專(zhuān)利名稱(chēng)：用于光學(xué)傳輸系統(tǒng)的時(shí)鐘恢復(fù)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于光學(xué)通信系統(tǒng)的接收機(jī)，尤其涉及雙極化正交相移鍵控系統(tǒng)中的時(shí)鐘恢復(fù)。
背景技術(shù)：
兩種基本的調(diào)制形式被用在光學(xué)通信系統(tǒng)中幅移鍵控(ASK)和相移鍵控(PSK)， 它們分別在所發(fā)射的光的幅度和相位中對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼。直接檢測(cè)法可以被用來(lái)檢測(cè)和接收ASK信號(hào)，而不被用來(lái)檢測(cè)和接收其中的數(shù)據(jù)無(wú)法從光的功率包絡(luò)恢復(fù)出來(lái)的PSK信號(hào)。 相干檢測(cè)(其中所接收的光被與光學(xué)本地振蕩器(LO)混合)使能PSK信號(hào)的接收。光學(xué)LO可以被鎖定到輸入光學(xué)信號(hào)的頻率和相位(零差接收)，或者可以被保持為非常接近但是不被精確鎖定到輸入光學(xué)信號(hào)(內(nèi)差接收)，或者可以處于顯著不同于輸入光學(xué)信號(hào)的頻率處(外差接收)。將光學(xué)LO鎖定到用于外差系統(tǒng)的輸入信號(hào)會(huì)在光學(xué)實(shí)現(xiàn)方面造成很多實(shí)際困難，同時(shí)外差接收要求使用高頻電子器件來(lái)去除頻率偏移。內(nèi)差接收提供了這樣的折衷光學(xué)LO的控制相對(duì)容易實(shí)現(xiàn)，并且電信號(hào)的帶寬被保持為同樣相對(duì)容易管理和處理的頻率。特定形式的PSK是其中每符號(hào)對(duì)兩個(gè)比特進(jìn)行編碼的四相PSK(QPSK)。QPSK信號(hào)的符號(hào)率是該信號(hào)攜帶的比特率的一半。圖1示出了 QPSK信號(hào)的功率10和電場(chǎng)11?？梢钥闯?，每個(gè)符號(hào)的光學(xué)功率是相同的，并且信息駐留在信號(hào)的光學(xué)相位中。光學(xué)功率包絡(luò)的變化是由符號(hào)之間的跳變導(dǎo)致的，并不傳遞任何信息。用于光學(xué)傳輸系統(tǒng)的光源一般是非常好地極化的激光。經(jīng)過(guò)獨(dú)立調(diào)制的源可以被極化復(fù)用以供傳輸，從而以雙極化QPSK (DP-QPSK)格式以單個(gè)波長(zhǎng)來(lái)發(fā)送每符號(hào)4個(gè)比特。 在DP-QPSK信號(hào)中，圖1中所示的功率和眼圖被獨(dú)立重復(fù)，盡管在每個(gè)極性上它們通常在發(fā)射機(jī)側(cè)在時(shí)間上被對(duì)齊。可以方便地從分別處于某符號(hào)率的4個(gè)獨(dú)立的數(shù)據(jù)信號(hào)生成DP-QPSK光學(xué)信號(hào)。 可以利用相對(duì)便宜的10(ib/s的電子組件，從四個(gè)10(ib/S的電信號(hào)生成40(ib/S DP-QPSK信號(hào)。圖2示出了由處于某符號(hào)率的四個(gè)信號(hào)20至23驅(qū)動(dòng)的DP-QPSK調(diào)制器的示意圖。圖3示出了用于接收DP-QPSK信號(hào)的接收機(jī)的示例。所接收的信號(hào)30被極化分束器31劃分為兩個(gè)正交的極化，并且每個(gè)信號(hào)被饋送到90°光學(xué)混合器32、33。光學(xué)LO 34也被饋送到每個(gè)混合器32和33，用于與數(shù)據(jù)信號(hào)混合。每個(gè)混合器的輸出被遞送到單獨(dú)的光電探測(cè)器35a、35b、35c、35d以將它們的幅度轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，然后這些電信號(hào)被模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)36a、36b、36c、36d轉(zhuǎn)換為數(shù)字值。這些值被傳遞給ASIC 37進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。來(lái)自光電二極管的輸出表達(dá)如下
Kc = K + ^ol2 = Kl2 如I2 + 2禮[EsxElo *}^90 =K+7 !2 =KI2 +\Ej+23{EsxElo *}
Vy0=\Esy + ELO\ =\Esy\+\EW\2+2^e{EsyELO*}
Vy90 = \Esy + JElo\2 = \Esy\2 +\Ewf + 23m {EsyELO *}每個(gè)等式右側(cè)的前兩項(xiàng)都比較小，或者可以被電子組件去除，留下由每行的右手側(cè)的項(xiàng)目表示的檢測(cè)出的信號(hào)。從而，傳遞給ASIC 37的每個(gè)電信號(hào)代表數(shù)據(jù)信號(hào)和光學(xué) LO的組合。所以，ASIC必須從這些信號(hào)去除殘余的L0，以使能數(shù)據(jù)的解碼。光學(xué)信號(hào)在它們的傳輸期間會(huì)例如，由于色散而遭遇失真。已知有限脈沖響應(yīng) (FIR)濾波器在去除諸如色散(CD)之類(lèi)的線(xiàn)性色散方面是有效的(參見(jiàn)例如，J. H. Winters 所著的"Equalization in Coherent Lightwave Systems Using a Fractionally Spaced Equalizer，，，JLT，Vol. 8, No. 10，1999 年 10 月和 Taylor, Μ. (2004)所著的 “Coherent detection method using DSP for demodulation of signal and subsequent equalization of propagation impairments", Photonics Technology Letters, IEEE 16 (2)，647-676，這兩項(xiàng)內(nèi)容通過(guò)引用被結(jié)合于此)。圖4示出了利用HR濾波器40來(lái)校正失真并利用載波恢復(fù)塊41來(lái)去除殘留的LO偏移信號(hào)的用于單極化的接收機(jī)的簡(jiǎn)化框圖。