專利名稱：減輕自誘導遠端串擾的系統(tǒng)和方法
減輕自誘導遠端串擾的系統(tǒng)和方法相關申請的交叉引用本申請要求2009年2月27日遞交的具有序列號61/156，361的標題為 “Instantaneous Partial Self-FEXT Cancellation and Precoding in VDSL Using Received/Transmit Symbol Energy Information at the C0，” 白勺__I臨禾Ij串i青白勺4尤先權和利益，在這里通過引用將其全部并入。本申請還要求2009年2月27日遞交的具有序列號 61/156，381 的標題為"Off Diagonal Architecture of DSM3 Processor，”的美國臨時專利申請的優(yōu)先權和利益，在這里也通過引用將其全部并入。背景在VDSL系統(tǒng)內，限制速率的一個主要因素來自self_FEXT(自誘導遠端串擾)。一般地，減輕self-FEXT的設備以CO為中心(C0_centric)且要求在包含在aDSM_3會話內的不同端口進行信號協(xié)作，也稱作信號定向化。定向化使CO(中心局)能夠存取定向用戶的發(fā)射和接收符號。因此，在上行方向和下行方向的FEXT消除一般都是在CO執(zhí)行。然而，可用的計算資源是有限的，因此，CO能夠處理的計算的復雜度水平是有限的。假設N代表定向用戶的數(shù)量。一個完整的self-FEXT消除方案要求計算每一個 DMT符號周期的階(N2)。注意，在占用的音頻的總數(shù)接近4096且只有10個定向用戶時， 總的self-FEXT消除的復雜度級別是每秒億萬次浮點運算的級別。此外，F(xiàn)EXT減輕設備的電力消耗也與FEXT減輕算法的復雜度成比例。本領域技術人員應當理解目前的硅的可用性不能夠滿足包括在任意完整的self-FEXT消除內的這樣的復雜度。照這樣，為了執(zhí)行 self-FEXT減輕并提高數(shù)據(jù)速率，需要最佳利用中心局的可用的計算資源。概述簡要描述，一個實施方式等是一種執(zhí)行單音頻FEXT (遠端串擾)減輕的方法。該方法包括確定輸入信號的一個或多個瞬時特性，其中該特性包括輸入信號的幅值水平和能量水平中的至少一個。該方法還包括根據(jù)輸入信號的一個或多個瞬時特性來確定是否處理輸入信號以用于減輕?；谑欠裉幚磔斎胄盘栆赃M行減輕的確定，處理輸入信號以用于減輕。另一個實施方式包括確定輸入信號的一個或多個瞬時特性，其中一個或多個瞬時特性包括輸入信號的幅值和輸入信號的能量水平中的一個或多個。該方法還包括根據(jù)一個或多個瞬時特性選擇一個或多個要消除的干擾器，其中，選擇一個或多個干擾器在單 DMT(離散多音頻)符號基礎上執(zhí)行。另一個實施方式是一種系統(tǒng)，其包括被配置成獲得一個或多個干擾器的瞬時特性的估計器。該系統(tǒng)還包括根據(jù)瞬時特性在一個或多個要消除的干擾器之間進行選擇的選擇器，其中該選擇器被配置成將瞬時特性與閾值進行比較。該系統(tǒng)還包括僅在所選擇的干擾器上執(zhí)行FEXT減輕的遠端串擾(FEXT)減輕器。參考下面的附圖和細節(jié)描述，本公開方案的其他系統(tǒng)、方法、特征和優(yōu)點對本領域技術人員會是明顯的。意在所有其他的系統(tǒng)、方法、特征和優(yōu)點包括在這個描述內，且在本公開方案的范圍之內，并被所附的權利要求保護。
附圖的簡要描述參考下面的附圖能夠更好地理解公開內容的許多方面。附圖中的部件不一定按比例繪制，而是強調清楚地圖示本公開方案的原理。而且，在附圖中，相同的數(shù)字在幾個附圖中始終表示相應的部分。

圖1圖示通常在DSL系統(tǒng)發(fā)生的多種類型的串擾。圖2圖示DSL系統(tǒng)，其中中心局包括多個收發(fā)機。圖3圖示圖2示出的定向的下行PMD層的示例性的實施方式。圖4圖示圖2示出的定向的上行PMD層的示例性的實施方式。圖5圖示干擾器輸入和它對受害者用戶的影響，其在受害者的接收器處發(fā)生。圖6圖示選擇用于部分self-FEXT消除的星座點的實施方式。圖7圖示判定邊界的其他實施方式，其可以為部分FEXT消除的目的用于選擇干擾器輸入，如圖6示出。圖8圖示一個干擾器的self-FEXT通過相同幅值但不同相位的兩個交叉耦合的不同通道的投影。圖9圖示使用輸入信號的瞬時水平將self-FEXT的作用降低到接近或低于AWGN 背景噪聲的水平來執(zhí)行部分self-FEXT消除的結果。圖IOA圖示預編碼器或消除器單元的一個可能的實施方式，其中以偽浮點格式存儲的系數(shù)被擴展到實數(shù)值和虛數(shù)值。圖IOB描述另一個實施方式，其中歸一化的系數(shù)被提取并呈現(xiàn)給乘法器的輸入。圖IlA-C圖示預編碼器或消除器單元的基于圖IOB描述的架構的其他可能的實施方式。圖12示出了圖10A-B、圖IlA-C示出的復數(shù)乘法器的具有增加的硬件電路的一個可能的實施方式，所述硬件電路在輸入數(shù)據(jù)的實部和虛部都是零時使能零輸出。圖13A圖示乘法器電路的一個可能的實施方式，其在多個干擾器的數(shù)據(jù)輸入之間
多路復用。圖13B圖示每個單個的干擾器與多個受害者用戶的耦合系數(shù)的排序的實施方式。圖14A示出了預編碼器和兩個DSL用戶N和M的DSL PHY設備的關聯(lián)接口的一般架構。圖14B圖示在self-FEXT預編碼器架構上如何實現(xiàn)減小帶寬，該架構被稱為非對角線預編碼器架構。圖14C示出了上行消除器和兩個DSL用戶N和M的DSL PHY設備的關聯(lián)接口的一般架構。圖14D圖示了在self-FEXT消除器架構上如何能夠實現(xiàn)減小帶寬，該架構被稱為非對角線消除器架構。圖15圖示用于執(zhí)行圖2示出的多種部件的裝置的實施方式。圖16描述用于在圖2的系統(tǒng)內執(zhí)行部分self-FEXT消除的過程的實施方式的頂級流程圖。圖17圖示MIMO接收器的典型的實施方式，其中雙IFFT模塊的輸出在解映射兩個獨立的數(shù)據(jù)流之前在單音頻基礎上進行結合。
圖18圖示單音頻頻域回聲消除器的典型的實施方式。詳細描述概述了本發(fā)明方案的多個方面，現(xiàn)在詳細地介紹附圖中圖示的公開方案。盡管會聯(lián)系這些附圖介紹該公開方案，但是不旨在將公開方案限制到此處公開的一個或多個方案。相反地，目的是覆蓋所有包括在所附權利要求限定的公開方案的精神和范圍內的替換方案、修改方案和等效方案。本領域普通技術人員應當理解，串擾是數(shù)字用戶線(DSL)系統(tǒng)中普遍存在的噪聲源。圖1圖示了在DSL系統(tǒng)中通常發(fā)生的多個類型的串擾。簡單起見，中心局(CO)IlO包括二個收發(fā)機102、106，其通過兩條用戶線與兩套用戶駐地設備(CPE) 104、108通信。收發(fā)機102與CPE 104通信，收發(fā)機106與CPE 108通信。為了說明，描述了從CO收發(fā)機106 和CPE 108到CO收發(fā)機102或CPE 104的串擾。然而，應當理解該干擾也可以在相同用戶線的上行和下行路徑的發(fā)射器和接收器之間，其是發(fā)射信號的近端回聲。術語“遠端”指的是干擾源遠離接收側的情況，且名詞“近端”指的是干擾源靠近接收側的情況。例如，箭頭112示出的干擾說明收發(fā)機106產生的噪聲耦合進入下行通信且被CPE 104接收。“受害者用戶”中的術語“受害者”指的是被檢測是否有串擾的導線或電路，且術語“干擾器”描述串擾源。由于噪聲在遠離接收側處產生，這被稱為下行遠端串擾 (FEXT)。同樣地，箭頭114示出的干擾說明上行近端串擾(NEXT)。箭頭116示出的干擾說明上行FEXT，且箭頭118示出的干擾說明下行NEXT。特別地，F(xiàn)EXT是VDSL中普遍存在的噪聲源。相應地，在產業(yè)中存在克服前面提及的缺陷和不足的多種需求，例如減輕FEXT。圖2圖示了 DSL系統(tǒng)200，其中CO 230包括多個收發(fā)機，其以收發(fā)機M0a、240b和 MOc為代表。這些收發(fā)機通過分離的用戶線分別與CPE 210a、210b、210c連接。在圖中，每一條用戶線被劃分成其上行和下行路徑。收發(fā)機MOa-c的下行路徑分別通過箭頭202a、 202b,202c指示。類似的，收發(fā)機M0a、240b、M0c的上行路徑分別通過箭頭2(Ma、204b、 2(Mc指示。在這個圖中，只示出了 M個啟用定向的CPE中的三個，如CPE 210a、210b、210c。由于信號從CO 230下行發(fā)射到DSL環(huán)路上，一定量的能量從一個下行CO發(fā)射器泄漏進入相鄰的CPE接收器，因此導致不期望的FEXT進入相鄰的接收器。