專利名稱：信號處理電路和具有該電路的通信裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通過削波處理等來限制IQ基帶信號的幅度的信號處理電路，并且涉及具有該電路的通信裝置。更具體地，本發(fā)明涉及對用于適當?shù)叵拗埔斎氲綗o線電發(fā)射機中的功率放大電路的IQ基帶信號的幅度的幅度限制方法的改進。
背景技術：
例如，在通過使用多個載波來調(diào)制傳輸信號的方法中，諸如OFDM (正交頻分復用)和W-CDMA (寬帶碼分多址)中，可能存在載波的相位彼此重疊的情況，從而導致傳輸信號具有大的峰值功率。另一方面，盡管功率放大器要求優(yōu)良的線性，但是當輸入具有超過最大輸出水平 的功率的信號時，輸出被飽和且非線性失真增加。因此，當具有大的峰值功率的信號被輸入到非線性放大器中時，在輸出信號中發(fā)生非線性失真，這導致了接收器側的接收特性的降級和帶外輻射。為了防止關于峰值功率的非線性失真增加，需要具有寬的動態(tài)范圍的功率放大器。然而，如果為了不經(jīng)常發(fā)生的峰值功率而加寬放大器的動態(tài)范圍，則短時間內(nèi)的峰值功率與波形在時間軸上的平均功率的比值(PAPR:峰均功率比)增加，并且因此功率效率降低。因此，關于具有不經(jīng)常發(fā)生的大峰值功率的信號，與直接將信道輸入到放大器相t匕，在信號被輸入到放大器之前抑制峰值功率是更合理的。因此，存在一種執(zhí)行削波處理的裝置，為了在功率被放大之前抑制IQ基帶信號的峰值功率，削波處理在反方向上的幅度瞬時施加到具有超過預定閾值的峰值功率的IQ基帶信號。由于這樣的削波處理是在時間軸上施加反方向上的脈沖狀信號的處理，所以削波處理等同于在頻率軸上施加寬頻帶的噪聲。這導致了在僅簡單執(zhí)行削波處理的情況下在頻帶外發(fā)生噪聲的問題。因此，為了處理帶外輻射的問題，已知被稱為NS-CFR (噪聲整形-波峰因數(shù)減小)和PC-CFR (峰值消減-波峰因數(shù)減小)的峰值功率抑制電路。在這些電路中，對于具有超過閾值的瞬時功率的IQ基帶信號的峰值分量(相對于閾值的增量)，NS-CFR電路通過利用低通濾波器、FIR (有限脈沖響應)濾波器等執(zhí)行濾波來限制頻帶，并且從原始IQ基帶信號中減去頻帶已經(jīng)被限制之后的峰值分量(參見專利文獻I)。在PC-CFR電路中，預先設定了即使在執(zhí)行削波處理時也防止帶外輻射的消減脈沖(基本函數(shù)波形)，并且從原始IQ基帶信號中減去消減信號，該消減信號使通過用消減脈沖乘以具有超過閾值的瞬時功率的IQ基帶信號的峰值分量(相對于閾值的增量)來獲得的(參見專利文獻2和3)。專利文獻[專利文獻I]專利號No.3954341[專利文獻2]專利號No.3853509
[專利文獻3]日本特開專利公開No.2004-135087 (圖I至圖6)

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題同時，例如，在與大量移動電話進行通信的基站的情況下，對于與遠距離移動電話進行通信的頻帶，傳輸功率可以被設定為相對高的值，而對于與鄰近移動電話進行通信的另一頻帶，傳輸功率可以被設定為相對低的值，從而針對每個頻帶而改變傳輸功率。在該情況下，也針對每個頻帶改變輸入到峰值功率抑制電路的IQ基帶信號的平均功率。然而，在上述傳統(tǒng)的峰值功率抑制電路中，在假定IQ基帶信號的平均功率對于所有頻帶是恒定的情況下生成消減信號，并且通過從原始IQ基帶信號中減去該消減信號來 執(zhí)行削波處理。 