在FIR濾波器40的校正之后，符號(hào)是離散的并且由于LO偏移而被定位在任意相位(如42處所示)處。載波恢復(fù)塊41去除偏移，從而使得相位位于QPSK信號(hào)的期望星座圖43上。圖5示出了被如本領(lǐng)域公知的實(shí)現(xiàn)的HR濾波器40的示例配置。在傳輸期間，光學(xué)信號(hào)的極化被旋轉(zhuǎn)，并且可以被以任何任意的對(duì)齊方式接收，而不必像以上假設(shè)的那樣與接收機(jī)對(duì)齊。當(dāng)極化處于未知狀態(tài)時(shí)，HR濾波器的蝴蝶型結(jié)構(gòu)可以被用來(lái)處理所接收的信號(hào)。圖6示出了用于執(zhí)行這種解復(fù)用的濾波器結(jié)構(gòu)，如同例如 Savory ^Bf^rW "Digital Equalisation of 40Gbit/s per Wavelength Transmission over 2480km of Standard Fibre without Optical Dispersion Compensation，，， EC0C2006, Paper 2. 5. 5,2006中所描述的，其中該內(nèi)容通過(guò)引用被結(jié)合于此。圖7示出了用于光學(xué)通信系統(tǒng)的數(shù)字接收機(jī)系統(tǒng)的框圖。如上面所述，在塊32中輸入信號(hào)70被與本地振蕩器混合，并被饋送至一組四個(gè)光電二極管35。光電二極管的輸出在ADC 36中被數(shù)字化，并且輸出被傳遞到數(shù)字處理系統(tǒng)71。數(shù)字處理系統(tǒng)71—般由CMOS 專(zhuān)用集成電路(ASIC)提供，但是也可以是適用于執(zhí)行所要求的任務(wù)的任何系統(tǒng)(例如，DSP 是適當(dāng)?shù)?，其中ASIC被具體設(shè)計(jì)用于處理數(shù)字化信號(hào)并且包括校正失真的均衡器74。處理系統(tǒng)實(shí)時(shí)處理數(shù)據(jù)，所以必需能夠以滿(mǎn)數(shù)據(jù)載荷進(jìn)行操作。例如，一般的接收機(jī)可以接收 10至40(ib/S的信號(hào)用于處理。ASIC提供用于執(zhí)行該處理的方便的系統(tǒng)，因?yàn)樗鼈冊(cè)试S設(shè)計(jì)用于應(yīng)付如此高的數(shù)據(jù)速率的處理的高度并行的系統(tǒng)。ADC、處理系統(tǒng)、以及其他組件可以由單個(gè)設(shè)備提供，也可以在適當(dāng)?shù)那闆r下被分離在不同設(shè)備之間。相同或不同類(lèi)型的設(shè)備可以適用于每種功能。輸入信號(hào)的數(shù)據(jù)時(shí)鐘頻率和相位必須被得出，以使ADC可以以正確的點(diǎn)和采樣速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。如圖7中所示的傳統(tǒng)方式是使用有相位檢測(cè)器73和電壓控制振蕩器(VCO) 72形成的模擬鎖相環(huán)(PLL)。盡管沒(méi)有明確示出，但是將會(huì)明白，環(huán)路濾波器將被結(jié)合在PLL中。一般，將其定位在VCO附近是很方便的，所以可以認(rèn)為其形成了圖7中所示的VCO塊72的一部分。但是，傳入信號(hào)可以失真，從而使得該系統(tǒng)無(wú)法追蹤信號(hào)從而獲取時(shí)鐘相位。例如，失真校正可以容忍顯著高于傳統(tǒng)的模擬PLL已經(jīng)示出的能夠處理的10000 至20000ps/nm的偏差。圖8中所示的替代方法利用數(shù)字相位檢測(cè)器80對(duì)經(jīng)均衡的信號(hào)進(jìn)行操作來(lái)控制 VCO 72。為了滿(mǎn)足某些電信標(biāo)準(zhǔn)(例如，G. 8251)，可以要求大于IMHz的PLL帶寬。但是， 校正系統(tǒng)74將影響操作的延遲引入了 PLL。具體地，增益尖峰被引入，從而使得非常難(如果不是不可能的話(huà))滿(mǎn)足標(biāo)準(zhǔn)要求的性能。處理器可能需要10至40個(gè)時(shí)鐘周期來(lái)執(zhí)行均衡處理，并且一般以300至600MHz進(jìn)行操作(假設(shè)反饋環(huán)中有30至IOOns的延遲，這足以使IMHz的PLL的性能劣化)。圖9示出了證明具有IMHz帶寬的圖8的PLL上的延遲效果的抖動(dòng)屏蔽(Jitter mask) 0即使在該環(huán)中利用16個(gè)時(shí)鐘周期的延遲，性能也被降低到了所要求的等級(jí)之下。相反，在類(lèi)似的實(shí)數(shù)方式中，在無(wú)線(xiàn)電域中，處理速率遠(yuǎn)高于數(shù)據(jù)速率， 從而使得對(duì)于反饋環(huán)的操作的延遲不太明顯。所以，需要一種可以從諸如未經(jīng)補(bǔ)償?shù)腄P-QPSK信號(hào)之類(lèi)的高度失真的信號(hào)執(zhí)行時(shí)鐘恢復(fù)的時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)。光學(xué)傳輸系統(tǒng)接收機(jī)的啟動(dòng)可能是困難的或者不可能的。時(shí)鐘恢復(fù)和補(bǔ)償系統(tǒng)是相互依賴(lài)的，并且在一個(gè)系統(tǒng)沒(méi)有處于至少部分操作的狀態(tài)下另一個(gè)系統(tǒng)無(wú)法開(kāi)始操作。 所以需要一種能夠?qū)@樣的系統(tǒng)中的接收機(jī)進(jìn)行初始化的方法。

發(fā)明內(nèi)容
提供“發(fā)明內(nèi)容”以通過(guò)簡(jiǎn)要形式介紹在下面的“具體實(shí)施方式