為了克服FEXT， 耦合到啟用定向的CPE的收發(fā)機具有發(fā)射器，該發(fā)射器能夠以定向的物理媒介相關(PMD) 下行(DS)層220指示的多輸入多輸出(MIMO)預編碼信號的形式共享信息和協(xié)調發(fā)射。圖3圖示了圖2中的定向的PMD DS層220的典型的實施方式。對每一個收發(fā)機， PMD層220類似于圖3所示出的，在每一個收發(fā)機內具有插入映射器3(Ma、304b、3(Mc和 IFFT 306a、306b、306c之間的ΜΙΜΟ預編碼器320。用于圖2中收發(fā)機240a,240b和MOc 的詳細的下行PMD層分別表示為PMD層330a、330b和330c。它們包括為星座映射器3(Ma、 304b、3(Mc轉換用戶數(shù)據(jù)的串并轉換模塊3(^a、302b、302c，以及將輸出到時域處理模塊 310a,310b,310c的IFFT進行轉換的并串轉換模塊308a、308b、308c。一般地，ΜΙΜΟ預編碼器320的目的是在發(fā)射器處補償進入用戶線的不希望增加的FEXT。預編碼(或預消除)通過矩陣操作(如示出的預編碼矩陣340)執(zhí)行，其輸入發(fā)射數(shù)據(jù)抽樣(也就是，映射器在CO 側的輸出，稱為下行發(fā)射星座點)，并輸出預補償?shù)臄?shù)據(jù)抽樣用于輸入到CO側的IFFT。執(zhí)行預補償以便在定向組的每一個遠端接收器的FEXT被消除。為了使預編碼有效，所有用戶的數(shù)據(jù)符號應該在發(fā)射器輸出端進行同步和排列，以便預編碼矩陣340在定向的DMT系統(tǒng)所有的子載波之間呈現(xiàn)完全的獨立性。在DMT符號進行合適的同步和排列的情況下，對于在定向組內的所有用戶的每一子載波，預編碼器操作能夠被視為矩陣乘法(matrix multiplication).總的來說，每一個子載波預編碼器系數(shù)向存在于定向用戶中的FEXT耦合通道矩陣的逆矩陣收斂。預編碼器系數(shù)的推導能夠在FEXT耦合通道分析階段之后執(zhí)行，在該過程中已知的信號序列被每一個發(fā)射器以確定好的模型發(fā)射。推導最佳的預編碼矩陣的進一步的細節(jié)能夠在2007年8 月25日遞交的序列號為11/845,040的美國專利申請中找到，該美國專利申請通過引用完整地結合到本文中。返回參考圖2，當信號從CPE 210a、210b和210c上行發(fā)射到DSL環(huán)路上時，一定量的能量被有效地從一個上行CPE發(fā)射器注入到相鄰的CO接收器，因此導致不期望的上行 FEXT信號進入相鄰的接收器。為了克服上行方向的FEXT，耦合到啟用定向的CPE的上行CO 接收器具有接收器，所述接收器能夠以由定向的物理媒介相關(PMD)上行層250指示的多輸入多輸出(MIMO)消除信號共享信息且協(xié)調接收。圖4圖示了圖2中的定向的上行(US)PMD層250的典型的實施方式。對于每一個接收器，圖4中的PMD層250包括MIMO消除器420，其插在FFT 406a,406b,406c和FEQ 40fe、405b、405c之間。在可選擇的實施方式中，MIMO消除器420插在FEQ 405a,405b、405c 和解映射器4(Ma、404b、4(Mc之間。一般地，ΜΙΜΟ消除器420在接收器處補償用戶線上不希望得到的FEXT。消除通過矩陣操作(如示出的消除器矩陣440)執(zhí)行，其接收數(shù)據(jù)抽樣(也就是說，F(xiàn)FT星座輸出或者FEQ星座輸出)，并輸出要輸入到FEQ或解映射器的補償數(shù)據(jù)抽樣。執(zhí)行補償以便在定向的組內的每一個接收器的FEXT被消除。為了使消除有效， 所有用戶的數(shù)據(jù)符號應該在接收器輸出端進行同步和排列，以便消除器矩陣440在定向的 DMT系統(tǒng)的所有子載波之間呈現(xiàn)完全的獨立性。用于圖2中收發(fā)機M0a、240b、M0c的詳細的上行PMD層分別表示為PMD層430a、430b和430c。它們包括將從時域處理模塊410a、 410b,410c到FFT模塊處理后的時域數(shù)據(jù)進行轉換的串并轉換模塊3(^a、302b、302c，以及將解映射器輸出轉換為用戶數(shù)據(jù)的并串轉換模塊4(^a、402b、402c。啟用定向的一個方面是發(fā)射和接收的DMT符號的精確的排列和同步。作為發(fā)射器的排列結果，在啟用定向的CO和CPE中同步接收到的DMT符號。這個排列由CO 230控制且為同步操作所需要，而且確保在M個啟用定向的用戶之間的正交。通過定向組內的所有用戶的同步和排列實現(xiàn)的正交，允許在單音頻基礎上進行MIMO通道的簡化。換句話說，即使DSL 0FDM/DMT信號在較寬的帶寬上延伸，由于循環(huán)前綴產生的通道的循環(huán)性質，等效的 MIMO系統(tǒng)包括N個頻率通道，其能夠被視為獨立的音頻。結果，在任何干擾器和任何受害用戶之間的FEXT耦合傳遞函數(shù)，會在任何給定的音頻下被視為簡單的復數(shù)系數(shù)。這個正交性質，是基于輸入信號能量的平衡瞬時消除概念 (leveraging the instantaneous cancellation concept)的關鍵，如本文所述，該正交性質將self-FEXT預編碼或消除問題簡化為單音頻問題，其將一組定義好的復數(shù)輸入值作為一觸式復數(shù)通道(one-tap complex channel)系數(shù)的輸入。而且，雖然該概念能夠應用于多輸入/單輸出系統(tǒng)，如在self-FEXT消除問題中所描述的，其中多個干擾器影響單個受害用戶，但所描述的實施方式還可以在單輸入/單輸出系統(tǒng)中實施。
描述了在給定的定向用戶的CO 230處執(zhí)行self-FEXT(遠端串擾)消除的多種實施方式，該self-FEXT消除在所有頻率都有效，以便對于遭受self-FEXT的相同的定向的受害者，在任一方向的總數(shù)據(jù)速率都是最大的。對于一些實施方式，部分self-FEXT消除包括基于耦合和輸入信號電平(level)對系統(tǒng)中的用戶進行排序。對于其他實施方式，F(xiàn)EXT消除包括選擇階段，由此關于每一干擾器做出是否處理每一個相應的干擾器的輸入的判斷。 每一個判斷獨立于其他干擾器的作用做出。根據(jù)該實施方式，在選擇階段實施閾值方法。多種因素被用于確定閾值，包括但不限于平均輸入信號能量水平、耦合通道的幅值，及在執(zhí)行部分FEXT消除后的剩余FEXT的目標水平。應當強調，部分self-FEXT消除的多種實施方式導致電力消耗的減少并允許計算資源的復用或共享。其他實施方式還提供數(shù)據(jù)帶寬要求的降低，如后面更多細節(jié)所描述的。對于給定的定向的受害者，由self-FEXT產生的噪聲的平均功率除了干擾器的平均發(fā)射符號功率之外、還是受害者和干擾器之間的耦合的函數(shù)。這個結論導致線性選擇算法的推導，線性選擇算法基于干擾器的平均發(fā)射功率和與受害用戶的耦合執(zhí)行選擇哪些干擾器在部分消除方案中進行處理。這個選擇被期望以不頻繁的時間間隔執(zhí)行，因為用戶數(shù)量、每一個干擾器的平均發(fā)射功率和它們對受害用戶的相對作用假定為隨時間緩慢改變。 對于多種實施方式，為了基于DMT逐符號來選擇對于給定的受害者的在特定的音頻上必須消除的干擾器，干擾器的瞬時發(fā)射能量的變化、以及因而收到的能量被作為因素考慮在內。應當注意，相關的部分消除的問題包括根據(jù)可用的計算資源明智地選擇執(zhí)行FEXT 消除的音頻，例如，以獲得給定的可用資源的最佳的性能目標(被稱為“音頻選擇”)。另外， 線性選擇和音頻選擇能夠共同執(zhí)行。但是，在每一個DMT符號執(zhí)行預選擇的輸入的實際串擾消除時，決定對于哪個音頻需要消除哪些干擾器的線性選擇算法和音頻選擇算法，從統(tǒng)計平均值的觀點看，都依賴干擾器與受害者的能量耦合。也就是說，對于每一個DMT符號， 對于給定的受害者，同一套預定的干擾器在每一個DMT符號被消除，而不管從干擾器到受害者的瞬時FEXT的量是干擾器的瞬時星座能量和耦合幅值的函數(shù)的事實。雖然干擾器的平均發(fā)射功率是常量且預先確定，應當注意瞬時符號能量變化。作為一個非限制的例子，假定有一個14-bit/bin QAM星座，其最高瞬時星座點能量(與最外的星座點對應)與最低的瞬時星座點能量(與最接近原點的星座點對應)的比率是16、1四或42dB。相應地，對應的se 1 f-FEXT通道的輸出會發(fā)生相同的42dB范圍的瞬時能量水平的變化，該輸出可以表示為在正交系統(tǒng)內的每一頻率的一觸式復數(shù)乘法操作。因此，應當注意，與第二干擾器相比，具有耦合到受害者的較弱的FEXT的第一干擾器，注入受害者更高水平的瞬時FEXT是可能的，即使兩個干擾器以相同平均值的星座能量進行發(fā)射。 