專利名稱：峰值功率抑制電路以及具有峰值功率抑制電路的通信設備的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種對IQ基帶信號執(zhí)行限幅處理的峰值功率抑制電路以及具有該電路的通信設備。更具體地，本發(fā)明涉及對適當?shù)叵拗埔斎氲綗o線電發(fā)射機中的功率放大電路的IQ基帶信號的幅度的限幅方法的改進。
背景技術：
例如，在諸如OFDM (正交頻分復用)和W-CDMA (寬帶碼分多址)的通過使用多個載波對傳輸信號進行調(diào)制的方法中，可能存在載波相位彼此重疊的情況，從而引起傳輸信號具有大峰值功率。另一方面，盡管功率放大器需要良好的線性度，但是當輸入具有超過最大輸出水平的功率的信號時，輸出飽和并且非線性失真增加。因此，當在非線性放大器中輸入具有大峰值功率的信號時，在輸出信號中出現(xiàn)非線性失真，這引起接收機側的接收特性的降低以及帶外輻射。為了防止關于峰值功率的非線性失真增加，功率放大器需要具有寬動態(tài)范圍。然而，如果為了不經(jīng)常出現(xiàn)的峰值功率而加寬放大器的動態(tài)范圍，那么短時間內(nèi)的峰值功率與時間軸上波形的平均功率的比率(PAPR :峰均功率比)增加，并且因此，功率效率降低。因此，關于具有不經(jīng)常出現(xiàn)的大峰值功率的信號，更加合理的是在信號輸入到放大器之前抑制峰值功率，而不是直接將該信號輸入到放大器。因此，為了在IQ基帶信號的功率被放大之前抑制其峰值功率，存在執(zhí)行對具有超過預定閾值的峰值功率的IQ基帶信號在反向上即時施加振幅的限幅處理的設備。由于這種限幅處理是在時間軸上反向施加沖激形狀的信號的處理，因此該限幅處理等同于在頻率軸上施加寬頻帶噪聲。這造成了下述問題在僅簡單地執(zhí)行限幅處理的情況下，在頻帶外出現(xiàn)噪聲。因此，為了應對帶外輻射的問題，已知被稱為NS-CFR (噪聲整形-波峰因數(shù)降低)和PC-CFR (峰值抵消-波峰因數(shù)降低)的峰值功率抑制電路。在這些之中，對于具有超過閾值的瞬時功率的IQ基帶信號的峰值分量(相對于閾值的增量)，NS-CFR電路通過使用低通濾波器、FIR (有限沖激響應)濾波器等執(zhí)行濾波來限制頻帶，并且在已經(jīng)限制了頻帶之后從原始IQ基帶信號中減去峰值分量(見專利文獻I)。在PC-CFR電路中，預先設定抵消脈沖(基本函數(shù)波形)，即使執(zhí)行限幅處理，該抵消脈沖也能防止帶外輻射，并且從原始IQ基帶信號減去抵消信號，該抵消信號是通過使瞬時功率超過閾值的IQ基帶信號的峰值分量乘以抵消脈沖來獲得的(見專利文獻2和3)。引文列表[專利文獻][PTL I]專利 No. 3954341[PTL 2]專利 No. 3853509[PTL 3]日本特開專利公布No. 2004-135087 (圖I至圖6)

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題通過CFR電路進行限幅處理的本質是在超過閾值的IQ基帶信號的峰值功率出現(xiàn)的時刻，通過對IQ基帶信號施加抵消信號來將峰值抑制到閾值程度。因此，在通過使用使抵消脈沖與增量相乘所獲得的抵消信號來抵消峰值的PC-CFR電路中，抵消脈沖的脈沖寬度越窄，可以僅抵消目標時刻的峰值的準確度越高，從而可以執(zhí)行不影響限幅處理之后的信號波形的理想限幅處理。然而，在常規(guī)PC-CFR電路中，由于通過僅使用在傳輸使用的頻帶中的信號分量來生成抵消脈沖，因此脈沖寬度不能過多地縮窄。因此，當使用抵消脈沖通過抵消信號來抵消IQ基帶信號時，抵消信號與峰值之后 的信號波形發(fā)生干擾，造成新的峰值波形。因此，可能無法準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率。鑒于上述常規(guī)問題，本發(fā)明的目的在于提供能夠更加準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率的峰值功率抑制電路等。技術方案(I)本發(fā)明的峰值功率抑制電路是對IQ基帶信號執(zhí)行限幅處理的峰值功率抑制電路，該峰值功率抑制電路包括功率計算部，該功率計算部計算IQ基帶信號的瞬時功率；脈沖保持部，該脈沖保持部保持抵消脈沖，抵消脈沖具有IQ基帶信號的頻帶中的頻率分量以及所述頻帶外的頻率分量；以及限幅處理部，該限幅處理部從已經(jīng)計算的瞬時功率大于預定閾值的IQ基帶信號中減去抵消信號，抵消信號是通過使IQ基帶信號相對于閾值的增量與抵消脈沖相乘而獲得的。