”部分進(jìn)一步描述的概念的選擇。該“發(fā)明內(nèi)容”不用于標(biāo)識(shí)所請(qǐng)求保護(hù)的主題的關(guān)鍵特征或者本質(zhì)特征，也不用作確定所請(qǐng)求保護(hù)的主題的范圍的幫助。提供了一種用于從光學(xué)通信系統(tǒng)中的光電二極管接收至少一個(gè)輸入信號(hào)的接收機(jī)，包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，被配置為對(duì)至少一個(gè)輸入信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化并且輸出數(shù)字化信號(hào)；數(shù)字處理系統(tǒng)，被配置為處理數(shù)字化信號(hào)并輸出經(jīng)處理的信號(hào)；相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)經(jīng)處理的信號(hào)的定時(shí)相位并且輸出指示該相位的信號(hào)；時(shí)鐘源，該時(shí)鐘源向模數(shù)轉(zhuǎn)換器提供采樣時(shí)鐘信號(hào)，時(shí)鐘源具有指示所述經(jīng)處理的信號(hào)的相位的信號(hào)，作為控制采樣時(shí)鐘信號(hào)的輸入；以及延遲元件，被配置為延遲經(jīng)處理的信號(hào)并輸出延遲后的經(jīng)處理的信號(hào)， 延遲元件的延遲由相位檢測(cè)器的輸出控制。數(shù)字信號(hào)的處理可以包括在光學(xué)傳輸系統(tǒng)中弓丨入的失真的校正。數(shù)字處理系統(tǒng)可以包括用于處理數(shù)字化信號(hào)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。HR可以包括可變抽頭權(quán)重。抽頭權(quán)重更新算法可以被實(shí)現(xiàn)在處理系統(tǒng)中。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括被配置為對(duì)指示相位的信號(hào)進(jìn)行濾波的低通濾波器。指示相位的經(jīng)過(guò)濾的信號(hào)可以被延遲元件利用，并且未經(jīng)濾波的信號(hào)可以被時(shí)鐘源利用。指示相位的經(jīng)濾波的信號(hào)可以被延遲元件和時(shí)鐘源利用。
時(shí)鐘源可以被實(shí)現(xiàn)在具有至少一個(gè)ADC的設(shè)備中。時(shí)鐘源可以被實(shí)現(xiàn)為獨(dú)立于至少一個(gè)ADC的獨(dú)立設(shè)備。至少一個(gè)ADC和時(shí)鐘源可以被實(shí)現(xiàn)在第一設(shè)備中，并且處理系統(tǒng)可以被實(shí)現(xiàn)在第
二設(shè)備中。第二設(shè)備可以是ASIC。處理系統(tǒng)可以實(shí)時(shí)處理信號(hào)。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括至少一個(gè)光電二極管，每個(gè)光電二極管向ADC提供輸入。接收機(jī)可以包括四個(gè)ADC。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括光學(xué)本地振蕩器和被配置為將光學(xué)本地振蕩器與所接收的光學(xué)信號(hào)進(jìn)行混合的至少一個(gè)光學(xué)混合器，至少一個(gè)光學(xué)混合器的輸出是至少一個(gè)光電二極管的輸入。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括對(duì)數(shù)字處理系統(tǒng)的輸出進(jìn)行操作的載波恢復(fù)系統(tǒng)。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括被配置為判決所接收的符號(hào)的值的判決系統(tǒng)。抽頭更新算法可以利用包括以下內(nèi)容的輸入至少一個(gè)輸入信號(hào)的延遲版本，該延遲與延遲元件應(yīng)用于經(jīng)處理的信號(hào)的延遲相同；延遲元件的輸出；以及所判決出的符號(hào)。相位檢測(cè)器可以被配置為選擇與兩個(gè)極化有關(guān)的兩個(gè)信號(hào)中的一個(gè)或兩個(gè)信號(hào)。接收機(jī)可以進(jìn)一步包括用于中心化FIR濾波器的抽頭權(quán)重的抽頭權(quán)重中心化系統(tǒng)。接收機(jī)可以被配置為接收、校正、并且解碼雙極化正交相移鍵控光學(xué)信號(hào)。還提供了一種接收經(jīng)調(diào)制的光學(xué)信號(hào)的方法，包括以下步驟在至少一個(gè)光電二極管中接收光學(xué)信號(hào)；利用ADC對(duì)光電二極管的輸出進(jìn)行數(shù)字化以提供輸入信號(hào)；處理輸入信號(hào)以校正失真并且輸出經(jīng)校正的信號(hào)；監(jiān)控經(jīng)校正的信號(hào)的定時(shí)相位并輸出指示該相位的相位信號(hào)；利用相位信號(hào)來(lái)控制時(shí)鐘源向ADC提供時(shí)鐘信號(hào)；以及根據(jù)相位信號(hào)對(duì)經(jīng)校正的信號(hào)進(jìn)行延遲。還提供了一種優(yōu)化被用來(lái)校正光學(xué)通信接收機(jī)中的失真的HR濾波器中的抽頭權(quán)重的方法，包括以下步驟監(jiān)控FIR濾波器的抽頭權(quán)重中心；根據(jù)HR濾波器的中心抽頭位置計(jì)算抽頭權(quán)重中心的偏移；以及利用該偏移來(lái)定義ADC的采樣時(shí)鐘相位，其中該ADC的輸出被傳遞到HR濾波器?？梢酝ㄟ^(guò)將指示偏移的信號(hào)添加到指示由HR濾波器輸出的信號(hào)的相位的信號(hào)來(lái)定義采樣時(shí)鐘相位。該偏移可以被用來(lái)調(diào)整被應(yīng)用于FIR濾波器的輸出的延遲。還提供了一種最初獲取用于校正光學(xué)通信接收機(jī)中的失真的HR濾波器的抽頭權(quán)重的方法，該方法由接收機(jī)執(zhí)行并且包括以下步驟獲取并存儲(chǔ)所接收的信號(hào)的一系列采樣；將盲優(yōu)化算法應(yīng)用于該系列采樣以獲取被配置為對(duì)所接收的光學(xué)信號(hào)進(jìn)行均衡的接收機(jī)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的抽頭權(quán)重的估計(jì)。該方法可以進(jìn)一步包括將該系列采樣傳輸給數(shù)字處理系統(tǒng)并且在該處理系統(tǒng)中執(zhí)行盲優(yōu)化的步驟。盲優(yōu)化算法可以在向前和向后二個(gè)方向中被應(yīng)用于該系列采樣。