所描述的多種實施方式考慮了瞬時FEXT并基于耦合值以及發(fā)射符號的能量執(zhí)行排序?；诖?，根據(jù)瞬時FEXT功率執(zhí)行FEXT消除。除基于耦合值和發(fā)射符號的能量排序干擾器之外，一些實施方式涉及獨立地考慮每一個干擾器的發(fā)射符號。與其他用戶的發(fā)射符號的self-FEXT作用或者受害者預期經歷的背景噪聲水平相比，這可以基于單個用戶的發(fā)射符號self-FEXT的相對作用實現(xiàn)。也應當強調，當與涉及基于僅針對給定的音頻的耦合的線性選擇的常規(guī)方式比較時，所描述的實施方式提供了 SNR中較高的增益。由于多種實施方式涉及更多的瞬時計算和多種發(fā)射或接收的符號能量的比較，在數(shù)據(jù)速率的增益和實現(xiàn)該增益所需要的附加的在線計算之間一般存在權衡。就這點而論， 可選擇的實施方式指向基于耦合的離線決策和基于多個干擾器的符號能量的簡單的在線決策的結合。在這點上，通過建議低復雜度架構，考慮了由于計算瞬時FEXT而增加的復雜度的因素。雖然多種實施方式通過復用來自各個定向用戶的輸入數(shù)據(jù)(具有受害者與干擾器之間的耦合)和其瞬時發(fā)射輸入信號水平之間的公共資源致力于最大化給定固定的計算資源的系統(tǒng)的性能，但應當強調這也導致了功率消耗降低、數(shù)據(jù)傳輸降低、以及當輸入數(shù)據(jù)在給定閾值以下時涉及計算資源的帶寬要求的降低。這些目標(例如降低電力消耗、降低帶寬)可以通過不同的實施方式實現(xiàn)。致力于考慮了輸入數(shù)據(jù)水平的部分FEXT消除的實施方式可以在其他系統(tǒng)中實施，該系統(tǒng)中輸入信號有一個較寬的動態(tài)范圍(例如，QAM星座)，且該系統(tǒng)中對應的耦合通道由一觸式復數(shù)系數(shù)或實數(shù)系數(shù)(single-tap complex or real coefficient)表示。華禹合通道的這些特征在實施OFDM的系統(tǒng)中是常見的，其中載波之間的正交導致單音頻等效模式(per-tone equivalent model)，其中每一個頻率窗(bin)能夠獨立于其他頻率窗評估。作為非限制性的例子，致力于平衡部分消除的多種實施方式可以在CO或用戶駐地設備(CPE)側的雙線路接收器的(h2)MIMO接收器以及重疊頻域回聲消除器內實施，如果其輸入QAM信號屬于某個閾值以上，該消除器嚴格地消除一個方向的每一個輸入QAM音頻對另一方向的對應的接收器音頻的影響。圖17圖示了 2x2MIM0接收器1700的示例性實施方式，其中，雙FFT模塊1704、1712的輸出在解映射該兩個獨立的數(shù)據(jù)流之前在每一音頻基礎上進行組合。2x2MIM0接收器包括一組二個直接路徑系數(shù)FEQm 1706a和FEQc 1706b, 與一組交叉耦合系數(shù)Cm，c 1706d和Cc，m 1706c，其減去一個通道對另一個通道的干擾。 在圖17中，雙通道接收器還包括將在都為直接通道的時域處理模塊1701a和1701b內處理的時域數(shù)據(jù)進行轉換以輸出到FFT模塊的串并轉換模塊170 和1702b、以及將解映射器 1708a、1708b的輸出轉換為用戶數(shù)據(jù)的并串轉換模塊1710a、1710b。對于涉及通過兩個DSL對的協(xié)調傳輸?shù)膽茫蓴_通道通常比對應的直接通道具有小的多的幅值。一個部分消除的實施方式可以在&2MIM0接收器實現(xiàn)，其基于與每一個通道獨立地耦合到另一個通道的耦合系數(shù)Cm，c和Ce，m，關聯(lián)的閾值的確定和在每一頻率的兩個獨立的直接通道上要實現(xiàn)的目標剩余部分消除或背景噪聲來實現(xiàn)。由于與各個直接通道的發(fā)射信號關聯(lián)的潛在的大星座規(guī)模的使用，引起在每一通道的每一音頻上的FFT輸出呈現(xiàn)出較大的動態(tài)波動，因此交叉耦合系數(shù)的輸入也呈現(xiàn)出較大的動態(tài)波動。部分消除方案的應用包括考慮落在兩個相應的預定的閾值以上的FFT輸出的星座點，以便通過與耦合系數(shù)Cm，c and Cc，m的相乘來對其進行處理以中止進入另一個通道。通過選擇性處理輸入信號，功率降低和資源共享的多種優(yōu)點成為可能，同時依然允許每一個通道的目標剩余干擾噪聲水平進入另一個通道。類似的，這里描述的基于輸入QAM信號的輸入信號水平的self-FEXT預編碼器或消除器的概念能夠應用于頻域回聲消除器的消除過程，包括一觸式回聲消除系數(shù)的單音頻。圖18圖示了單音頻頻域回聲消除器的示例性實施方式，其被設計成消除與每一發(fā)射音頻進入位于全雙頻重疊系統(tǒng)中的同一頻率的相應的接收音頻相關的發(fā)射器星座信號的影響。單音頻頻域回聲消除器1820接收發(fā)射映射器1804的輸出作為輸入，并產生影響 FEQ1838的輸出的自回聲的復本，該復本被減去。在一個可選擇的實施方式中，減去每一個音頻的自回聲的復本發(fā)生在FFT模塊1836的輸出且在FEQ 1838之前。參考圖18，在接收路徑上，收發(fā)機1800包括串并轉換模塊1834，用于轉換在時域處理模塊1832處理的時域數(shù)據(jù)，以及并串轉換模塊1842，用于將解映射器1740的輸出轉換為用戶數(shù)據(jù)。在發(fā)射路徑上，收發(fā)機包括串并轉換模塊1802，用于轉換到映射器1804的用戶數(shù)據(jù)，以及并串轉換模塊1808，用于將到時域模塊1810的IFFT模塊1806的輸出進行轉換。對每一個音頻，部分消除方案的應用包含在發(fā)射星座信號的根據(jù)其相對于閾值的水平的選擇性處理中，該閾值的確定一方面通過發(fā)射音頻和對應的接收音頻的回聲耦合系數(shù)， 另一方面通過部分消除以后的目標剩余回聲噪聲水平或者要在接收的音頻上實現(xiàn)的目標背景噪聲。而且，通過選擇性地處理輸入信號，功率降低和資源共享的多種優(yōu)點成為可能， 而依然允許每一個發(fā)射信號進入在音頻上對應的接收信號的目標剩余回聲噪聲水平。對于下行self-FEXT減輕，在FEXT預編碼器所有定向用戶的發(fā)射符號是可用的。 在圖3中發(fā)射符號用映射器3(Ma、304b、3(Mc的輸出表示。映射器的輸出在提供到預編碼器輸入之前可能受到單音頻比例因子的影響?？偟膩碚f，映射功能應該被解釋成包括該單音頻比例。所以，對于給定的音頻，基于多個用戶的發(fā)射星座點的表示的實部和虛部的最高有效位(MSB)的位置來執(zhí)行發(fā)射能量的量化?？蛇x擇地，用于產生星座映射的數(shù)據(jù)位的值可以用于量化輸入信號的復平面的能量或幅值。對于在特定音頻上的上行self-FEXT 消除，在CO接收器只有接收到的符號是直接可用的。如果self-FEXT消除在頻域平衡器之后執(zhí)行，接收到的星座信號的能量水平會被評估以確定消除過程是否應該考慮這個復信號作為部分消除的輸入。對于預編碼器情形，能量量化可以簡化為將幅值的分量(即，實部和虛部)與特定的閾值進行比較，該方法提供了降低實施復雜性的優(yōu)點，因為該方法主要包括確定是否在由其固定點表示的特定閾值確定的給定位置以上存在任何有效位。閾值確定還可以與所興趣的頻率的self-FEXT通道系數(shù)的幅值的實部和虛部、以及目標剩余 self-FEXT水平有關，目標剩余self-FEXT水平針對去除干擾器到受害者用戶的輸入信號?？蛇x擇地，在上行self-FEXT消除方案中，在頻域平衡器之前執(zhí)行消除器的輸入， 如圖4所圖示的，瞬時干擾器選擇的能量量化過程基于在FFT輸出處接收到的復信號的表示的實部和虛部。能量量化還可以被簡化為將幅值的分量(實部和虛部)與特定的閾值進行比較，其還可以利用所感興趣的頻率處的self-FEXT通道系數(shù)的幅值的實部和虛部、以及目標剩余self-FEXT水平確定，目標剩余self-FEXT水平針對去除干擾器到受害者用戶的輸入信號。對于示例性的實施方式，部分FEXT消除基于輸入星座符號的輸入信號水平、和/ 或等效的self-FEXT通道響應的幅值、和/或在消除特定的感興趣音頻的進入受害者的干擾器信號之后期望的目標剩余self-FEXT水平。如在前討論的，在消除過程中該干擾器輸入的用途的確定能夠獨立于給定受害者的所有其他干擾器，或者如果一個以上的干擾器在感興趣的頻率影響受害者，則能夠結合其他干擾器的輸入和它們各自的進入受害者用戶的通道耦合系數(shù)來確定。在后一情形中，為了在選擇要被消除的干擾器時，考慮FEXT耦合， 可以使用一種方法，其基于比較多個用戶的加權的瞬時能量(其中，權重與FEXT耦合成比例)。這里也一樣，可以使用分量幅值代替能量以便包括更簡單的實現(xiàn)。在這兩個方法中，