根據(jù)本發(fā)明的峰值功率抑制電路，限幅處理部從IQ基帶信號中減去抵消信號，通過將IQ基帶信號相對于閾值的增量與抵消脈沖相乘獲得抵消信號，抵消信號不僅具有IQ基帶信號的頻帶中的頻率分量，而且具有該頻帶外的頻率分量。因此，具有頻帶外的頻率分量的抵消信號變?yōu)榭梢栽诙虝r間段內(nèi)改變的尖脈沖形信號。因此，通過從IQ基帶信號中減去此抵消信號，可以防止出現(xiàn)新的峰值波形并且可以更加準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率。(2)具體地，在本發(fā)明的峰值功率抑制電路中，抵消脈沖可以被配置為通過合成基本脈沖與輔助脈沖而獲得的合成脈沖，所述基本脈沖具有所述頻帶內(nèi)的頻率分量并且集中在主瓣區(qū)中的能量的比率是85%至99%，所述輔助脈沖具有所述頻帶外的頻率分量，所述輔助脈沖在基本脈沖處于峰值的時間段中急劇上升，與所述基本脈沖相比，所述輔助脈沖具有更窄的脈沖寬度和較低的峰值水平。(3)輔助脈沖的頻率分量處于包括IQ基帶信號的頻帶的寬頻帶。因此，當從IQ基帶信號中減去通過使用包括輔助脈沖的合成脈沖確定的抵消信號時，等同于在寬頻帶上施加噪聲。因此，除非適當?shù)卦O置基本脈沖和輔助脈沖的水平，否則頻帶內(nèi)的誤差向量幅度(EVM)可能會降低，且由于到IQ基帶信號的頻帶之外的頻帶的泄漏功率會導致出現(xiàn)不必要的噪聲。因此，在本發(fā)明的峰值功率抑制電路中，優(yōu)選的是，設置基本脈沖和輔助脈沖的峰值水平，以滿足IQ基帶信號的頻帶中的期望EVM且滿足期望的相鄰信道泄漏比(ACLR)。(4)更具體地，優(yōu)選的是，在基本脈沖的峰值水平被定義為α且輔助脈沖的峰值水平被定義為β的情況下，峰值水平α和β之間的比率被設置為滿足0.03 < β/α < O. I。這是因為，如后續(xù)實施例中所描述，由于β/α=0. I是同時滿足通常要求的EVM和ACLR的最大比，當滿足β/α的輔助脈沖與基本脈沖合成時，可以獲得最大的峰值抑制效
果O設置β/α彡O. 03是因為當β/α小于O. 03時，輔助脈沖的水平可能太小而不
能適當?shù)氐窒捎跍p去抵消信號造成的新峰值波形。(5)優(yōu)選地，本發(fā)明的峰值功率抑制電路還包括閾值更新部，該閾值更新部針對每 個控制周期來更新要在限幅處理部中使用的閾值，在每個控制周期中，存在IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。在此情況下，閾值更新部針對每個控制周期來更新要在限幅處理部中使用的閾值。因此，例如，即使在IQ基帶信號的平均功率相對小的時間段，也能夠準確地抑制瞬時功率。(6)優(yōu)選地，本發(fā)明的峰值功率抑制電路還包括脈沖生成部，該脈沖生成部生成抵消脈沖以便能夠根據(jù)每個頻帶的平均功率來抵消IQ基帶信號。在此情況下，通過使用脈沖生成部生成的抵消脈沖，通過減去抵消信號，具有較小平均功率的頻帶的傳輸功率也不會過度減小。因此，即使在對于各個頻帶IQ基帶信號具有不同平均功率的情況下，也能夠在不降低SNR的情況下適當?shù)貓?zhí)行限幅處理。(7)本發(fā)明的通信設備包括發(fā)射機，該發(fā)射機包括本發(fā)明的峰值功率抑制電路；以及功率放大電路，該功率放大電路布置在下一級，并且本發(fā)明的通信設備具有如本發(fā)明的峰值功率抑制電路中那樣的有益效果。有益效果如上所述，根據(jù)本發(fā)明，通過使用不僅具有IQ基帶信號的頻帶中的頻率分量而且具有該頻帶外的頻率分量的抵消脈沖，執(zhí)行限幅處理。因此，可以更加準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率。


圖I示出根據(jù)第一實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置。圖2是示出基站的OFDM發(fā)射機的主要部件的功能框圖。圖3是根據(jù)第一實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。圖4是示出如何產(chǎn)生抵消脈沖的波形圖。圖5是指示IQ基帶信號與閾值之間關系的IQ平面的坐標圖。圖6是示出LTE下行鏈路幀的配置的示圖。圖7是根據(jù)第二實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。圖8是示出IQ基帶信號的瞬時功率和連續(xù)更新的閾值的時間變化的圖形。圖9示出根據(jù)第三實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置。圖10是示出基站的OFDM發(fā)射機的主要部件的功能框圖。