因此，利用傳統(tǒng)的峰值功率抑制電路，對于具有相對低的平均功率的頻帶，由于減去消減信號而導致SNR (信噪比)比需要更大地降低，這可能導致無法進行通信?？紤]到上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種信號處理電路等，即使在IQ基帶信號對于不同的頻帶具有不同的平均功率，該信號處理電路也能夠適當?shù)叵拗艻Q基帶信號的幅度而不會使SNR降級。對問題的解決方案(I)本發(fā)明的信號處理電路是一種信號處理電路，該信號處理電路用于減少要輸入到功率放大電路的調(diào)制波信號的PAPR，該信號處理電路包括功率計算部，該功率計算部計算調(diào)制波信號的IQ基帶信號的瞬時功率；以及信號處理部，該信號處理部通過使用能夠根據(jù)IQ基帶信號的各個頻帶的平均功率來消減IQ基帶信號的消減信號，來限制IQ基帶信號的幅度，從而使得瞬時功率的上限或下限、或者瞬時功率的上限和下限二者等于相應的預定閾值。根據(jù)本發(fā)明的信號處理電路，信號處理部通過使用能夠根據(jù)IQ基帶信號的各個頻帶的平均功率來消減IQ基帶信號的消減信號，來限制IQ基帶信號的幅度。因此，能夠防止各個頻帶中的功率由于消減信號而導致比需要更大地波動。因此，即使在IQ基帶信號對于各個頻帶具有不同平均功率的情況下，也能夠適當?shù)叵拗品榷皇筍NR降級。(2)在本發(fā)明的信號處理電路中，信號處理部可以執(zhí)行削波處理，以將IQ基帶信號的瞬時功率抑制為等于第一閾值的瞬時功率，該削波處理從原始IQ基帶信號中減去消減信號，該消減信號是通過由預定的消減脈沖乘以IQ基帶信號與限定瞬時功率上限的第一閾值的增量所獲得的。(3)此外，在本發(fā)明的信號處理電路中，信號處理部可以執(zhí)行升壓處理，該升壓處理對原始IQ基帶信號添加消減信號，以使IQ基帶信號的瞬時功率的最低水平提高到等于第二閾值的瞬時功率，該消減信號是通過由預定的消減脈沖乘以IQ基帶信號與限定瞬時功率下限的第二閾值的減量而獲得的。(4)此外，在本發(fā)明的信號處理電路中，信號處理部能夠執(zhí)行削波處理和升壓處理二者。
(5)在使用通過由消減脈沖乘以與閾值的增量或減量所獲得的消減信號的情況下，本發(fā)明的信號處理電路需要進一步包括脈沖生成部，該脈沖生成部通過使針對各個頻帶確定的基本脈沖分別乘以用于頻帶的平均功率的相對比值并且通過使所獲得的結果相加來生成消減脈沖。(6)具體地，脈沖生成部可以包括比值計算部，該比值計算部計算各個頻帶的相對比值；波形存儲部，該波形存儲部存儲各個頻帶的消減波形；以及乘法和加法部，該乘法和加法部使響應的消減波形分別乘以所計算的相對比值，并且使所獲得的結果相加。(7)在本發(fā)明的信號處理電路中，在信號處理部包括保持消減脈沖的脈沖保持部的情況下，優(yōu)選的是，僅在計算的相對比值波動時，乘法和加法部使用波動之后的相對比值來執(zhí)行乘法和加法，并且將得到的消減脈沖輸出到脈沖保持部。在該情況下，除非相對比值波動，否則乘法和加法部不執(zhí)行乘法和加法，并且脈沖保持部保持現(xiàn)有的消減脈沖。因此，與簡單地每次生成消減脈沖的情況相比，能夠減少電路的運算負擔。 (8)能夠通過下述步驟來計算頻帶的平均功率的相對比值累積頻帶的瞬時功率的平方根達預定采樣周期，并且使累積值除以對于各個頻帶的累積值的和。然而，為了實時準確地執(zhí)行包括這樣的除法的計算，需要大量的有效數(shù)值，這導致大規(guī)模的電路。另一方面，在數(shù)字信號處理過程中，通過使用二進制數(shù)字來執(zhí)行運算處理。因此，如果累積值除以2的冪乘，則僅是小數(shù)點的位置變化，而不需要實際執(zhí)行除法。