10FEXT消除主要基于干擾器的輸入，該干擾器的輸入的加權的能量或幅值在所有干擾器之間處于首要少數(shù)幾個最高水平中。照這樣，其具有低于第一組干擾器的重要性的self-FEXT 的相對作用的干擾器的輸入可以從FEXT消除過程丟棄?，F(xiàn)在參考圖5，其圖示了干擾器輸入和它對受害者用戶的影響，如在受害者的接收器處所見到的。在這個非限制性的例子中，干擾器輸入通過128-點QAM星座502表示，其通過self-FEXT通道504交叉耦合，并疊加到受害者信號506上，在這里表示為4個QAM信號。該4QAM星座(在接收器直接通道均衡后)被示出為具有與干擾器關聯(lián)的self-FEXT 噪聲。將接收到的信號的分布與相同的4QAM星座點比較，該相同的4QAM星座點受到沒有self-FEXT的噪聲的AWGN水平的影響。對于多種實施方式，部分消除過程的目的是將 self-FEXT的水平降低到低于背景噪聲水平的水平。在消除過程中考慮的應用于干擾器的輸入信號的確定的閾值能夠基于輸入信號的星座點的能量，且因而能夠應用于星座輸入信號的半徑。特別地，落在這個半徑以下的星座點不會被視為星座過程的輸入，而那些位于半徑之外的星座點會被考慮用于部分消除過程?，F(xiàn)在參考圖6，示出了 self-FEXT交叉耦合和消除過程。雖然self-FEXT通過FEXT 通道交叉耦合到受害者用戶，但預編碼器或消除器通過從受害者的發(fā)射或接收的信號中減去干擾器的self-FEXT信號的估計值，來通過一觸式復預編碼器或一觸式復消除器執(zhí)行 self-FEXT消除。圖6作為例子示出了將被考慮用于部分消除過程的星座點，特別是那些位于限定圓652之外的點。由于部分self-FEXT消除過程的結果，一些剩余self-FEXT信號仍然在受害者線(line)上。剩余self-FEXT信號的量與考慮用于部分消除過程的輸入信號的半徑成比例。如圖7所圖示的，用于確定是否將干擾器輸入用于部分消除過程的判定邊界能夠以任意數(shù)量的形狀實現(xiàn)，包括但不限于圓形、正方形、長方形、或星形、或其他定義的判定邊界。將這些判定邊界，或者任何其他更復雜的判定邊界應用到輸入星座的χ軸和y軸。應當強調要確定的閾值能夠沿輸入星座的χ軸和y軸而不同。但是，干擾器星座的對稱性暗示應該沿χ軸和y軸應用相同的閾值。圖8圖示了通過相同幅值但是不同相位的兩個不同的交叉耦合通道的一個干擾器的self-FEXT的投影。一個通道802不引起干擾器的旋轉，而另一個通道804引起π/4的順時針旋轉。與相同水平的AWGN噪聲的分布進行比較，由于self-FEXT在受害者用戶上的存在而導致的誤差在χ方向和y方向的分布分別通過兩個通道802、804圖示。由self-FEXT 導致的誤差的方差會基于串擾通道導致的旋轉而不同。因此，要確定的閾值能夠不僅考慮串擾通道的衰減幅度，還要考慮交叉耦合的相位。如圖9所示，使用輸入信號的瞬時水平執(zhí)行部分self-FEXT消除的目的是將self-FEXT的作用降低到接近或小于AWGN背景噪聲的水平，該噪聲由受害者用戶在 self-FEXT自由環(huán)境中經歷。對于self-FEXT的均勻分布能夠通過高斯分布近似的程度， self-FEXT消除之后的誤差信號的分布應該是這樣，即方差σ’.22σ2接近于self-FEXT自由環(huán)境的方差σ2。對于多種實施方式，確定特定的星座點輸入是否應用于部分消除過程包括比較沿χ軸和y軸的輸入星座輸入信號與一組預定的閾值，該閾值依賴于self-FEXT串擾耦合系數(shù)的實部和虛部的相對幅值。對于一些實施方式，該比較在輸入信號自身的實部和虛部幅值的比較之前或之后進行。為進一步說明所描述的概念，考慮了以下內容。首先，讓(X+jY)表示星座點到給定用戶的self-FEXT消除器的復數(shù)輸入，并讓C = Cr+jCi表示可能與輸入信號(X+jY)相乘的消除器系數(shù)。根據(jù)多種實施方式，可以實施較低復雜度的方法以僅基于確定實部的預編碼輸出Sr = (XCr-YCi)或者虛部的輸出分量Si = (XCi+YCr)是否在某個閾值以下來選擇用于消除的干擾器?？紤]下述場景。首先，假設X>>Y，且Cr>>Ci。在這個事例中， Sr = (XCr-YCi) =XCr >> Si = (XCi+YCr)，且X相對于Cr的相對幅值能夠單獨地用于確定是否考慮特定的輸入信號。另一方面，如果X >> Y，且 Cr = Ci，那么 Sr = (XCr-YCi) =XCr =Si = (XCi+YCr) =)(Ci。這里，X相對于Max(Cr，Ci)的相對幅值能夠用于確定是否考慮輸入信號。最后，如果 X >> Y，且 Cr << Ci，那么 Sr = (XCr-YCi) << Si = (XCi+YCr) = XCi0在這個實例中，X關于Ci的相對幅值能夠單獨用于判斷是否考慮輸入信號。如果X << Y，一組對應的結果能夠類似地實現(xiàn)。上面的方法通常易于實施，因為實部和虛部的幅值的比較典型地包括確定在值的固定點表示的最高有效位的位置。在多種實施方式中能夠實施不同的決定過程。在前描述的用于在FEXT消除過程中考慮輸入信號水平的閾值可能與輸入信號的能量關聯(lián)，并且因此能夠作為星座輸入信號的半徑應用。位于這個半徑以內(也就是說，在閾值652以下)的星座點不會被考慮作為FEXT消除過程的輸入，而那些位于半徑以外的星座點會被考慮用于FEXT消除過程。注意對于一些實施方式，閾值能夠關于輸入星座的χ 軸和y軸而不同。對于一些實施方式，預編碼器和/或消除器能夠實現(xiàn)為一觸式復數(shù)乘法器。相應地，這些實施方式可以包括可選擇的符號選擇過程，其包括知曉消除器系數(shù)的實部 (Cr)和虛部(Ci)的相對幅值(及可能的符號)，比較接收到的星座點的相對的實部和虛部幅值?，F(xiàn)在描述確定閾值的多種方式。一種方式考慮在執(zhí)行部分FEXT消除以后余下的剩余self-FEXT相對于背景噪聲分量的幅值的相對水平，該背景噪聲分量在那個特定頻率影響受害者用戶。影響受害者用戶的背景噪聲假定為高斯噪聲，而剩余self-FEXT是隨機過程，其通過已知的self-FEXT耦合通道系數(shù)和已知的輸入信號確定。已知的輸入信號受限于落入由沿χ軸和y軸的閾值界定的邊界以內的星座點。由于合成信號是高斯信號和具有有限支持(with limited support)的均勻分布的信號的和，合成信號本質上不是高斯信號，合成信號能夠通過高斯信號進行近似，其方差與該兩個信號的方差相等。應該確定部分消除過程的χ輸入和y輸入的閾值的推導，以便合成信號的噪聲方差落入沿χ軸和y軸所需要的方差以下，以滿足受害者用戶星座的一定的信噪比和誤碼率(BER)。另一個確定閾值的方式考慮由于每一干擾器的作用而引起的在每個窗內的FEXT的概率密度函數(shù)(pdf)(或信號能量)。閾值被確定以便組合的self-FEXT 落在某一水平以下。下面的實施方式舉例說明所描述的部分消除技術的應用，以實現(xiàn)降低self-FEXT 預編碼器、消除器乘法操作的功率消耗。首先，應該注意，典型的self-FEXT信號水平將低于在接收器處見到的受害者的信號水平的15到20dB或者更多dB。99% FEXT耦合幅值由下式給出C99o/o (/,J) = 1.59x10"10 X/V^"其中f是以Hz為單位的頻率，d是以米為單位的環(huán)路長度。作為非限制性實例，假
12Sf = 3MHz且d = 300m。在這種情況中，F(xiàn)EXT耦合的幅度會低于8. 26x10^的概率會近似為0.99。下面的耦合矩陣是從共享300m AWG^線(bundle)的一個5用戶的系統(tǒng)中得到。 耦合色散(dispersion)用相對于99%最壞的事例情況的dB值表示。它說明在實踐中經歷 FEXT耦合傳遞函數(shù)的可能性，耦合傳遞函數(shù)遠低于直接通道信號水平。 0 9.8 22.0 57.2 8.8 “ 30.4 0 11.8 33.5 34.6 D =