圖11是根據(jù)第三實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。圖12是脈沖生成部的功能框圖。圖13示出根據(jù)第四實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置。圖14是根據(jù)第四實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。圖15示出時域中各種基本脈沖的圖形。
具體實施例方式以下，將參照附圖描述本發(fā)明的實施例。[第一實施例] [無線電通信系統(tǒng)]圖I示出根據(jù)第一實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置，本發(fā)明可以適當?shù)貞糜谠撓到y(tǒng)。如圖I所示，本發(fā)明的無線電通信系統(tǒng)包括基站(BS)I和多個移動終端(MS)2，在基站I的小區(qū)內(nèi)移動終端2與基站I執(zhí)行無線電通信。在此無線電通信系統(tǒng)中，使用OFDM作為基站I與移動終端2之間的調(diào)制方法。此方法是多載波數(shù)字調(diào)制方法，其中由多個載波(子載波)承載傳輸數(shù)據(jù)。由于子載波彼此正交，因此該方法的優(yōu)點在于數(shù)據(jù)片段可以沿頻率軸彼此重疊地密集排列。此外，本發(fā)明的無線電通信系統(tǒng)是應用了 LTE (長期演進)的移動電話系統(tǒng)，在基站I與每個移動終端2之間執(zhí)行遵循LTE的通信。注意，本發(fā)明所適用的無線電通信系統(tǒng)不限于LTE，并且可以是W-CDMA.。然而，下面將在本發(fā)明應用于采用LTE的基站I的假設下給出描述。[LTE下行鏈路幀]圖6是示出LTE下行鏈路幀的配置的示圖。在圖6中，垂直軸方向表示頻率，水平軸表不時間。如圖6所示，總共10個子幀(子幀#0至#9)構成下行鏈路(DL)幀。每個子幀包括兩個時隙(時隙#0和時隙#1)0每個時隙包括7個OFDM符號(在普通循環(huán)前綴的情況下)。參照圖6，作為用于發(fā)送數(shù)據(jù)的基本單元的資源塊(RB)在頻率軸方向由12個子載波來限定，在時間軸方向由7個OFDM符號(I個時隙)來限定。因此，例如，在將DL幀的頻帶寬度設定為5MHz的情況下，排列300個子載波，因此，在頻率軸方向排列25個資源塊。注意，一個子幀的傳輸時間周期是1ms，在當前實施例中，構成一個子幀的兩個時隙中的每一個都包括7個OFDM符號，因此，一個OFDM符號的傳輸周期(符號周期)是l/14ms(=大約 0. 07 lms) o如圖6所示，在每個子幀的開始，分配控制信道，基站I使用該控制信道向移動終端2發(fā)送下行鏈路通信所需的信息。在控制信道中存儲DL控制信息、子幀的資源分配信息、響應于混合自動重傳請求(HARQ)的應答(ACK)和否定應答(NACK)等。在圖6所示的DL幀中，PBCH是物理廣播信道，用于通過廣播傳輸將系統(tǒng)的帶寬等通知給終端設備，并且主同步信道(P-SCH)和輔同步信道(S-SCH)被分配給第0 (#0)子幀和第6 (#5)子幀，主同步信道(P-SCH)和輔同步信道(S-SCH)是標識基站I和小區(qū)的信號。沒有分配上述信道的其他區(qū)域(圖6中的非填充區(qū)域)中的資源塊用作物理下行鏈路共享信道(PDSCH),用來存儲用戶數(shù)據(jù)等。通過在每個子幀的開始處分配的上述控制信道中的資源分配信息來限定將被存儲在H)SCH中的用戶數(shù)據(jù)的分配。通過使用資源分配信息，移動終端2可以確定是否將自身相關的數(shù)據(jù)存儲在子幀中。[發(fā)射機的配置]圖2是示出基站I的OFDM發(fā)射機3的主要部件的功能框圖。
發(fā)射機3包括傳輸處理器4和功率放大電路5,并且傳輸處理器4例如包括FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)，F(xiàn)PGA包括一個或多個存儲器和CPU。FPGA允許在處理器發(fā)貨或制造基站I之前設置各種類型邏輯電路的配置信息。通過這些設置操作，配置圖2所示的功能部6至10。也就是說，當前實施例的傳輸處理器4按照從左到右的順序包括S/P轉換部6、映射部7、IFFT (快速傅里葉逆變換)部8、信號處理部9和正交調(diào)制部10。輸入到傳輸處理器4的串行信號序列在S/P (串并)轉換部6中被轉換成多個信號序列，并且得到的并行信號序列在映射部7中被轉換成多個子載波信號H、f2，…和fn，每個子載波信號具有預定幅度和相位的組合。通過IFFT部8將子載波信號fl、f2，…和fn轉換成I信號和Q信號，I信號和Q信號用作在時間軸上彼此正交的基帶信號。