因此，在本發(fā)明的信號處理電路中，優(yōu)選地，比值計算部分別累積頻帶的瞬時功率的平方根，并且當累積值的和變成2的冪乘± S時(S是十分小的預定值)，比值計算部通過使相應的累積值除以2的冪乘來計算相對比值。在該情況下，能夠僅通過改變每個累積值的小數(shù)點位置來計算相對比值。因此，能夠準確并迅速地計算相對比值，而不會增加電路的規(guī)模。(9)此外，在本發(fā)明的信號處理電路中，優(yōu)選地，比值計算部在控制周期內(nèi)執(zhí)行對相對比值的計算，在控制周期中，存在IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。這是因為，當在控制周期內(nèi)計算相對比值時，能夠在IQ基帶信號的平均功率不會發(fā)生很大波動的穩(wěn)定條件下計算相對比值，并且因此能夠獲得準確的相對比值。(10)同時，例如，在與大量移動電話進行通信的基站的情況下，傳輸功率可以根據(jù)當前的通信量，在每個時間區(qū)中極大地波動。然而，在傳統(tǒng)的峰值功率抑制電路中，用于檢測IQ基帶信號的瞬時功率的峰值的閾值是固定值。因此，根據(jù)最大通信量，傳統(tǒng)的峰值功率抑制電路僅在傳輸功率大的時間區(qū)中操作。因此，存在峰值功率抑制電路由于相對小的通信量，而在IQ基帶信號的平均功率小的時間區(qū)中不進行操作的情況，并且因此，無法提高功率放大器的功率效率。因此，在本發(fā)明的信號處理電路中，優(yōu)選地，閾值更新部在每個控制周期中更新要在信號處理部中使用的閾值，在每個控制周期中，存在IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。在該情況下，由于閾值更新部在每個控制周期中更新要在信號處理部中使用的閾值，所以例如即使在IQ基帶信號的平均功率相對小的時間區(qū)中，也能夠確實地抑制瞬時功率。
更具體地，在采用LTE (長期演進)的發(fā)射機中使用本發(fā)明的信號處理電路的情況下，OFDM (正交頻分復用)的符號周期可以用作控制周期。在采用W-CDMA (寬帶碼分多路訪問碼分多址)的發(fā)射機中使用本發(fā)明的信號處理電路的情況下，閉環(huán)傳輸功率控制的控制周期可以用作控制周期。這是因為，在LTE中，OFDM符號周期是傳輸功率可能極大波動的最小時間單位，而在W-CDMA中，閉環(huán)傳輸功率控制的控制周期是傳輸功率可能極大波動的最小時間單位。(11)本發(fā)明的通信裝置包括發(fā)射機，該發(fā)射機包括本發(fā)明的信號處理電路以及配置在信號處理電路的后一級的功率放大電路，并且該通信裝置具有與本發(fā)明的信號處理電路中相同的有利效果。本發(fā)明的有益效果如上所述，根據(jù)本發(fā)明，通過能夠根據(jù)IQ基帶信號的各個頻帶的平均功率進行消 減的消減信號來限制IQ基帶信號的幅度，并且因此，即使在IQ基帶信號對于各個頻帶具有不同的平均功率的情況下，也能夠適當?shù)叵拗品榷皇筍NR降級。


圖I示出了根據(jù)第一實施例的無線電通信系統(tǒng)的總體構造。圖2是示出基站的OFDM發(fā)射機的主要部分的功能框圖。圖3是根據(jù)第一實施例的信號處理電路的功能框圖。圖4是脈沖生成部的功能框圖。圖5是示出由比值計算部執(zhí)行的運算邏輯的流程圖。圖6是指示在IQ基帶信號與閾值之間的關系的IQ平面的坐標圖。圖7是示出LTE下行鏈路幀的構造的圖。圖8是根據(jù)第二實施例的信號處理電路的功能框圖。圖9是示出IQ基帶信號的瞬時功率與逐次更新的閾值的時間變化的曲線圖。圖10示出了根據(jù)第三實施例的無線電通信系統(tǒng)的總體構造。圖11是根據(jù)第三實施例的信號處理電路的功能框圖。圖12是指示當升壓處理已經(jīng)執(zhí)行時在IQ基帶信號與第二閾值之間的關系的IQ平面的坐標圖。圖13是示出IQ基帶信號的瞬時功率與逐次更新的第二閾值的時間變化的曲線圖。圖14是指示當削波處理和升壓處理都已經(jīng)執(zhí)行時在IQ基帶信號與第一閾值和第二閾值之間的關系的IQ平面的坐標圖。圖15示出了示出基本脈沖在時域中的變化的曲線圖。