22.5 13.2 0 14.7 25.6 13.3 9.1 3.5 0 10.5 5.9 15.3 19.9 12.1 0FEXT信號水平與受害者用戶的直接通道信號水平相比的相對弱勢會產生預編碼器系數(shù)和消除器系數(shù)，所述系數(shù)具有相對較小的幅值，因為它們乘以能源標準化的輸入信號。因此，對于多種實施方式，復數(shù)預編碼器或消除器系數(shù)Cr+jCi通常會以具有1個符號位、E個指數(shù)位和M個基數(shù)位的偽浮點格式編碼。E個指數(shù)位的確定會是這樣基數(shù)位表示區(qū)間[_1，1]內的歸一化值。通過這樣做，復數(shù)預編碼器或消除器系數(shù)Cr+jC可以表示為歸一化的復數(shù)值(Cr+jCi)和實數(shù)幅值C’的乘積C’* (Cr+jCi)。在一個定點二進制補碼乘法中，這個乘積通常會被實現(xiàn)為移位器，其后是歸一化的復數(shù)乘法。由于self-FEXT通道和預編碼器或消除器值衰減干擾器的信號(與直接通道受害者信號比較)，這個移位器是對應于衰減的下行移位操作?，F(xiàn)在參考圖10A，其圖示了預編碼器或消除器單元的實現(xiàn)，其中以偽浮點格式存儲的系數(shù)在二步過程中擴展到實數(shù)值和虛數(shù)值Cr+jCi。這包括通過歸一化系數(shù)(Cr+jCi)的系數(shù)提取器608進行提取，其被傳遞到下行移位器601、603，且在與干擾器QAM輸入數(shù)據(jù)相乘之前，被下行移位與由指數(shù)表示的數(shù)字相等的數(shù)量。為了補償進入受害者的干擾器信號的交叉耦合，復數(shù)乘法器602的復數(shù)輸出會經過取整器605、607增加或減少受害者直接通道的分量。圖IOB描述了一個實施方式，其中從儲存器中提取歸一化的系數(shù)(Cr+jCi)，且將其提供給乘法器602的輸入，而在與歸一化系數(shù)相乘之前，下行移位器601、603直接將干擾器輸入數(shù)據(jù)下行移位與指數(shù)表示的數(shù)字相等的量。輸出結果與圖IOA中的結果一致，而該系數(shù)被下行移位，代替了干擾器的輸入數(shù)據(jù)。注意，下行移位輸入數(shù)據(jù)而不是下行移位系數(shù)的好處是丟棄在某一閾值以下的輸入數(shù)據(jù)的概念是用下行移位操作自動完成的，如前描述。由于下行移位操作的結果，任何在閾值以下的與指數(shù)關聯(lián)的數(shù)據(jù)會作為零提供到乘法器的輸入。多種實施方式可以包括具有輔助硬件的乘法器，其不通過內部寄存器并且每當零輸入信號被提供作為操作數(shù)之一時輸出常數(shù)零值，并且受益于降低的功率消耗。換句話說，每當X+jY星座輸入信號在閾值以下時，下行移位操作會產生到乘法器的X’ +jY’輸入，其具有實部和/或虛部，沒有有效位留下。復數(shù)乘法器602，其會輸出常數(shù)零值而不通過內部和外部寄存器，當X’和Y’輸入數(shù)據(jù)都是零時會在它的操作中節(jié)省功率，并且組合的下行移位和復數(shù)乘法器會執(zhí)行在圖6 中示例的輸入信號選擇過程。只有落在灰色陰影盒子(box)(該盒子的邊界由閾值確定) 之外的星座點在部分消除過程中會被考慮。簡要參考圖12，其示出具有增加的硬件電路的復數(shù)乘法器的一種可能的實施方式，該乘法器在輸入數(shù)據(jù)的實部和虛部都是零時能夠輸出零。所描述的多種實施方式利用了影響受害者用戶的self-FEXT干擾器的相對水平。 將self-FEXT耦合系數(shù)編碼為偽浮點格式和每一輸入干擾器數(shù)據(jù)的下行移位的對應指數(shù)的應用，其直接與給定的干擾器和受害者之間的耦合的衰減相關。這有效地允許為每一干擾器輸入數(shù)據(jù)設置不同的閾值，這個根據(jù)干擾器的閾值會有效平衡由每一進入受害者用戶的干擾器引起的剩余self-FEXT的量，因此實現(xiàn)部分消除的目標。就這點進行描述的多種實施方式主要考慮所有干擾器和給定受害者之間的耦合的相對幅值，但是沒有明確地考慮與背景噪聲的貢獻水平相比的、要在受害者用戶上實現(xiàn)的目標剩余FEXT噪聲水平?，F(xiàn)在描述的實施方式考慮了那個方面。對于部分FEXT消除方案的一些實施方式，沒有被消除的受害者線上的剩余 self-FEXT信號的量由消除器或預編碼器處理的最低輸出信號值確定?；诖耍瑢τ谠摬糠窒^程，只有在某閾值之外的輸入信號水平被考慮，因為在這個一觸式復數(shù)預編碼器、消除器操作的輸入和輸出信號水平之間存在直接聯(lián)系?；谑Ｓ鄐elf-FEXT相對于在受害者用戶上的背景噪聲水平的相對水平丟棄落在給定值以下的輸出信號水平，等同于決定在消除器或預編碼器的輸入應該被考慮用于部分消除過程的最小信號水平。由于最小輸入信號水平增加，剩余FEXT的量也增加。因此，實現(xiàn)在能量上與較高的背景噪聲下限相似的剩余 FEXT能量水平，暗示將輸入閾值設置到較高的值。在圖IOB描述的架構中使用較高的閾值對應于使用下行移位器701和703對輸入數(shù)據(jù)執(zhí)行附加的下行移位。但是，輸入數(shù)據(jù)的附加的下行移位應該通過使用上行移位器711、716對系數(shù)或輸出數(shù)據(jù)進行上行移位來補償， 如圖IlAUlB所示。上行移位補償保持總的FEXT耦合系數(shù)幅值一致，而不管所選擇的用于基于受害者用戶上的目標SNR和預期的剩余self-FEXT水平而選擇的輸入數(shù)據(jù)的閾值。參考圖11C， 其示出了一種實施方式，其中，用于表示耦合系數(shù)的幅值的初始指數(shù)位還用于指示所要求的作為目標剩余FEXT水平的函數(shù)的附加的下行移位。由于干擾器輸入數(shù)據(jù)基于16比特進行編碼，因此可能的下行移位的最大數(shù)被限制于16 (4比特)。但是，系數(shù)總線7 從12比特增加到16比特，以便允許復數(shù)預編碼器或消除器系數(shù)Cr+jCi以C”*(cr”+jci”)格式進行存儲，其由指數(shù)數(shù)字組成，該指數(shù)數(shù)字包括附加的下行移位和歸一化的復數(shù)值(cr”+jci”)， 該復數(shù)值在幅值上能夠超過1。16比特系數(shù)總線7 與乘法器的輸入以這樣一種方式對齊，其中，當由目標SNR/剩余FEXT水平設置的附加的下行移位的數(shù)是零時，只使用較低的 12比特，因而回到在前示出圖IOB的實施方式。下面的部分FEXT消除的實施方式實現(xiàn)了在更大數(shù)量的干擾器之間復用一組給定的乘法器的資源。圖13A圖示了乘法器電路902的一種可能的實現(xiàn)，其在多個干擾器的數(shù)據(jù)輸入之間多路復用。如果從數(shù)據(jù)總線904獲取的并且根據(jù)針對特定的干擾器限定的閾值適當?shù)叵滦幸莆坏臄?shù)據(jù)產生全零值，復用器906會丟棄輸入并產生零輸出，同時獲取下一個干擾器/系數(shù)組以提供到乘法器輸入用于計算。通過允許這樣的多個干擾器的輸入數(shù)據(jù)到公共乘法器資源的動態(tài)復用，能夠實現(xiàn)對乘法器資源的更好的時間利用。該受益于時間復用公共資源的能力假設了多個輸入數(shù)據(jù)能夠在少于與一個乘法操作關聯(lián)的時間內提供到乘法器902。作為一個非限制性的例子，如果50%的干擾器的移位的輸入數(shù)據(jù)對于給定的符號在所有的干擾器都統(tǒng)計為零，那么在多個連續(xù)移位的輸入數(shù)據(jù)集合為全零的情況下，多個干擾器的輸入數(shù)據(jù)相關的系數(shù)的一系列集合應該呈現(xiàn)到乘法器單元。圖13B圖示了每一個單獨的干擾器進入多個受害者用戶的耦合系數(shù)的排序的實施方式，其能夠被設想為便于采用另一個輸入復用概念。在圖13B中，預編碼器/消除器計算過程通過干擾器輸入數(shù)據(jù)共同與選擇的干擾器受害者系數(shù)相乘來呈現(xiàn)，該系數(shù)表示所選擇的干擾器與所有受害者用戶之間的耦合。對于一些實施方式，該過程以這樣一種方式執(zhí)行，即與給定音頻上的一個干擾器對應的輸入數(shù)據(jù)被呈現(xiàn)到乘法資源并使用進入所有受害者用戶的這個干擾器的影響相關的所有耦合系數(shù)進行處理，其已經基于耦合系數(shù)的幅值預先排序。由于一個給定干擾器的相同的輸入數(shù)據(jù)被逐漸下行移位，并且由于與較弱的耦合通道關聯(lián)的耦合系數(shù)被視為越來越多地衰減，因此，圖13A的乘法器的輸入數(shù)據(jù)會出現(xiàn)全零，并且因為達到了某一衰減水平，乘法過程對于所有后續(xù)的受害者用戶能夠停止。在這點上，來自另一個干擾器的其他輸入數(shù)據(jù)能夠考慮用于處理。這在圖13B中圖示，其中干擾器輸入數(shù)據(jù)從干擾器1到干擾器N順序呈現(xiàn)。對于每一個在考慮之中的干擾器數(shù)據(jù)(例如干擾器2，其在圖中被圈出)，進入N-I個受害者用戶的關聯(lián)的預排序的耦合系數(shù)被連續(xù)地獲取。如圖所示，干擾器2與受害者用戶3的耦合在與任何受害者的所有耦合中具有最大幅值。隨后是干擾器2與受害者用戶1和受害者用戶J的耦合，因此，產生與干擾器2對應的干擾器/受害者耦合系數(shù)的有序集合。對于這個非限制性例子，與受害者用戶5的耦合在干擾器2與任何受害者的所有耦合中具有最小幅值。對于干擾器2的任何輸入信號水平，與用戶5的系數(shù)關聯(lián)的下行移位會比與用戶J關聯(lián)的下行移位更多，其比與用戶1或者甚至用戶3關聯(lián)的下行移位更多。 但是，對于干擾器2的給定的瞬時輸入信號水平，與特定的受害者用戶關聯(lián)的下行移位的量可能產生到乘法器的輸入的零輸入，如圖13B針對用戶J所圖示的。