在隨后的階段，此IQ信號(Iin，Qin)在信號處理部(當前實施例的峰值功率抑制電路)9中經(jīng)過預定信號處理。信號處理之后的IQ信號(lout，Qout)在正交調(diào)制部10經(jīng)過正交調(diào)制，成為調(diào)制的波信號，并且在隨后的階段，將此調(diào)制的波信號輸入到功率放大電路5。注意，當前實施例的峰值功率抑制電路9對IQ基帶信號執(zhí)行限幅處理，使得IQ基帶信號的瞬時功率P不超過預定閾值Pth。稍后將描述限幅處理的細節(jié)。功率放大電路5包括D/A轉換電路，該D/A轉換電路將從正交調(diào)制部10輸入的調(diào)制的波信號轉換成模擬信號；轉換器，改轉換器將得到的模擬信號轉換為具有RF的模擬信號；以及功率放大器，該功率放大器放大RF模擬信號的功率。從天線發(fā)射放大的RF信號。當前實施例的功率放大電路5可以采用固定電壓系統(tǒng)，其中，功率放大器的漏電壓是恒定的。然而，從實現(xiàn)高效高頻放大器的角度，優(yōu)選地是，功率放大電路5采用ET (包絡跟蹤)系統(tǒng)。采用ET系統(tǒng)的功率放大電路5從將被輸入到功率放大器的調(diào)制的波信號提取幅度信息(包絡)，并且將與幅度信息對應的漏電壓施加到功率放大器，從而使得在基本飽和的狀態(tài)下操作功率放大器。因此，減小了在固定電壓操作的情況下出現(xiàn)的功率損失，并且可以實現(xiàn)高效功率放大器。[峰值功率抑制電路的配置]圖3是根據(jù)第一實施例的峰值功率抑制電路9的功能框圖。如圖3所示，本發(fā)明的峰值功率抑制電路9包括功率計算部13、限幅處理部17以及延遲部18和19。
在這些之中，功率計算部13計算瞬時功率P，瞬時功率P是IQ基帶信號的I分量和Q分量的平方和。當前實施例的限幅處理部17包括PC-CFR電路，其中，當IQ基帶信號的瞬時功率P超過預定閾值Pth時，從原始IQ基帶信號中減去將預定抵消脈沖S與IQ基帶信號相對于閾值Pth的增量A I和A Q相乘獲得的抵消信號Ic和Qc。限幅處理部17包括增量比計算部20、比較部21、脈沖保持部22以及加法器-減法器23和24。使用功率計算部13計算的瞬時功率P和預先設置的預定閾值Pth，增量比計算部20計算瞬時功率P與閾值Pth的增量比{1-SQRT (Pth/P) }，并且通過使用乘法器將IQ基帶信號的每個分量(I，Q)與增量比{1-SQRT(Pth/P)}相乘。
因此，基于下面的等式計算IQ基帶信號超過閾值Pth的增量Al和AQ。注意到，在此情況下，SQRT( )是獲得括號中變量的平方根的函數(shù)(以下同)。A I= {I - SQRT(Pth/P)} XIA Q= {I - SQRT (Pth/P)} X Q比較部21將功率計算部13計算的瞬時功率P與閾值Pth進行比較，并且當瞬時功率P大于閾值Pth時向脈沖保持部22發(fā)出指令以輸出抵消脈沖S。脈沖保持部22具有存儲器，存儲器被實現(xiàn)為雙口 RAM等，在存儲器中，臨時保持下文描述的作為合成脈沖(見圖4)的抵消脈沖S。當從比較部21接收到指令時，脈沖保持部22將上述增量A I和A Q與此時保持的抵消脈沖S相乘，以計算抵消信號Ic和Qc。當沒有從比較部21接收到指令時，脈沖保持部22將增量A I和AQ與0相乘。因此，關于其瞬時功率P超過閾值Pth的IQ基帶信號，通過下面的等式計算的抵消信號Ic和Qc輸入到加法器-減法器23和24。Ic= A I X S= {I-SQRT (Pth/P)} XIXSQc= A QXS= {1-SQRT(Pth/P)} XQXS加法器-減法器23和24前一級的延遲部18和19將IQ基帶信號延遲一時間段，用于功率計算部13和限幅處理部17中執(zhí)行的算術處理。加法器-減法器23和24分別從延遲的IQ信號的分量I和分量Q中減去抵消信號Ic和Qc，并且輸出Iout和Qout，Iout和Qout構成信號處理后的IQ信號。通過這種減法運算，瞬時功率P超過閾值Pth的IQ基帶信號被校正為瞬時功率等于閾值Pth的信號。瞬時功率P小于或等于閾值Pth的IQ基帶信號不經(jīng)過校正直接輸出。圖5是指示已經(jīng)執(zhí)行限幅處理時IQ基帶信號與閾值之間關系的IQ平面的坐標圖。如圖5所示，當前實施例的峰值功率抑制電路9執(zhí)行的信號處理是限幅處理，切掉IQ基帶信號的瞬時功率P的外圍部分。因此，功率放大器的功率放大電路5的PAPR減小，因此，提高了功率放大器的功率效率。[抵消脈沖]圖4是示出如何產(chǎn)生抵消脈沖S的波形圖。如圖4所示，抵消脈沖S是將基本脈沖Sa與輔助脈沖Sb合成而獲得的合成脈沖。在圖4中，在左上框示出基本脈沖Sa的時間波形和頻率譜，在左下框示出輔助脈沖Sb的時間波形和頻率譜。