該方法可以進(jìn)一步包括將估計(jì)出的抽頭權(quán)重傳輸給HR濾波器的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括利用HR濾波器著手校正所接收的信號(hào)中的失真的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括激活接收機(jī)中的時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括獲取并存儲(chǔ)所接收的信號(hào)的又一系列采樣并且將盲優(yōu)化算法應(yīng)用于該又一系列采樣以獲取抽頭權(quán)重的經(jīng)改善的估計(jì)的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括將經(jīng)改善的抽頭權(quán)重應(yīng)用于FIR濾波器并且利用這些抽頭權(quán)重來(lái)校正所接收的信號(hào)中的失真的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括激活接收機(jī)中的判決系統(tǒng)以解碼所接收的信號(hào)所表示的值的步驟。該方法可以進(jìn)一步包括激活抽頭更新算法的步驟，所述算法被配置為對(duì)抽頭權(quán)重進(jìn)行優(yōu)化。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員顯而易見(jiàn)的是，優(yōu)選特征可以在適當(dāng)?shù)那闆r下被結(jié)合在一起，或者可以被與本發(fā)明的任一方面結(jié)合在一起。


將參考以下的附圖通過(guò)示例描述本發(fā)明的實(shí)施例，其中 圖1示出了 QPSK信號(hào)的功率和相位眼圖； 圖2示出了示例QPSK發(fā)射機(jī)； 圖3示出了相干接收機(jī)的一部分； 圖4示出了用于光學(xué)通信系統(tǒng)的數(shù)字接收機(jī)的框圖； 圖5示出了 HR濾波器的示例； 圖6示出了用于雙極化系統(tǒng)的接收機(jī)的示例； 圖7示出了使用模擬鎖相環(huán)的接收機(jī)的框圖； 圖8示出了使用組合在一起的數(shù)字和模擬鎖相環(huán)的接收機(jī)的框圖； 圖9示出了說(shuō)明具有IMHz帶寬的圖8的反饋環(huán)上的延遲的效果的抖動(dòng)屏蔽； 圖10示出了使用組合在一起的反饋和前饋信號(hào)進(jìn)行時(shí)鐘恢復(fù)的光學(xué)接收機(jī)的示
圖U示出了抖動(dòng)屏蔽； 圖12示出了光學(xué)通信接收機(jī)的框圖； 圖13示出了相位檢測(cè)系統(tǒng)； 圖14示出了所要求的相位檢測(cè)器輸出的圖表； 圖15示出了時(shí)鐘鎖檢測(cè)系統(tǒng)； 圖16示出了 HR濾波器中的抽頭權(quán)重的示例； 圖17示出了時(shí)鐘獲取的方法； 圖18示出了時(shí)鐘和抽頭權(quán)重獲取的示例；以及圖19示出了圖18的方法的不同視圖。
具體實(shí)施例方式
下面僅通過(guò)示例描述本發(fā)明的實(shí)施例。這些示例代表申請(qǐng)人當(dāng)前所知的將本發(fā)明付諸實(shí)際的最佳方式，雖然它們不是可以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的唯一方式。本說(shuō)明給出了示例的功能以及用于構(gòu)建和操作該示例的步驟序列。但是，相同或者等同的功能和序列可以由不同的示例實(shí)現(xiàn)。40Gbit/s的DP-QPSK傳輸系統(tǒng)被用作以下描述的基礎(chǔ)，但是所描述的技術(shù)可以應(yīng)用于各種傳輸格式和速率而無(wú)需麻煩的修改。圖10示出了使用反饋環(huán)90和前饋路徑91的時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)的框圖。相位檢測(cè)器92 檢測(cè)均衡器74的輸出的相位。相位檢測(cè)器92的輸出被反饋到電壓控制振蕩器(VC0)72，其中該電壓控制振蕩器提供用于模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 36進(jìn)行的采樣的時(shí)鐘。VCO 72、ADC 36、均衡器74、以及相位檢測(cè)器92形成了鎖相環(huán)(PLL)。相位檢測(cè)器92的輸出也被前饋到數(shù)字延遲元件94，其中該數(shù)字延遲元件用于延遲從均衡器74輸出的采樣。數(shù)字延遲元件94提供作用于被傳遞給該元件的采樣的時(shí)間調(diào)節(jié)功能?？梢允褂脙?nèi)插器來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字延遲元件94， 例如在H. Meyr,M. Moeneclaey, S. A. Fechtel 所著的“ Digital Communication Receivers，，， ffiley&Sons,ISBN 0-471-50275-8中所描述的內(nèi)插器，該文章的內(nèi)容通過(guò)引用被結(jié)合于此。PLL具有50-100kHz數(shù)量級(jí)上的相對(duì)較低的帶寬，去除頻率偏移并且緩慢改變來(lái)自時(shí)鐘的相位偏移。PLL的低帶寬意味著均衡器74的處理延遲并不會(huì)在反饋環(huán)中導(dǎo)致顯著的增益尖峰，如在PLL的帶寬也足以去除快速改變的相位偏移時(shí)所看到的。延遲元件94通過(guò)充當(dāng)數(shù)字內(nèi)插器來(lái)去除殘留在信號(hào)上的較高頻率的相位抖動(dòng)來(lái)延遲從均衡器74輸出的采樣的位置。位于延遲元件之前的低通濾波器95具有大約l-4MHz 的帶寬。在濾波器帶寬為PLL帶寬的至少約10倍的條件下，低通濾波器可以被與相位檢測(cè)器組合在一起，從而使得其僅有效地對(duì)前饋路徑產(chǎn)生影響。無(wú)論低通濾波器是被結(jié)合到了相位檢測(cè)器中還是單獨(dú)的，外部環(huán)的帶寬都應(yīng)該低于相位檢測(cè)器和延遲元件94的帶寬。較低頻率的反饋環(huán)和由前饋信號(hào)控制的延遲元件的組合至少減輕了結(jié)合現(xiàn)有系統(tǒng)描述的一些問(wèn)題，并且使得時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)能夠滿(mǎn)足所要求的標(biāo)準(zhǔn)。圖11示出了 G. 8251抖動(dòng)屏蔽和用于圖10的系統(tǒng)的一系列塊圖。虛線(xiàn)100標(biāo)記出了必須容忍的最小抖動(dòng)值。