因此，應當強調，對受害者J的這個給定輸入信號的處理能夠避免，對在與干擾器2關聯(lián)的排序過程中在J后面的所有受害者用戶的處理一起避免。一旦到達這個階段，干擾器3的瞬時信號的處理和這個干擾器與所有受害者的預排序的耦合系數(shù)的預獲取可以執(zhí)行。應當注意，該部分消除方案的實施方式提供節(jié)電處理和資源共享的優(yōu)點。還要注意，排序能夠僅根據(jù)與FEXT通道的耦合關聯(lián)的下行移位器或閾值的相對值進行，或者在其他實施方式中，排序能夠根據(jù)與FEXT通道的耦合關聯(lián)的下行移位或閾值的相對值，及與每一受害者用戶相關的目標SNR或剩余FEXT來進行。節(jié)電和資源共享的優(yōu)點能夠通過根據(jù)與考慮中的干擾器對多個受害者用戶的影響關聯(lián)的閾值的相對值執(zhí)行排序過程實現(xiàn)?？偟膩碚f，基于與輸入數(shù)據(jù)關聯(lián)的閾值來復用乘法器的輸入，或者減小了針對給定的一組干擾器的乘法的量，或者導致在給定時間片內更大數(shù)量的乘法以實現(xiàn)更大數(shù)量的干擾器/受害者預編碼或消除過程。在這個非限制性例子中，給定干擾器與所有受害者用戶的系數(shù)的簡單排序能夠被容易地實施，以減少與給定干擾器對所有受害者的影響的乘法相關聯(lián)的計算時間。除了節(jié)電，排序允許人們集中乘法器花費在計算一個干擾器對給定受害者的可忽略的影響上的空閑時間，并繞過這個計算。 除了節(jié)省時間，所描述的實施方式還減少了與獲取系數(shù)和傳送其他內部數(shù)據(jù)關聯(lián)的移動。
部分FEXT消除的一些實施方式可以被執(zhí)行，以便可以實現(xiàn)減少在self-FEXT預編碼器的實體和消除器架構之間的數(shù)據(jù)傳送。注意，通過之前描述的實施方式，還能夠實現(xiàn)在 self-FEXT預編碼器或消除器內的數(shù)據(jù)傳送的內部減少，因此降低數(shù)據(jù)帶寬要求。返回參考圖13B，對于排序的受害者用戶j和以下的用戶，干擾器2的計算的FEXT分量不需要被增加到與每一受害者用戶關聯(lián)的部分FEXT消除累積，因此減少了內部數(shù)據(jù)傳送。同樣，對于干擾器2，在預排序的系數(shù)表內在受害者j后面的系數(shù)獲取操作沒有必要，因為不會處理干擾器2進入受害者j后面的受害者的對應的FEXT分量，因此也限制了一些內部數(shù)據(jù)傳送。進一步地，帶寬的減小能夠在self-FEXT預編碼器或消除器架構上實現(xiàn)，如在圖 14B和圖14D中詳細介紹的非對角的架構。在圖14A中，示出了預編碼器和兩個DSL用戶N 和M的DSL PHY設備的關聯(lián)的接口的整體架構。對于非對角預編碼器的一些實施方式，應當注意用于傳輸DSL用戶N的數(shù)據(jù)的直接路徑的存在、以及非直接路徑的存在，該非直接路徑主要存在于所有其他用戶(用戶M)的FEXT評估中。該兩個元件組合并在線上傳輸，但是該處理的實際劃分做法如下。如圖14A中所圖示的，DSL用戶N執(zhí)行星座映射，并且全精度地對用戶N的數(shù)據(jù)進行增益縮放。用戶N的數(shù)據(jù)經過接口 1420傳輸?shù)紻SM3處理器131以用于預編碼。該預編碼包括兩個部分首先它從用戶N的輸入數(shù)據(jù)獲取從用戶N進入用戶 M的FEXT分量的估計值。然后將這個估計值從用戶M的信號減去，并傳遞到用戶M的IFFT 1434。用戶N輸入數(shù)據(jù)還接收來自用戶M的FEXT的估計值。用戶N的經處理的直接路徑數(shù)據(jù)與其他用戶的FEXT估計值結合然后被傳遞到IFFT用于在用戶N的線上傳輸。圖14A 圖示了這個過程，其中在在經過接口 1430呈現(xiàn)到IFFT輸入緩沖器1432之前，用戶N的直接路徑元件1442與用戶M的FEXT估計值和直接通道的更高次序的對角元件在DSM3處理器內進行組合。圖14B圖示了這個預編碼器架構的替換方案，其中直接路徑和FEXT估計值的結合操作在DSL PHY上執(zhí)行，而不在DSM3處理器上執(zhí)行。這樣的基于輸入信號的瞬時幅值和公共資源的復用的部分消除實施方式致力于減少在DSM3預編碼過程的不同實體之間的接口 1420上的帶寬利用。當DSM3預編碼器的輸入數(shù)據(jù)落入與預期的剩余self-FEXT關聯(lián)的閾值以下時，那個輸入數(shù)據(jù)不被傳輸?shù)筋A編碼器。注意，這個圖14A和14B的下行預編碼例子的應用也能夠擴展到上行消除器架構中。這樣的消除器架構中在圖14C和圖14D中圖示。在圖14C中，DSL用戶N的直接路徑在接口 1440上傳輸?shù)紻SM3處理器131，在此， 在經過DSM3處理器、DSL PHY用戶N接口 1450傳輸回去之前，它與DSM3消除器處理器上的用戶M的FEXT輸出估計值重新組合。圖14D示出了非對角線的差異的架構的實施方式， 其中用戶N的直接路徑分量與用戶M的FEXT輸出估計值在DSL PHY層上重新結合，而不在 DSM3處理器上進行結合。如果在用戶N的FFT輸出緩沖器的輸出的DSL用戶N的輸入數(shù)據(jù)落在與用戶N進入用戶M的預期的剩余self-FEXT相關的某一閾值以下，這樣的架構允許在DSL PHY和DMS3處理器之間的接口 1440處的帶寬的減小。如果對于給定音頻的FFT輸出緩沖器的輸出落在這個預定的閾值以下，則該數(shù)據(jù)不會傳輸?shù)紻SM3處理器，因此減小了接口處的帶寬。對于在預編碼器或消除器架構中的部分消除的實施方式，與每一干擾器輸入相關的閾值的確定在這部分解釋。對于多種實施方式，可以實施兩種模式。第一種模式考慮在部分消除以后產生總的剩余self-FEXT相對于在那個特定頻率影響受害者用戶的背景噪聲分量的幅值的相對水平?？紤]了影響受害者用戶的背景噪聲是高斯噪聲的事實，當剩余 seIf-FEXT是隨機過程時，其完全由已知的self-FEXT耦合通道系數(shù)和已知的輸入信號確定，該輸入信號受限于落在由沿χ和1軸的閾值界定的邊界內的星座點。由于合成的信號是高斯信號和具有有限支持的均勻分布的信號的和，合成的信號本身不服從高斯分布。但是，它能夠通過高斯信號近似，該信號的方差與兩個信號的方差的和相等。應該確定部分消除過程的χ和y輸入的閾值的推導，以便合成信號的噪聲方差落在沿χ軸和y軸需要的方差以下，獨立或結合地滿足在受害者用戶星座上某一 SNR和BER。在下面，推導了 χ軸和y 軸的閾值。注意此處提供的方法能夠分別地或同時地應用到串擾的χ軸和y軸分量。部分FEXT消除的目標是基于可用的資源(復雜度、功率等)實現(xiàn)可能的最大速率。如之前關于常規(guī)方式討論的，一種實現(xiàn)高速率的方式是通過針對給定受害者對所有音頻上的耦合執(zhí)行離線預處理和排序，和僅處理用于部分消除的、如此排序的耦合干擾器的子集。但是，這個方案不考慮瞬時發(fā)射符號能量的變化，其在較大的QAM星座中能夠顯著地變化(達到42dB)。所以，部分消除的更優(yōu)化的排序包括處理來自在一個受害者上產生的在所有音頻上多種干擾器的串擾能量和對它們進行排序以在每一單個DMT符號處進行消除。 瞬時線排序和音頻排序能夠基于DMT符號進行應用。一種更加優(yōu)化的實現(xiàn)包括結合線和音頻排序，其基于多種干擾器對受害者的在所有音頻上的瞬時串擾能量來執(zhí)行?；谒矔r能量排序的其他實施方式也是可行的。但是，這個排序潛在地包括大量的在線計算，因此使執(zhí)行部分消除的目的失敗。因此，多種實施方式考慮了這個因素，并且將離線排序與最小在線計算結合，并且因此或者獲得了速率(對于相同的計算復雜度)或者減少了計算(對于給定的速率)。這通過固定對于每一受害者的在每一音頻的閾值完成，以便它丟棄在它以下的輸入數(shù)據(jù)。多種實施方式可以或者以干擾器上的由受害者產生的FEXT為閾值，或者以特定受害者的干擾器的輸入信號能量為閾值(在該能量被處理之前)。應當再次強調，可以包括在每一音頻上的所有干擾器的分離的閾值。確定閾值涉及考慮多種因素，包括平均輸入信號能量(也就是在下行方向的發(fā)射符號的平均能量和在上行方向的接收符號的平均能量)，在受害者和干擾器之間的串擾耦合，以及使用部分消除方案實現(xiàn)的目標SNR。目標SNR或者剩余噪聲水平的實際值能夠通過其他因素確定，如后續(xù)描述?，F(xiàn)在描述兩個確定對于任一受害者的在任一音頻上的閾值的方案。在第一個方案中，所有干擾器的串擾的輸入估計值與公共閾值比較，并且小于閾值的串擾能量不被因為消除或預編碼目而進行進一步處理。注意，對于多種實施方式，這個閾值對于特定音頻在給定受害者上的干擾器的影響相同。但是，對于其他實施方式，也可以實施不同的閾值。串擾能量是耦合幅值和輸入信號水平的積。在這個方案中的閾值被獲得以便剩余部分FEXT從統(tǒng)計的角度實現(xiàn)目標SNR。在下面描述的實施方式中，分別考慮了對閾值的實部和虛部的推導。進一步地， 假設從給定受害者到用戶的串擾能量是連續(xù)的，并且在任何兩個分別考慮的方向具有均勻 Pdf0但是，串擾能量在許多QAM星座中可能不是均勻分布的。下面呈現(xiàn)的方法將仍然可適用于串擾的非均勻的Pdf。進一步地，對于χ和y方向的單一公共閾值還能夠用所提供的方法計算。下面提供的實施方式僅作為用于確定閾值的方法的一個例子并且決不限制該方法。