在右側框示出抵消脈沖S的時間波形和頻率譜?；久}沖Sa是通過下述方式獲得的Sinc波形在下行鏈路信號傳輸中使用的頻帶(以下，可以被稱為“工作頻帶”)B中包括的多個(例如，N個)載波輸入到IFFT部8，多個載波的幅度為1/N且相位為0，如專利文獻3中所述(日本專利特開No. 2004-135078)。在此情況下，在IFFT部8的輸出中僅出現(xiàn)實部I而虛部Q為O。因此，基本脈沖Sa是由IQ基帶信號的頻帶B中包括的多個子載波在同一 IFFT部8中經(jīng)過傅里葉逆變換而獲得的實部I構成的波形(Sinc波形)，IFFT部8也用于傳輸信號。因此，基本脈沖Sa的頻帶與工作頻帶B —致。因此，即便使用將IQ信號超過閾值Pth的增量與基本脈沖Sa相乘獲得抵消信號對IQ信號進行限幅，也能防止工作頻帶B外的不必要頻率分量出現(xiàn)。然而，由于基本脈沖Sa僅使用用于傳輸?shù)念l帶B中的信號分量，因此，在時間軸上其脈沖寬度不能如圖4的左上框中的時間波形所示的非常窄。 因此，在僅基本脈沖Sa用作抵消脈沖S，并且通過使用將增量A I和AQ與抵消脈沖S相乘獲得的抵消信號Ic和Qc抵消IQ基帶信號的情況下，抵消信號Ic和Qc可能干擾峰值之后的信號波形，引起新的峰值波形，因此，不能準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率。因此，在當前實施例中，為了即使在工作頻帶B之外的頻帶中也將峰值功率適當?shù)匾种频揭欢ǔ潭?，除了基本脈沖Sa外，還定義輔助脈沖Sb，并且采用通過將輔助脈沖Sb合成到基本脈沖Sa獲得的脈沖作為抵消脈沖S。如圖4中左下框的時間波形所示，輔助脈沖Sb具有與delta函數(shù)接近的脈沖波形，在基本脈沖Sa處于峰值的時間段中輔助脈沖Sb急劇上升，并且與基本脈沖Sa的脈沖寬度相比，輔助脈沖Sb具有非常窄的脈沖寬度。因此，輔助脈沖Sb的頻譜具有非常寬的頻帶(以下，可以被稱為“寬頻帶”)Bw，其包括工作頻帶B。如上所述，當前實施例的抵消脈沖S是通過將輔助脈沖Sb合成到常規(guī)基本脈沖Sa獲得的合成脈沖。因此，如圖4的右側框中的頻譜所示，抵消脈沖S不僅包括IQ基帶信號的頻帶B的頻率分量，而且包括頻帶B外的寬頻帶Bw的頻率分量。[每個脈沖的峰值水平]此外，在當前實施例中，在基本脈沖Sa的峰值水平被定義為a，輔助脈沖Sb的峰值水平被定義為P的情況下，水平a和P之間的比率被設置為滿足0.03 < ^/a ^ 0. I。下面將描述這樣做的理由。如上所述，輔助脈沖Sb的頻率分量處于寬頻帶Bw之中IQ基帶信號的工作頻帶B之外。因此，當從IQ基帶信號中減去通過使用包括輔助脈沖Sb的合成脈沖確定的抵消信號Ic和Qc時,等同于在寬頻帶Bw上施加了噪聲。因此，除非適當?shù)卦O置基本脈沖Sa和輔助脈沖Sb的水平，否則工作頻帶B內(nèi)的誤差向量幅度(EVM)可能會降低，且在工作頻帶B之外的頻帶出現(xiàn)高水平噪聲。 在此，假設關于LTE，無線電法規(guī)要求，例如，對于工作頻帶B內(nèi)的EVM，40dB是安全的，且對于相鄰信道泄漏比，60dB是安全的。因此，通過合成輔助脈沖Sb引起的工作頻帶B中的可允許功率降低最大為20dB，就電壓而言為0.1。因此，輔助脈沖Sb與基本脈沖Sa的可允許峰值水平(電壓)比率3/CI最大為0. I。另一方面，當輔助脈沖Sb的峰值水平太低時，通過減去抵消信號Ic和Qc而得到的新峰值波形可能無法適當?shù)氐窒?。然而，已知只要輔助脈沖Sb與基本脈沖Sa的峰值水平(電壓)比率P/a最小約為0.03，新峰值波形就能夠被抵消。結論是設置脈沖SI和S2的峰值水平a和P，以滿足0. 03彡P / a彡0. I。[第一實施例的效果]根據(jù)當前實施例的峰值功率抑制電路9，限幅處理部17從IQ基帶信號中減去通過將IQ基帶信號相對于閾值Pth的增量Al和A Q與抵消信號S (見圖4)相乘獲得的抵消信號Ic和Qc，其中抵消信號S不僅具有IQ基帶信號的工作頻帶B中的頻率分量，而且具有該頻帶外的頻率分量。因此，可以防止由于減去抵消信號Ic和Qc而出現(xiàn)的新峰值波形影響頻帶外的頻 率分量，并且可以更準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率。[第二實施例]圖7是根據(jù)第二實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。如圖7所示，當前實施例的峰值功率抑制電路9 (圖7)與第一實施例的峰值功率抑制電路9 (圖3)的不同之處在于當前實施例的峰值功率抑制電路9 (圖7)還包括平均計算部33和閾值更新部34。以下，用相同的附圖標記表示當前實施例和第一實施例中的共同的組件和功能，并且將省略其描述。