該仿真假定372ns (125個(gè)時(shí)鐘周期)的處理延遲以及IOOkHz 的模擬閉環(huán)帶寬。即使利用這種相對(duì)較大的處理延遲，具有5. 4MHz的3dB點(diǎn)的低通濾波器也可以舒適地滿(mǎn)足該標(biāo)準(zhǔn)。圖12示出了用于校正失真、執(zhí)行時(shí)鐘恢復(fù)、以及對(duì)所接收的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼的接收機(jī)系統(tǒng)的框圖。圖12中所示的系統(tǒng)涉及單極化，并且被復(fù)制(除了被共享的光電二極管和ADC之外)用于第二極化。如前面所說(shuō)明的，四個(gè)光電二極管35接收來(lái)自90°混合器的四個(gè)輸出，其中該混合器將光學(xué)信號(hào)與光學(xué)本地振蕩器混合。這些光電二極管的輸出被使用ADC 36數(shù)字化，其中ADC的采樣時(shí)鐘是由與參考圖8所述的相位檢測(cè)器92結(jié)合在一起配置的VCO 72提供的。上部的光電二極管對(duì)(實(shí)信號(hào)線(xiàn))用于上述的極化分離器的第一輸出，并且下部的光電二極管對(duì)(虛信號(hào)線(xiàn))用于該分離器的第二輸出。來(lái)自每對(duì)光電二級(jí)管的信號(hào)被組合在一起以給出復(fù)數(shù)值信號(hào)(包括實(shí)部和虛部)110和111并且被傳遞給均衡器112。如前面所說(shuō)明的，“蝴蝶型”均衡器結(jié)構(gòu)校正了輸入的光學(xué)信號(hào)的未知極化。延遲元件113作用于均衡器112的輸出，以去除沒(méi)有被PLL追蹤的任何高頻相位抖動(dòng)。延遲元件113的輸出被傳遞給載波恢復(fù)系統(tǒng)114，以去除本地振蕩器偏移。示例性的載波恢復(fù)系統(tǒng)在 Viterbi，A. (1983) ,"Nonlinear estimation of PSK-modulated carrier phase with application to burst digital transmission", Information Theory, IEEE Transactions 29 (4), 543-55U 1 H. Meyr, M. Moeneclaey, S. A. Fechtel, "Digital Communication Receivers", ffiley&Sons, ISBN 0-471-50275-8. pp. 311-322 中被公開(kāi)，它們的內(nèi)容通過(guò)引用被結(jié)合于此。判決電路115判決符號(hào)值(在該示例性DP-QPSK系統(tǒng)中，來(lái)自均衡器的輸出表示 QPSK信號(hào)，所以每個(gè)符號(hào)攜帶兩個(gè)比特)并且在119輸出判決出的符號(hào)。判決指導(dǎo)的抽頭更新系統(tǒng)116被設(shè)置用于控制并保持均衡器112的抽頭權(quán)重，以使該系統(tǒng)連續(xù)監(jiān)控并追蹤輸入信號(hào)。抽頭更新系統(tǒng)116運(yùn)行采用輸入信號(hào)117、經(jīng)均衡的信號(hào)118、以及判決出的符號(hào)119為輸入的抽頭更新算法。為了保證輸入信號(hào)和經(jīng)均衡的信號(hào)118之間的相關(guān)性，第二延遲元件1100被用在饋送至抽頭更新系統(tǒng)的輸入信號(hào)上，以模仿由第一延遲元件應(yīng)用的延遲。所以，被傳遞給更新算法的輸入信號(hào)實(shí)際上是經(jīng)延遲的輸入信號(hào)1101，所以該算法并不看由第一延遲元件113引入的延遲。判決出的符號(hào)信號(hào)119 也不同于輸入信號(hào)1101和經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)118，因?yàn)檩d波偏移已經(jīng)被去除。所以判決出的符號(hào)必須被“重新旋轉(zhuǎn)(re-spim)”，以使它們與其他信號(hào)相關(guān)。這是通過(guò)將載波相位估計(jì)器 1103的輸出應(yīng)用于1102判決出的符號(hào)實(shí)現(xiàn)的。抽頭更新算法可以是用于提供所要求的功能的任何適當(dāng)算法，并且各種選項(xiàng)是本領(lǐng)域已知的。通過(guò)示例，針對(duì)最小均方(LMS)算法給出了以下描述。首先，均衡器輸出和判決出的符號(hào)之間的差的誤差向量被如下計(jì)算^fc =yk-Pk我們注意到，使用變量上的橫線(xiàn)來(lái)指示復(fù)數(shù)值，并且使用粗體字指示矩陣。其中， yk是判決出的符號(hào)輸出y = d(k)e+jl并且Pk是均衡器輸出P = WHV其中，H是厄密變換(或共軛變換)。抽頭系數(shù)然后被計(jì)算出來(lái)Wm = (1 - a)wk + * Vk其中，還=抽頭權(quán)重矩陣，α =泄漏系數(shù)，μ是更新率，▽是經(jīng)均衡的輸入信號(hào)矩陣。經(jīng)延遲的輸入信號(hào)％被與誤差值F和抽頭更新率μ相乘。等式中的第一項(xiàng)將“泄漏因子” α應(yīng)用于先前的抽頭權(quán)重，這使得它們隨著時(shí)間衰退。從而，圖12的接收機(jī)系統(tǒng)提供了一種用于對(duì)所接收的信號(hào)進(jìn)行均衡，執(zhí)行時(shí)鐘恢復(fù)，動(dòng)態(tài)更新均衡器以追蹤變化條件，以及確定所接收的符號(hào)的值的系統(tǒng)。如以前注意到的，可比較的系統(tǒng)可以被用來(lái)處理DP-QPSK系統(tǒng)的第二極化。圖13示出了適用于DP-QPSK系統(tǒng)的相位檢測(cè)器的框圖。這種相位檢測(cè)器的操作在 Oerder, H. (1988 年 5 月)所著的"Digital filter and square timing recovery", Communications, IEEE Transaction on 36 (5), 605-612 \)JsR Zhu, M. S. M. (2005 ^ 11 月) 所著的"Feedforward symbol timing recovery technique using two samples per symbol，，，Circuits and Systems I :Regular Paper, IEEE Transactions on [Circuit and systems I !Fundamental Theory and Applications, IEEE Transactions on]52 (11),M90-2500中被描述，其中它們的內(nèi)容通過(guò)引用被結(jié)合于此。