(zhí)行兩次信道估計步驟并根據(jù)信道估計結(jié)果計算所述定時位置,對所述計算得到的至少兩個定時位置進行平滑或者平均;所述根據(jù)定時位置調(diào)整接收端定時的步驟中,根據(jù)所述平滑或者平均后的定時位置調(diào)整接收端定時。
10.一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,包含第一信道估計模塊,用于對有效子載波中的各參考信號處進行信道估計;第二信道估計模塊,用于對虛子載波中的各虛參考信號處進行信道估計;提取模塊,用于提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計,得到各信道估計的頻域序列;逆快速傅立葉變換模塊,用于對所得到的頻域序列進行逆快速傅立葉變換,得到時域信道沖激響應(yīng);定時位置計算模塊,用于計算所述時域信道沖激響應(yīng)中各抽頭的功率,尋找功率最大的抽頭及其對應(yīng)的位置,從該位置起往前的N個樣點中,尋找功率超過α Pmax的最靠前的抽頭,將該抽頭位置作為定時位置;其中N大于0小于循環(huán)前綴的長度,α為預設(shè)門限值,0 < α < 1,Pmax為所述各抽頭的最大功率;定時調(diào)整模塊,用于根據(jù)所述定時位置計算模塊確定的定時位置調(diào)整接收端定時。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,所述N為 1/2循環(huán)前綴長度。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,所述第二信道估計模塊通過以下方式對虛子載波中的虛各參考信號處進行信道估計用所述虛參考信號最鄰近的有效子載波中參考信號處的信道估計、近似得到所述虛參考信號處的信道估計;或者用所述虛參考信號臨近的至少兩個有效子載波中參考信號處信道估計插值得到所述虛參考信號處的信道估計。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,還包含減提前量模塊,用于將所述定時位置減去一個提前量;所述定時調(diào)整模塊根據(jù)減去提前量的定時位置調(diào)整接收端定時。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,所述提前量為循環(huán)前綴長度的1/32至1/4。
15.根據(jù)權(quán)利要求10所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,所述提取模塊按照2的整數(shù)次冪為間隔提取所述各參考信號和虛參考信號處的信道估計。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,所述提取模塊按照2的整數(shù)次冪為間隔提取各參考信號和虛參考信號處的信道估計時,如果按照2 的整數(shù)次冪為間隔抽取的位置不是參考信號的位置,則用距離該位置最近的參考信號位置處的信道估計代替。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,對于常規(guī)循環(huán)前綴,所述間隔為8 ;對于擴展循環(huán)前綴,所述間隔為2。
18.根據(jù)權(quán)利要求10至17中任意一項所述的OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整裝置,其特征在于,還包含平滑模塊,所述定時位置計算模塊分別根據(jù)至少兩次信道估計結(jié)果計算至少兩個所述定時位置, 所述平滑模塊用于對所述計算得到的至少兩個定時位置進行平滑或者平均;所述定時調(diào)整模塊根據(jù)所述平滑或者平均后的定時位置調(diào)整接收端定時。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種OFDM系統(tǒng)中定時估計和調(diào)整方法及裝置,該方法中確定定時位置的方法,不是傳統(tǒng)的使用最大抽頭的位置,而是往前尋找大于一定門限的抽頭的位置,該方法對于一些特殊的衰落信道能更準確地找到定時位置,而對一般的衰落信道,往前找一般找不到符合條件的抽頭,此時該確定定時位置的方法跟傳統(tǒng)的方法是一致的。因此本發(fā)明即便對于一些時變較快的信道或者一些特殊的信道模型,也能準確地找到定時位置,提高定時位置定位的精確度。
文檔編號H04L25/02GK102571646SQ201010606650
公開日2012年7月11日 申請日期2010年12月27日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月27日
發(fā)明者徐兵, 王乃博 申請人:聯(lián)芯科技有限公司
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