將主要描述當前實施例和第一實施例之間的差異。平均計算部33獲得OFDM符號的符號周期，其為傳輸功率能夠大幅波動的最小時間單元，將符號周期作為計算IQ基帶信號的平均功率Pave的控制周期。也就是說，平均計算部33從功率計算部13獲得IQ基帶信號的瞬時功率P，并且在符號周期內(nèi)對瞬時功率P求平均，以針對每個符號周期計算IQ基帶信號的平均功率Pave，并且將平均功率Pave輸出到閾值更新部34。閾值更新部34采用通過將從平均計算部33獲得的每個符號周期的平均功率Pave與預定倍率相乘獲得的值作為符號周期的閾值Pth。例如，當峰值功率Ppeak與IQ基帶信號的平均功率Pave的比率縮小到6dB時，上述預定倍率加倍。通過如上所述計算每個符號周期的閾值Pth，閾值更新部34動態(tài)地更新閾值Pth，并且向增量比計算部20和比較部21輸出更新的閾值Pth。然后，比較部21將從閾值更新部34獲得的閾值Pth與功率計算部計算的瞬時功率P比較。當瞬時功率P超過更新的閾值Pth時，比較部21向脈沖保持部22發(fā)出輸出抵消脈沖S的指令。圖8是示出IQ基帶信號的瞬時功率和連續(xù)更新的閾值的時間變化的圖形。如圖8所示，在當前實施例中，基于為每個符號周期(l/14ms)計算的平均功率Pave來連續(xù)計算在峰值功率抑制電路9的限幅處理中使用的閾值Pth，并且對于每個符號周期進行更新。因此，例如，即使IQ基帶信號的平均功率Pave由于移動終端2的通信業(yè)務的波動而波動，峰值功率抑制電路9也總是執(zhí)行限幅處理。因此，可以有效地保證通過減小PAPR提高功率放大器的功率效率。
此外，根據(jù)當前實施例的峰值功率抑制電路9，采用作為傳輸功率可能波動的最小時間單元的OFDM符號的符號周期作為更新閾值Pth的控制周期。另一優(yōu)點是可以準確且快速地更新閾值Pth。然而，在第一實施例的情況下，由于資源塊(見圖6)是LTE中用戶配置的最小單元，可以采用與資源塊的傳輸周期對應的7個OFDM符號(I個時隙)作為更新閾值Pth的控制周期。[第三實施例]圖9示出根據(jù)第三實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置。圖10是示出無線電通信系統(tǒng)中基站I的OFDM發(fā)射機3的主要部件的功能框圖。另外，在當前實施例中，采用基于LTE的無線電通信系統(tǒng)。在基于LTE的基站I中，例如，可以將下行鏈路幀的頻帶設置為以5MHz為單位，在向小區(qū)中的移動終端2發(fā)送下行 鏈路信號的情況下，對于每個頻帶可以改變傳輸功率。關于當前實施例的基站1，示出以兩個頻帶BI和B2發(fā)送下行鏈路幀的示例。作為較低頻帶的第一頻帶BI的傳輸功率被設置為較大值，且作為較高頻帶的第二頻帶B2的傳輸功率被設置為較小值。因此，如圖9的虛線所示，與具有較低傳輸功率的第二頻帶B2的下行鏈路信號到達的通信區(qū)域A2相比，具有較高傳輸功率的第一頻帶BI的下行鏈路信號到達的通信區(qū)域Al覆蓋更遠且更寬的區(qū)域。在通信區(qū)域Al和通信區(qū)域A2彼此重疊的區(qū)域中，移動終端2可以在第一頻帶BI和第二頻帶B2中執(zhí)行通信，因此即使在大通信業(yè)務的情況下也可以保證移動終端2的通信。在當前實施例中，假設基站I在兩個頻帶BI和B2中發(fā)送下行鏈路信號。因此，如圖10所示，從IFFT部8輸出其子載波包括在第一頻帶BI中的第一信號11和Ql，以及其子載波包括在第二頻帶B2中的第二信號12和Q2。第一信號Il和Ql以及第二信號12和Q2被輸入到下一級的信號處理部(當前實施例的峰值功率抑制電路)9中，并且在處理部9中經(jīng)過預定信號處理。[峰值功率抑制電路的配置]圖11是根據(jù)第三實施例的峰值功率抑制電路的功能框圖。如圖11所示，當前實施例的峰值功率抑制電路9 (圖11)與第一實施例的峰值功率抑制電路9 (圖3)的不同之處在于當前實施例的峰值功率抑制電路9 (圖11)還包括功率計算部14和15以及脈沖生成部16。以下，用相同的附圖標記表示當前實施例和第一實施例中的共同的組件和功能，并且將省略其描述。將主要描述當前實施例和第一實施例之間的差異。以下，第一信號Il和Ql與第二信號12和Q2的合成信號將被簡單地稱為“IQ基帶信號”或“ IQ信號”。此外，第一信號Il和Ql的瞬時功率被定義為Pl，第二信號12和Q2的瞬時功率被定義為P2，IQ基帶信號的瞬時功率被定義為P (=P1+P2)。在當前實施例的峰值功率抑制電路9中，功率計算部14計算第一信號Il和Ql的瞬時功率Pl (=I12+Q12)，S卩，第一信號Il和Ql的I分量(Il)和Q分量(Ql)的平方和。