為了簡(jiǎn)明，下面給出了關(guān)于圖13中所示的塊以及第一信號(hào)的描述，但是該描述應(yīng)用于圖13中的被并行復(fù)制的每個(gè)塊。如以上參考文獻(xiàn)中所描述的，輸入信號(hào)120首先被與半速率正弦或者預(yù)弦時(shí)鐘相乘。在圖13中所示的每個(gè)符號(hào)使用兩個(gè)采樣進(jìn)行操作的實(shí)施方式中，這是通過(guò)傳遞交替的采樣以分離數(shù)據(jù)路徑121和122實(shí)現(xiàn)的。路徑121接收偶數(shù)(A)采樣，路徑122接收奇數(shù) (B)采樣。偶數(shù)和奇數(shù)被用作僅用來(lái)區(qū)分一個(gè)采樣子集與另一個(gè)采樣子集的標(biāo)簽。這些采樣然后被傳遞通過(guò)低通濾波器123(例如，有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器)，以去除信號(hào)中的扭曲相位檢測(cè)器輸出的高頻成分(當(dāng)利用每符號(hào)2個(gè)采樣進(jìn)行工作時(shí))。復(fù)數(shù)值(u+vj)然后在塊IM處被乘方，以給出時(shí)鐘相位向量125。四個(gè)時(shí)鐘相位向量信號(hào)在加法器120、121中被相加。加法器120、121是可選的， 以允許選擇時(shí)鐘相位向量信號(hào)中的一個(gè)或多個(gè)。當(dāng)處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，最優(yōu)選的是相位檢測(cè)器對(duì)所有信號(hào)(即，雙極化)進(jìn)行操作以給出最佳的精確性。但是，在啟動(dòng)期間或者在其他時(shí)間，針對(duì)一個(gè)極化的均衡器的輸出有可能是不足的，所以相位檢測(cè)器僅可以利用好的極化來(lái)檢測(cè)相位。相位檢測(cè)器然后可以基于系統(tǒng)的性能被動(dòng)態(tài)切換，以利用一個(gè)或兩個(gè)極化信號(hào)。時(shí)鐘相位向量然后在塊122、123處被平均化，并且被利用反正切((1/2 π) tan-^N/D))塊1 轉(zhuǎn)換為相位值。對(duì)相位向量而不是相位值進(jìn)行平均使得系統(tǒng)對(duì)于周跳 (cycle slip)更加魯棒。平均化塊122、123的參數(shù)限定了相位檢測(cè)器的帶寬。展開(kāi)塊125去除+/-JI弧度間隔處的不連續(xù)性，并且允許相位檢測(cè)器追蹤示出理想輸出的圖14中所示的多個(gè)單位間隔上的相位變化，其中圖14示出了相位檢測(cè)器輸出 (單位間隔(UI))相對(duì)于輸入相位(UI)的塊圖。如圖14中所示，輸出應(yīng)該是線(xiàn)性的，因?yàn)樾盘?hào)被用作控制延遲元件113的前饋信號(hào)。延遲元件113不能提供無(wú)限延遲，所以飽和塊 126對(duì)預(yù)定值的信號(hào)進(jìn)行飽和化處理(圖14中的2個(gè)單位間隔)。相位值輸出被分離開(kāi)，并且被根據(jù)下面描述的抽頭權(quán)重相位檢測(cè)器1202而調(diào)節(jié) 127U280輸出129、1200被分別用作VCO 72和延遲元件113的輸入。圖15示出了可以被設(shè)置用于分析并指示時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)是否已經(jīng)被鎖定到所接收的數(shù)據(jù)信號(hào)的時(shí)鐘頻率偏移監(jiān)控器1201的框圖。塊140處比較連續(xù)的相位值，以給出這些值之間的相位變化。當(dāng)相位在正切θ函數(shù)的邊緣上移動(dòng)時(shí)，塊141執(zhí)行展開(kāi)(unwrap)功能以防止錯(cuò)誤指示。無(wú)限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器142對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波，并且生成指示所接收的數(shù)據(jù)時(shí)鐘和本地時(shí)鐘之間的偏移的信號(hào)143。當(dāng)該值穩(wěn)定時(shí)，鎖定被獲取。時(shí)鐘鎖的指示可以被處理系統(tǒng)用來(lái)控制數(shù)據(jù)的解碼或者用于一般的系統(tǒng)控制。諸如均衡器中所使用的HR濾波器之類(lèi)的HR濾波器可以通過(guò)在采樣之間進(jìn)行內(nèi)插來(lái)充當(dāng)可變延遲元件。這是由抽頭權(quán)重向左或者向右移位引起的。圖1 和1 示出了 FIR濾波器的抽頭權(quán)重的塊圖，其中每個(gè)抽頭權(quán)重具有相同的脈沖響應(yīng)，但是圖16b中的抽頭權(quán)重被偏離中心移位，以引入相對(duì)于圖16a中的權(quán)重的延遲。圖16a中所示的位于中心的權(quán)重相對(duì)于圖16b中所示的偏離中心的權(quán)重能夠更好地校正增大的失真，所以為了優(yōu)化均衡器性能優(yōu)選抽頭權(quán)重位于中心。作為FIR的均衡器112嘗試追蹤并校正導(dǎo)致抽頭權(quán)重從它們的中心位置移開(kāi)的任何慢時(shí)鐘相移。偏離中心的抽頭權(quán)重不能較好地對(duì)增加的失真進(jìn)行均衡，所以系統(tǒng)性能會(huì)被劣化。慢時(shí)鐘相移可以由PLL而不是均衡器來(lái)校正。抽頭權(quán)重相位檢測(cè)器1202被設(shè)置用于監(jiān)控抽頭權(quán)重的中心化，并且提供指示抽頭權(quán)重中心偏移的校正信號(hào)。由抽頭權(quán)重相位檢測(cè)器1202輸出的校正信號(hào)被分離開(kāi)，以供VCO 72和延遲元件 113使用。用于VCO 72的信號(hào)傳遞到乘法器1203，在乘法器1203該信號(hào)被與系數(shù)Ktapl^相乘。用于延遲元件的信號(hào)傳遞到乘法器1204，在乘法器1204該信號(hào)被與系數(shù)KtapDE相乘。 Ktapm和KtapDE限定了分別被添加到VCO 72和延遲元件113的相位值的校正信號(hào)的幅度。加法器127和1 分別將校正信號(hào)添加到VCO 72和延遲元件133的相位信號(hào)。在第一示例中，KtapDE被設(shè)置為零，從而使得校正信號(hào)僅被施加于VCO 72。在第二示例中，KtapDE可以為非零，從而使得該校正被施加于VCO 72和延遲元件133 二者。施加于VCO 72(和延遲元件113，如果KtapDE興0)的校正信號(hào)使得抽頭權(quán)重在抽頭更新系統(tǒng)的動(dòng)作下重新向中心集中。在一種替代實(shí)施方式中，校正信號(hào)可以被直接用于調(diào)節(jié)抽頭權(quán)重。該信號(hào)應(yīng)該被緩慢施加，以允許VCO 72和延遲元件133追蹤變化從而避免均衡器性能的劣化。用于χ極化的抽頭權(quán)重中心可以使用以下等式計(jì)算