考慮在所有干擾器和受害者之間的實際耦合系數(shù)和沿著星座的χ軸的輸入方差。 因此，所有的剩余FEXT信號會沿受害者星座的χ軸進行投影。假設在一個音頻上的對于所有定向的用戶的沿χ方向的共模串擾能量閾值用￡th表示。設干擾器的總數(shù)為N。另外，對于第i個干擾器，設最大串擾能量為￡,max，且最小串擾能量(對應于與原點最接近的符號) 為￡廣。剩余FEXT能量的預期的值(假設通過干擾器系數(shù)i在受害者上的閾值為ε th)由下式給定
,2min \2 E {residual — FEXT _ disturber i}
(ε2(/)-(εΓ)2)
2(ε廣-ε； )其中，E表示期望運算符。因此，在部分消除后由所有干擾器產生的對于一個受害者的總的剩余FEXT是
ν (ε2 _(ε min)2)E{residual — FEXT — on _ victim} = Σ -~'jl^~' mn
'=1 2(ε,max -e'111")設受害者的目標噪聲水平是o2t ，那么通過之前的等式，推導出下面的等式
N /V 2min \ 2
=1 2(8,max -ε； ")
(ε2// -(εΓ")2)=σ2
Az max _ min \tor對于較大的消除，能夠假設ε;·-￡廣并且=0。基于此，可以導出下面的表達式
(ε,J2 二^^ι=ν ι
Σ
c max
t-；假設最大星座能量λ max對所有星座大小都相同，這導致e,max = λ1ΜΧ I Ci I2。則上面的
等式能夠被寫為
ic、2 _ /οι.λ1113Χ (tV/"—i=N ι
X-lT
'=丨 I I2注意，ε &是要應用在影響受害者用戶的多種干擾器的單獨的串擾能量上的閾值。 為了將這個閾值報告給每一干擾器的輸入信號，需要在上述等式中考慮該耦合。對于Y方向也可以進行類似的分析。上面的用于推導閾值的等式基于所有進入受害者用戶的干擾器的剩余FEXT能量。如果在干擾器和受害者之間的耦合是未知的或視為相同的，僅基于干擾器的信號能量也能夠得到閾值的類似推導。上面描述的使用閾值的方法實現(xiàn)了目標SNR，該目標SNR能夠被設置為任何需要的值。注意對于一些實施方式，使用公共閾值的概念能夠擴展到包括對于給定受害者的每一干擾器的單獨的閾值。在這個事例中，決定用于每一干擾器的在部分串擾消除后的目
標噪聲能量(O 2) \ar,以便所有干擾器的噪聲能量的總和是O 2t ，即。在部
/=1
分消除后的單個干擾器的剩余目標FEXT通過(ο 2) \ar給出
(c2min Λ (σ2 )'lar = E{residual — FEXT — disturber _ i) = ^ax ’ Jn ‘
_ 2(e,max -e,mm)
對于這樣的實施方式，對每一干擾器保持閾值分離。這個實施方式的一個例子是，當單個目標剩余FEXT針對特定受害者的所有干擾器都相等時，因此，對于N個干擾器為(σ 2)'to, = ^。現(xiàn)在能夠應用上面的等式，使用如上面概述的期望值法能獲得單個的閾值 (ε 2)、。在這個事例中，每一個干擾器的單獨的閾值與通過與每一干擾器關聯(lián)的耦合系數(shù)在消除器的輸出獲得的公共閾值相關。一些實施方式采用所描述的部分FEXT消除技術來實現(xiàn)self-FEXT預編碼器、消除器、乘法操作的功率消耗的降低。其他實施方式集中于實現(xiàn)在更大數(shù)量的干擾器之間的一組給定的乘法器的資源的復用。而其他實施方式致力于應用描述的部分FEXT消除技術減少在self-FEXT預編碼器中的實體和消除器架構之間的數(shù)據(jù)傳送。例如，這個帶寬的減小能夠在self-FEXT預編碼器和消除器架構上實現(xiàn)，其被作為如非對角線的架構或“差異化架構”的類型，如前文更詳細地描述的。返回參考圖2，其圖示了 DSL系統(tǒng)，其中可以執(zhí)行本文所描述的用于執(zhí)行瞬時 self-FEXT消除的多種實施方式。根據(jù)一些實施方式，系統(tǒng)200可以包括基于DMT的 VDSL(非常高的比特率的DSL)系統(tǒng)。如圖2中描述的，系統(tǒng)200包括N組CPE(用戶駐地設備)或用戶210a、210b、210c。系統(tǒng)200還包括用于執(zhí)行self-FEXT消除的FEXT減輕器 137。FEXT減輕器137包括用于減輕與下行方向關聯(lián)的FEXT的計算單元131，其中對于一些實施方式，計算單元131可以實現(xiàn)為ΜΙΜ0(多輸入/多輸出)預編碼器，但是用于減輕與上行方向關聯(lián)的FEXT，計算單元131可以包括MIMO消除器。計算單元131與每一 CO DSL 收發(fā)機M0a、240b、M0c的上行(UQ和下行(此)定向的PMD層緊密地耦合。FEXT減輕器 137還包括控制計算單元131的self-FEXT消除控制單元132。控制單元132包括估計器 135，其監(jiān)視給定干擾器的瞬時特性?？刂茊卧?32還包括用于根據(jù)閾值選擇要消除的干擾器的選擇器139。FEXT減輕器137還可以包括克服來自外部源的噪聲的消除器。CO 230還可以包括xDSL存取復用器(DSLAM)、PHY層設備M0a、240b、M0c和其他用于與用戶240a、 240b,240c交互的設備。如在前描述，由于所有用戶通常在相同的功率譜密度(PSD)規(guī)范下操作，所有定向的用戶(干擾器和受害者)的平均發(fā)射功率相同。因此，傳統(tǒng)的方法集中于基于FEXT耦合確定對于給定受害者哪個干擾器FEXT要消除且哪個干擾器不被消除，其假設FEXT耦合隨時間緩慢變化并因此為定數(shù)。對于傳統(tǒng)方法，這個方法通常被稱為線選擇。在CO處具有信號協(xié)作的定向的VDSL系統(tǒng)是在該領域的最近發(fā)展。給定有限量的計算資源和存儲資源， 當前的方式集中于音頻選擇，用于優(yōu)化音頻以執(zhí)行FEXT減輕，和/或線選擇以確定在每一音頻上要消除的干擾器的數(shù)量。在這個方面，雖然包括線選擇的傳統(tǒng)方法集中于基于耦合值執(zhí)行部分消除決定，它們未能集中于瞬時符號能量準則。當在瞬時DMT符號到DMT符號水平看時，從干擾器注入到受害者的self-FEXT噪聲依賴于干擾器上的瞬時發(fā)射功率，如果發(fā)射星座較大，瞬時發(fā)射功率從一個符號到另一個能夠差別很大。經常在定向的VDSL系統(tǒng)內，計算資源的有效分配有助于多個定向的用戶的數(shù)據(jù)速率的優(yōu)化。一個分配方案包括離線結合線和音頻選擇，其中所有資源僅基于干擾器和受害者之間的耦合而在受害者的所有音頻之間進行劃分。瞬時部分消除的一個實施方式基于閾值計算，以便部分消除在給定音頻上的總的期望乘法與使用上面的離線計算(基于線選擇、音頻選擇和/或結合線和音頻選擇)的分配數(shù)相等。能夠基于在每一音頻可用的剩余
19FEXT來確定閾值(如先前描述)類似的方式確定這個閾值。多種實施方式致力于動態(tài)分配資源以執(zhí)行單音頻FEXT減輕，其可以包括預編碼或FEXT消除。具體地，多種實施方式致力于DSM3 FEXT消除系統(tǒng)200，其中估計器135考慮了 FEXT干擾器輸入信號的瞬時能量和/或幅值水平，并且特別地，在干擾器星座上發(fā)射或接收的星座點的位置?？刂茊卧?32根據(jù)先前描述的技術基于預定的閾值執(zhí)行對FEXT消除單元131的控制。包括了基于單DMT符號的選擇過程，其中，選擇器139通過估測除FEXT耦合矩陣和/或預編碼器/消除器系數(shù)的實部和虛部分量的幅值(且對于一些實施方式，符號)之外的瞬時輸入信號幅值/能量水平來確定對于給定音頻要消除哪些干擾器。進一步地，F(xiàn)EXT 消除的多種實施方式在系統(tǒng)200實施，系統(tǒng)200包含DSM3處理器131和DSL物理(PHY)層設備240a、M0b、240c，其平衡在所述兩個設備之間交換的數(shù)據(jù)的精度的降低，因此降低在它們的各自的接口上的帶寬。即使參考了圖2中的CO中心的self-FEXT消除實施方式，總體來說，并且不考慮是否在C0430或CPE440a、440b、440c執(zhí)行FEXT減輕，部分self-FEXT消除在給定方向的操作(例如，上行與下行)的多種實施方式可以或者在CO 230或者在CPE 210a,210b,210c 實施。