功率計算部15計算第二信號12和Q2的瞬時功率P2(=I122+Q22)，即，第二信號12和Q2的I分量(12)和Q分量(Q2)的平方和。[脈沖生成部的配置]圖12是脈沖生成部16的功能框圖。脈沖生成部16以這樣的方式生成抵消脈沖S :將為相應的第一頻帶BI和第二頻帶B2預先確定的合成脈沖SI和S2分別與第一頻帶 BI和第二頻帶B2的平均功率的相對比Cl和C2相乘，然后對得到的值求和。脈沖生成部16包括比率計算部26、波形存儲部27以及乘法和加法部28。波形存儲部27被實現(xiàn)為存儲設備，諸如存儲器，在其中存儲用于相應的第一頻帶BI和第二頻帶B2的合成脈沖SI和S2。如第一實施例中的情況，通過合成基本脈沖Sa和輔助脈沖Sb (圖4)獲得每個合成脈沖SI和S2。通過將輔助脈沖Sb合成到基本脈沖Sa獲得用于第一頻帶BI的合成脈沖SI，其中，基本脈沖Sa由通過將包括在第一頻帶BI中的多個子載波在IFFT部8中經(jīng)過傅里葉逆變換而獲得的實部I波形構成，IFFT部8也用于傳輸信號。通過將輔助脈沖Sb合成到基本脈沖Sa獲得用于第二頻帶B2的合成脈沖S2，其中，基本脈沖Sa由通過將包括在第二頻帶B2中的多個子載波在IFFT部8中經(jīng)過傅里葉逆變換而獲得的實部I波形構成，IFFT部8也用于傳輸信號。同時，將功率計算部14計算的第一信號Il和Ql的瞬時功率Pl和功率計算部15計算的第二信號12和Q2的瞬時功率P2輸入到比率計算部26。使用這些瞬時功率Pl和P2，比率計算部26計算相應的頻帶BI和B2的平均功率的相對比Cl和C2。Cl=2 V Pl/(2 V Pl+2 V P2)C2=2 V P2/(2 V Pl+2 V P2)如等式所示，通過下面的方式確定相應的頻帶BI和B2的平均功率的相對比Cl和C2 :分別對于預定采樣周期累計頻帶BI和B2的瞬時功率Pl和P2的平方根V Pl和V P2，并且累計值2 V Pl和2 V P2的每一個除以頻帶BI和B2的累計值求和(I VP1+2 VP2)。比率計算比26獲得OFDM符號的符號周期作為控制周期，其為傳輸功率可能大幅波動的最小時間單元，并且比率計算部26被配置為在此符號周期中執(zhí)行相對比Cl和C2的上述計算。因此，可以在IQ基帶信號的平均功率不是非常波動的穩(wěn)定情況下計算相對比Cl和C2，因此，可以獲得準確的相對比Cl和C2。然而，在LTE的情況下，由于資源塊(見圖6)是用于用戶分配的最小單元，因此可以采用與資源塊的傳輸周期對應的7個OFDM符號(I個時隙)作為計算相對比Cl和C2的控制周期。乘法和加法部28包括兩個乘法器29和30以及一個加法器31。乘法器29將與第一頻帶BI對應的相對比Cl和用于第一頻帶BI的合成脈沖SI相乘。乘法器30將與第二頻帶B2對應的相對比C2和用于第二頻帶B2的合成脈沖C2相乘。此外，加法器31將相應的乘法器29和30執(zhí)行乘法的結果相加，以產(chǎn)生抵消脈沖S，并且將此脈沖S輸出到限幅處理部17中的脈沖保持部22。也就是說，乘法器-累加器16基于下面的等式產(chǎn)生抵消脈沖S。
S=C1XS1+C2XS2當前實施例的乘法和加法部28將比率計算部26中計算的相應的相對比Cl和C2與閾值進行比較，并且確定其波動。僅當相對比Cl或C2波動到超出閾值的程度時，乘法和加法部28使用波動后的相對比Cl和C2執(zhí)行乘法和加法，并且將得到的抵消脈沖S輸出到脈沖保持部22。因此，除非相對比Cl或C2波動到一定程度，否則乘法和加法部28不執(zhí)行乘法和加法，并且脈沖保持部22維持現(xiàn)有抵消脈沖S。因此，與每次相對比Cl或C2波動時就產(chǎn)生抵消脈沖S的情況相比，可以減少電路的計算負荷。[第三實施例的效果]抵消脈沖S是通過將如下兩項相加獲得的脈沖與第一頻帶BI對應的第一信號 Il和Ql的平均功率的相對比Cl與用于第一頻帶BI的合成脈沖SI相乘獲得的結果值；與第二頻帶B2對應的第二信號12和Q2的平均功率的相對比C2與用于第二頻帶B2的合成脈沖S2相乘獲得的結果值。因此，即使當從原始IQ基帶信號中減去通過將增量Al和AQ與抵消脈沖S相乘獲得的抵消信號Ic和Qc時，也將根據(jù)相應的第一頻帶BI和第二頻帶B2的平均功率抵消IQ基帶信號的幅度。因此，根據(jù)當前實施例的峰值功率抑制電路9，即使第一頻帶BI和第二頻帶B2中的頻率功率之間存在差異，通過減去抵消信號Ic和Qc，具有較小平均功率的第二頻帶B2的傳輸功率也不會過度減小。因此，即使對于相應的第一頻帶BI和第二頻帶B2，IQ基帶信號具有不同平均功率，也可以在不降低SNR的情況下對IQ基帶信號適當?shù)貓?zhí)行限幅處理。[第四實施例]圖13示出根據(jù)第四實施例的無線電通信系統(tǒng)的整體配置。