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I"1AM\‘Ylx = ---Γγ-其中，和^ 分別是對(duì)X極化進(jìn)行均衡的X-X濾波器和Y-X濾波器的復(fù)數(shù)值子矩陣Sxx和Lyx的第η個(gè)元素，X-X濾波器和Y-X濾波器均衡X極化
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權(quán)利要求
1.一種接收機(jī)，用于從光通信系統(tǒng)中的光電二極管接收至少一個(gè)輸入信號(hào)，包括 模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，被配置為對(duì)所述至少一個(gè)輸入信號(hào)數(shù)字化并且輸出數(shù)字化信號(hào)； 數(shù)字處理系統(tǒng)，被配置為處理所述數(shù)字化信號(hào)并且輸出經(jīng)處理的信號(hào)；相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述經(jīng)處理的信號(hào)的定時(shí)相位并且輸出指示該相位的信號(hào)；時(shí)鐘源，該時(shí)鐘源向所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器提供采樣時(shí)鐘信號(hào)，所述時(shí)鐘源具有指示所述經(jīng)處理的信號(hào)的相位的信號(hào)，作為控制所述采樣時(shí)鐘信號(hào)的輸入；以及延遲元件，被配置為延遲所述經(jīng)處理的信號(hào)并且輸出延遲后的經(jīng)處理的信號(hào)，所述延遲元件的延遲由所述相位檢測(cè)器的輸出控制。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述數(shù)字信號(hào)的處理包括對(duì)于在所述光傳輸系統(tǒng)中引入的失真的校正。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收機(jī)，其中所述數(shù)字處理系統(tǒng)包括用于處理所述數(shù)字化信號(hào)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收機(jī)，其中所述HR包括可變抽頭權(quán)重。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其中抽頭權(quán)重更新算法被實(shí)現(xiàn)在所述處理系統(tǒng)中。
6.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，還包括低通濾波器，被配置為對(duì)指示所述相位的所述信號(hào)進(jìn)行濾波。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其中指示所述相位的經(jīng)濾波的信號(hào)被所述延遲元件利用，并且未經(jīng)濾波的信號(hào)被所述時(shí)鐘源利用。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其中指示所述相位的所述經(jīng)濾波的信號(hào)被所述延遲元件和所述時(shí)鐘源利用。
9.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其中所述時(shí)鐘源被實(shí)現(xiàn)在具有至少一個(gè)ADC 的設(shè)備中。
10.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其中所述至少一個(gè)ADC和時(shí)鐘源被實(shí)現(xiàn)在第一設(shè)備中，并且所述處理系統(tǒng)被實(shí)現(xiàn)在第二設(shè)備中。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其中所述第二設(shè)備是ASIC。
12.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其中所述處理系統(tǒng)實(shí)時(shí)地對(duì)所述信號(hào)進(jìn)行處理。
13.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，還包括至少一個(gè)光電二極管，每個(gè)所述光電二極管向ADC提供輸入。
14.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，包括四個(gè)ADC。
15.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，還包括光學(xué)本地振蕩器和被配置為將所述光學(xué)本地振蕩器與所接收的光學(xué)信號(hào)混合的至少一個(gè)光學(xué)混合器，所述至少一個(gè)光學(xué)混合器的輸出是所述至少一個(gè)光電二極管的輸入。
16.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，還包括對(duì)所述數(shù)字處理系統(tǒng)的輸出進(jìn)行操作的載波恢復(fù)系統(tǒng)。
17.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，還包括判決系統(tǒng)，被配置為判決所接收的符號(hào)的值。