圖15圖示了用于執(zhí)行圖2所示的多種部件的裝置的實施方式。通常來說，用于執(zhí)行部分self-FEXT消除的多種實施方式可以在許多計算設備中的任一個實施。不管其具體布置，圖2中的FEXT減輕器137可以包括存儲器1512、處理器1502、和海量存儲器15 ，其中這些設備的每一個都通過數(shù)據(jù)總線1510連接。處理器1502可以包括任何用戶定制的或市售的處理器、中央處理單元(CPU)或輔助處理器等與FEXT減輕器137相關的多個處理器、基于半導體的微處理器(微芯片的形式)、一個或多個專用集成電路(ASIC)、多個合適配置的數(shù)字邏輯門、以及其他眾所周知的電子配置，所述電子配置包括單獨地和以多種組合方式協(xié)調計算系統(tǒng)的總體操作的分立元件。存儲器1512能夠包括易失性存儲器元件(例如，隨機存取存儲器(RAM，例如 DRAM、SRAM等))和非易失性存儲器元件(例如，ROM、硬件驅動器、CDROM等)中的任意一種或組合。存儲器1512通常包括本機操作系統(tǒng)1514、一個或多個本機應用、仿真系統(tǒng)、或者用于多個操作系統(tǒng)的任意一個的仿真應用和/或仿真硬件平臺、仿真操作系統(tǒng)等等。例如，應用可以包括存儲在計算機可讀介質上并由處理器1502執(zhí)行的專用軟件1516，并且可以包括關于圖2描述的模塊137、131、132、135、139中的任意一個。本領域技術人員應當理解，存儲器1512能夠，并且通常會，包括其他出于簡潔目的而省略的部件。但是，應當注意， 模塊137、131、132、135、139還可以作為硬件實現(xiàn)。雖然在上面描述的部件中的任意一個包括軟件或代碼，這些部件包含在計算機可讀介質中，以由例如，在計算機系統(tǒng)或其他系統(tǒng)內的處理器的指令執(zhí)行系統(tǒng)使用或與其結合使用。在當前公開內容的上下文，計算機可讀介質指的是任何有形的介質，其能夠包括、 存儲或保持由指令執(zhí)行系統(tǒng)使用或與其結合使用的軟件或代碼。例如，計算機可讀介質可以存儲一個或多個用于由上面描述的處理設備1502執(zhí)行的程序。計算機可讀介質的更具體的例子可以包括便攜式計算機磁盤、隨機存取存儲器 (RAM)、只讀存儲器(ROM)、可擦除可編程只讀存儲器(EPROM、EEPROM或閃存)、和便攜式只讀存儲光盤(⑶ROM)。如圖15所示，F(xiàn)EXT減輕器137還可以包括海量存儲器15沈。對于一些實施方式，海量存儲器15 可以包括用于存儲和管理數(shù)據(jù)(例如，位加載表)的數(shù)據(jù)庫 1528。圖16描述了用于在圖2所示系統(tǒng)內執(zhí)行部分self-FEXT消除的過程的實施方式的頂級流程圖1600。以框1610開始，確定輸入信號的瞬時特性。對于這樣的實施方式，該特性包括輸入信號的幅值水平和輸入信號的能量水平中的至少一個。在框1620內，該方法還包括根據(jù)輸入信號的確定的瞬時特性來動態(tài)分配資源?？?630通過利用分配的資源執(zhí)行干擾器信號的FEXT消除來繼續(xù)。應當強調以上描述的實施方式只是可行的實施方式的例子。在沒有背離當前公開方案的原理的情況下，可以對上面描述的實施方式進行許多變化和修改。意在所有這樣的修改和變化包括在本文的公開方案的范圍內并且被所附的權利要求所保護。
權利要求
1.一種執(zhí)行單音頻減輕的方法，包括確定輸入信號的一個或多個瞬時特性，其中所述特性包括所述輸入信號的幅值水平和所述輸入信號的能量水平中的至少一個；根據(jù)所述輸入信號的所述一個或多個瞬時特性來確定是否處理所述輸入信號以用于減輕；和基于確定是否處理所述輸入信號以用于減輕，處理所述輸入信號以用于減輕。
2.如權利要求1所述的方法，其中所述單音頻減輕包括執(zhí)行部分遠端串擾(FEXT)減輕。
3.如權利要求2所述的方法，其中確定是否處理所述輸入信號以用于減輕包括 分配多個資源；和使用所分配的資源執(zhí)行對一個或多個干擾器信號的FEXT消除。
4.如權利要求3所述的方法，還包括基于以下中的至少一個來排序干擾器所述一個或多個干擾器與受害者用戶的耦合程度和所述一個或多個干擾器的輸入信號的水平。
5.如權利要求3所述的方法，其中確定所述輸入信號的瞬時特性包括 獨立地評估所述一個或多個干擾器信號的每一個輸入；和 選擇用于FEXT減輕的干擾器。
6.如權利要求3所述的方法，其中根據(jù)所述幅值水平確定所述輸入信號的瞬時特性包括將所述幅值水平與預定的閾值進行比較。
7.如權利要求6所述的方法，其中對于位于由所述預定的閾值限定的判定邊界以內的、與所述輸入信號關聯(lián)的星座點，繞過FEXT消除。
8.如權利要求6所述的方法，其中所述預定的閾值關于與所述輸入信號關聯(lián)的星座點的χ軸和y軸對稱地應用。
9.如權利要求6所述的方法，其中，所述預定的閾值關于與所述輸入信號關聯(lián)的星座點的X軸和1軸非對稱地應用。
10.如權利要求6所述的方法，其中，所述預定的閾值根據(jù)下列中的一個或多個獲得 平均輸入信號水平；在所述一個或多個干擾器信號與受害者用戶之間的耦合的幅值；和在執(zhí)行部分消除以后剩余FEXT相對于背景噪聲的目標水平。
11.如權利要求6所述的方法，其中所述預定的閾值根據(jù)分配給受害者用戶的給定音頻的許多計算資源而獲得，并且其中所述預定的閾值包括實部和虛部，用于與復數(shù)形式的接收信號進行分量比較以降低計算復雜度和降低功率消耗。
12.如權利要求11所述的方法，其中所述分量比較包括 下行移位所述輸入信號的實部和虛部；和將下行移位的實部和虛部與零值比較，以確定是否執(zhí)行乘法操作以減少功率消耗。
13.如權利要求11所述的方法，其中所述分量比較包括 下行移位所述輸入信號的實部和虛部；和將下行移位的實部和虛部與零值比較，以確定是否執(zhí)行乘法操作以用于資源共享。
14.如權利要求3所述的方法，還包括時間復用所述一個或多個干擾器的輸入到公共乘法器。
15.如權利要求3所述的方法，還包括基于下列中的至少一個將所述一個或多個干擾器與一個或多個受害者用戶的耦合系數(shù)進行排序所述一個或多個干擾器與每一個受害者用戶的相對于背景噪聲的耦合程度、 和所述一個或多個干擾器的FEXT信號的水平；和降低與針對預定數(shù)量的受害者用戶的FEXT消除相關的計算復雜度的水平。
16.如權利要求1所述的方法，其中所述單音頻減輕包括頻域回聲消除。
17.如權利要求1所述的方法，其中所述單音頻減輕在二乘二多輸入多輸出(MIMO)接收器中實施。
18.一種執(zhí)行單音頻遠端串擾(FEXT)減輕的方法，包括確定輸入信號的一個或多個瞬時特性，其中所述一個或多個瞬時特性包括所述輸入信號的幅值和所述輸入信號的能量水平中的一個或多個；和根據(jù)所述一個或多個瞬時特性選擇一個或多個要消除的干擾器，其中選擇一個或多個干擾器在單DMT (離散多音頻)符號基礎上執(zhí)行。
19.如權利要求18所述的方法，還包括基于將所述一個或多個瞬時特性與閾值比較來分配資源。
20.如權利要求19所述的方法，其中根據(jù)所述一個或多個瞬時特性選擇要消除的干擾器包括僅選擇各個干擾器的落入由所述閾值形成的判定邊界以內的星座點。
21.如權利要求19所述的方法，其中由所述閾值形成的所述判定邊界關于χ軸和y軸對稱。
22.如權利要求19所述的方法，其中所述閾值基于由于一個或多個干擾器而形成的每一個窗內產生的FEXT的概率密度函數(shù)(pdf)確定。
23.如權利要求19所述的方法，其中所述閾值基于在FEXT消除以后要實現(xiàn)的剩余 FEXT的目標水平確定。
24.如權利要求19所述的方法，其中公共閾值用于所有的干擾器。
25.如權利要求19所述的方法，其中針對每一個干擾器確定單獨的閾值。
26.一種系統(tǒng)，包括估計器，被配置成獲取一個或多個干擾器的瞬時特性；和選擇器，用于根據(jù)所述瞬時特性從所述一個或多個干擾器中進行選擇以用于消除，其中所述選擇器被配置成將所述瞬時特性與閾值比較；和遠端串擾(FEXT)減輕器，用于僅在所選擇的干擾器上執(zhí)行FEXT減輕。
全文摘要
描述了部分self-FEXT(遠端串擾)的系統(tǒng)和方法。一種方法等包括確定輸入信號的一個或多個瞬時特性，其中所述一個或多個瞬時特性包括所述輸入信號的幅值和所述輸入信號的能量水平中的一個或多個。該方法還包括根據(jù)所述一個或多個瞬時特性選擇一個或多個要消除的干擾器，其中基于單DMT(離散多音頻)符號來執(zhí)行選擇一個或多個干擾器。
文檔編號H04L5/12GK102415040SQ201080018187
公開日2012年4月11日 申請日期2010年2月26日 優(yōu)先權日2009年2月27日
發(fā)明者勞倫特·阿盧安, 尚卡爾·普拉克利亞, 普拉維什·比亞尼, 蘇倫德拉·普拉薩德, 阿米特·馬哈德萬 申請人:印度技術研究院, 易卡諾技術有限公司