如圖13所示，在當前實施例的無線電通信系統(tǒng)中，RRH (遠程無線電頭端)36經(jīng)由CPRI (通用公共無線電接口)連接到基站I。RRH36配備有根據(jù)第四實施例的圖14所示的峰值功率抑制電路9和如上所述的功率放大電路5。此外，在當前實施例中，基站I經(jīng)由光纖向RRH 36發(fā)送用于與RRH 36建立同步的同步信號38。同步信號38是周期為Ims的時鐘信號，與OFDM的符號周期同步。如圖14所示，當前實施例的峰值功率抑制電路9配備有周期生成部37，將同步信號38輸入到周期生成部37。周期生成部37基于從作為外部設置的基站I獲得的同步信號38生成符號周期，并且將生成的符號周期輸出到脈沖生成部16和平均計算部33。圖14的其他組件與第二實施例的峰值功率抑制電路9 (圖7)的組件相同，因此，用與圖7所示的相同的附圖標記表示，并且將省略其描述。如上所述，在當前實施例中，從基站I獲得與OFDM的符號周期同步的同步信號38，并且基于同步信號38生成符號周期。因此，本發(fā)明的峰值功率抑制電路9可以安裝在RRH36。[基本脈沖的變形]圖15示出時域中各種基本脈沖Sa的圖形。在圖15中，(a)是Sinc波形，(b)是切比雪夫波形，(c)是泰勒波形。
所有這些波形在數(shù)學上可以通過下面的等式(I)表示，并且在Sinc波形的情況下，an=n n。[等式I]
權利要求
1.ー種對IQ基帶信號執(zhí)行限幅處理的峰值功率抑制電路，所述峰值功率抑制電路包括 功率計算部，所述功率計算部計算所述IQ基帶信號的瞬時功率； 脈沖保持部，所述脈沖保持部保持抵消脈沖，所述抵消脈沖具有所述IQ基帶信號的頻帶中的頻率分量以及所述頻帶外的頻率分量；以及 限幅處理部，所述限幅處理部從已經(jīng)計算的瞬時功率大于預定閾值的所述IQ基帶信號中減去抵消信號，所述抵消信號是通過使所述IQ基帶信號相對于所述閾值的増量與所述抵消脈沖相乘而獲得的。
2.根據(jù)權利要求I所述的峰值功率抑制電路，其中， 所述抵消脈沖是通過合成基本脈沖和輔助脈沖而獲得的合成脈沖，所述基本脈沖具有所述頻帶中的頻率分量，并且其中，位于主瓣區(qū)中的能量的比率是85%至99%，所述輔助脈沖具有所述頻帶外的頻率分量，所述頻帶外的頻率分量在所述基本脈沖處于峰值時的時間段中急劇上升，與所述基本脈沖相比，所述輔助脈沖具有更窄的脈沖寬度和更低的峰值水平。
3.根據(jù)權利要求2所述的峰值功率抑制電路,其中， 所述基本脈沖的峰值水平和所述輔助脈沖的峰值水平中的每ー個被設定為滿足所述IQ基帶信號的所述頻帶中的期望的EVM (誤差向量幅度)并且滿足期望的相鄰信道泄漏比(ACLR)0
4.根據(jù)權利要求2或3所述的峰值功率抑制電路，其中， 在所述基本脈沖的峰值水平被定義為a并且所述輔助脈沖的峰值水平被定義為@的情況下，在所述峰值水平a和0之間的比率被設定為滿足0.03 < ^/a <0.1。
5.根據(jù)權利要求I至4中的任何一項所述的峰值功率抑制電路，還包括 閾值更新部，所述閾值更新部針對每個控制周期來更新要在所述限幅處理部中使用的所述閾值，在所述每個控制周期中，存在所述IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。
6.根據(jù)權利要求I至5中的任何一項所述的峰值功率抑制電路，還包括 脈沖生成部，所述脈沖生成部生成所述抵消脈沖，以便于能夠根據(jù)每個頻帶的平均功率來抵消所述IQ基帶信號。
7.ー種通信設備，包括 發(fā)射機，所述發(fā)射機包括 根據(jù)權利要求I至6中的任何一項所述的峰值功率控制電路；以及 功率放大電路,所述功率放大電路被配置在所述的峰值功率控制電路之后ー級。
全文摘要
本發(fā)明的目的在于提供一種能夠更加準確地抑制IQ基帶信號的峰值功率的峰值功率抑制電路(9)。本發(fā)明涉及對IQ基帶信號執(zhí)行限幅的峰值功率抑制電路(9)。峰值功率抑制電路(9)包括功率計算部(13)，功率計算部(13)計算IQ基帶信號的瞬時功率(P)；脈沖保持部(22)，脈沖保持部(22)保持抵消脈沖(S)，抵消脈沖(S)具有IQ基帶信號的頻帶(B)中的頻率分量以及該頻帶外的頻率分量；以及限幅處理部(17)，限幅處理部(17)從已經(jīng)計算的瞬時功率(P)大于預定閾值(Pth)的IQ基帶信號中減去抵消信號(Ic和Qc)，其中通過將IQ基帶信號相對于閾值(Pth)的增量(ΔI和ΔQ)與抵消脈沖(S)相乘獲得抵消信號。
文檔編號H04J11/00GK102783059SQ201080064768
公開日2012年11月14日 申請日期2010年11月15日 優(yōu)先權日2010年2月24日
發(fā)明者前畠貴, 米哈伊爾·伊拉里奧諾夫 申請人:住友電氣工業(yè)株式會社