18.根據(jù)權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其中所述抽頭更新算法利用包括以下內(nèi)容的輸入所述至少一個(gè)輸入信號(hào)的延遲版本、所述延遲元件的輸出、以及所判決出的符號(hào)，其中所述延遲版本的延遲與所述延遲元件應(yīng)用于所述經(jīng)處理的信號(hào)的延遲相同。
19.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其中所述相位檢測(cè)器被配置為選擇與兩個(gè)極化有關(guān)的兩個(gè)信號(hào)中的一個(gè)信號(hào)或者它們二者。
20.根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收機(jī)，還包括用于中心化所述HR濾波器的抽頭權(quán)重的抽頭權(quán)重中心化系統(tǒng)。
21.根據(jù)任一前述權(quán)利要求所述的光學(xué)通信接收機(jī)，被配置為接收、校正、以及解碼雙極化正交相移鍵控的光學(xué)信號(hào)。
22.一種接收經(jīng)調(diào)制的光學(xué)信號(hào)的方法，包括以下步驟在至少一個(gè)光電二極管中接收光學(xué)信號(hào)；利用ADC對(duì)所述光電二極管的輸出數(shù)字化以提供輸入信號(hào)；處理所述輸入信號(hào)以校正失真并且輸出經(jīng)校正的信號(hào)；監(jiān)控所述經(jīng)校正的信號(hào)的定時(shí)相位并且輸出指示該相位的相位信號(hào)；利用所述相位信號(hào)來(lái)控制向所述ADC提供時(shí)鐘信號(hào)的時(shí)鐘源；以及根據(jù)所述相位信號(hào)延遲所述經(jīng)校正的信號(hào)。
23.一種優(yōu)化被用來(lái)校正光學(xué)通信接收機(jī)中的失真的HR濾波器的抽頭權(quán)重的方法， 包括以下步驟監(jiān)控所述FIR濾波器的抽頭權(quán)重中心；計(jì)算抽頭權(quán)重中心相對(duì)于所述FIR濾波器的中心抽頭位置的偏移；以及利用所述偏移來(lái)定義ADC的采樣時(shí)鐘相位，其中所述ADC的輸出被傳遞給所述HR濾波器。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的方法，其中所述采樣時(shí)鐘相位是通過(guò)向指示由所述HR濾波器輸出的信號(hào)的定時(shí)相位的信號(hào)添加指示所述偏移的信號(hào)來(lái)定義的。
25.根據(jù)權(quán)利要求23或M所述的方法，其中所述偏移被用來(lái)調(diào)節(jié)被應(yīng)用于所述HR濾波器的輸出的延遲。
26.—種最初獲取用于校正光學(xué)通信接收機(jī)中的失真的HR濾波器的抽頭權(quán)重的方法，該方法由所述接收機(jī)執(zhí)行并且包括以下步驟獲取并存儲(chǔ)所接收的信號(hào)的一系列采樣；以及將盲優(yōu)化算法應(yīng)用于所述一系列采樣，以獲取用于被配置為對(duì)所接收的光學(xué)信號(hào)進(jìn)行均衡的所述接收機(jī)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的抽頭權(quán)重的估計(jì)。
27.根據(jù)權(quán)利要求沈所述的方法，還包括將所述一系列采樣傳輸?shù)綌?shù)字處理系統(tǒng)并且在該處理系統(tǒng)中執(zhí)行盲優(yōu)化的步驟。
28.根據(jù)權(quán)利要求沈或27所述的方法，其中所述盲優(yōu)化算法在向前和向后兩個(gè)方向上被應(yīng)用于所述一系列采樣。
29.根據(jù)權(quán)利要求沈至觀中任一項(xiàng)所述的方法，還包括將所估計(jì)出的抽頭權(quán)重傳輸?shù)剿鯢IR濾波器的步驟。
30.根據(jù)權(quán)利要求四所述的方法，還包括著手利用所述FIR濾波器來(lái)校正所接收的信號(hào)中的失真的步驟。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的方法，還包括激活所述接收機(jī)中的時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)的步驟。
32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的方法，還包括以下步驟 獲取并存儲(chǔ)所接收的信號(hào)的又一系列采樣；以及將盲優(yōu)化算法應(yīng)用于所述又一系列采樣，以獲取所述抽頭權(quán)重的改善后的估計(jì)。
33.根據(jù)權(quán)利要求32所述的方法，還包括將所述改善后的抽頭權(quán)重應(yīng)用于所述HR濾波器并且利用這些抽頭權(quán)重來(lái)校正所接收的信號(hào)中的失真的步驟。
34.根據(jù)權(quán)利要求31或33所述的方法，還包括激活所述接收機(jī)中的判決系統(tǒng)以對(duì)由所接收的信號(hào)所代表的值進(jìn)行解碼的步驟。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，還包括激活抽頭更新算法的步驟，其中所述算法被配置為對(duì)所述抽頭權(quán)重進(jìn)行優(yōu)化。
全文摘要
一種用于光學(xué)通信系統(tǒng)的接收機(jī)，其中該光學(xué)通信系統(tǒng)對(duì)所接收的信號(hào)的失真進(jìn)行校正。提供了一種利用反饋和前饋系統(tǒng)的時(shí)鐘恢復(fù)系統(tǒng)。反饋環(huán)包括相位檢測(cè)器和時(shí)鐘源，前饋環(huán)包括相位檢測(cè)器和用于延遲失真校正系統(tǒng)的輸出的延遲元件。反饋環(huán)具有明顯低于前饋路徑的帶寬。還提供了對(duì)抽頭權(quán)重進(jìn)行優(yōu)化的方法以及獲取初始抽頭權(quán)重的方法。
文檔編號(hào)H04B10/61GK102577183SQ201080029095
公開(kāi)日2012年7月11日 申請(qǐng)日期2010年7月16日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月23日
發(fā)明者克里斯托弗·佛路德格 申請(qǐng)人:思科技術(shù)公司