具體實施例方式在下文中，將參考附圖來描述本發(fā)明的實施例。[第一實施方式][無線電通信系統(tǒng)]圖I示出了根據(jù)第一實施例的無線電通信系統(tǒng)的總體構造，本發(fā)明能夠適當?shù)貞糜谠撓到y(tǒng)。如圖I所示，本實施方式的無線電通信系統(tǒng)包括基站(BS)1、以及在基站I的小區(qū)中執(zhí)行與基站I的無線電通信的多個移動終端(MS) 2。在該無線電通信系統(tǒng)中，OFDM用作在基站I與移動終端2之間的調(diào)制方法。該方法是多載波數(shù)字調(diào)制方法，其中由多個載波(子載波)承載傳輸數(shù)據(jù)。由于子載波彼此正交，所以該方法具有如下的優(yōu)點數(shù)據(jù)片段可以被密集地配置成沿著頻率軸彼此重疊的程度。此外，本實施方式的無線電通信系統(tǒng)是用于應用了 LTE (長期演進)的移動電話的系統(tǒng)，并且在基站I與每個移動終端2之間執(zhí)行遵從LTE的通信。在基于LTE的基站I中，能夠例如以5MHz為單位設定用于下行鏈路幀的頻帶，并且在將下行鏈路信號傳送到小區(qū)中的移動終端2的情況下，可以針對每個頻帶改變傳輸功 率。在圖I中示出的示例說明了基站I在兩個頻帶BI和B2中傳送下行鏈路幀的情況。將作為較低頻帶的第一頻帶BI的傳輸功率設定為較大值，并且將作為較高頻帶的第二頻帶B2的傳輸功率設定為較小值。因此，如圖I中的虛線所示，與具有較小傳輸功率的第二頻帶B2的下行鏈路信號所到達的通信區(qū)域A2相比，具有較大傳輸功率的第一頻帶BI的下行鏈路信號所到達的通信區(qū)域Al覆蓋更遠和更寬的區(qū)域。在通信區(qū)域Al和通信區(qū)域A2彼此重疊的區(qū)域中，移動終端2能夠在第一頻帶BI和第二頻帶B2 二者中執(zhí)行通信，并且因此，即使在大通信量的情況下，也能夠確保移動終端2進行的通信。注意，本發(fā)明適用于的無線電通信系統(tǒng)不限于LTE，并且可以是W-CDMA。然而，在下文中，假定將本發(fā)明應用于采用LTE的基站I而給出說明。[LTE下行鏈路幀]圖7是示出LTE下行鏈路幀的構造的圖。在圖7中，垂直軸方向表示頻率，并且水平軸表不時間。如圖7所示，總共10個子幀(子幀#0至#9)構成下行鏈路(DL)幀。每個子幀由兩個時隙(時隙#0和時隙#1)組成。每個時隙由7個OFDM符號組成(在規(guī)范循環(huán)前綴的情況下)。參照圖7，作為用于傳送數(shù)據(jù)的基本單元的資源塊(RB)由頻率軸方向上的12個子載波和時間軸方向上的7個OFDM符號(I個時隙)來限定。因此，例如，在DL幀的頻帶寬度被設定為5MHz的情況下，在頻率軸方向上配置了300個子載波，并且因此配置了 25個資源塊。注意，一個子幀的傳輸時間段是1ms，并且在本實施例中，構成一個子幀的兩個時隙中的每一個包括7個OFDM符號，并且因此，用于一個OFDM符號的傳輸周期(符號周期)是l/14ms (=大約 0. 071ms)。如圖7所示，在每個子幀的開始處，分配控制信道，該控制信道由基站I使用以便于向移動終端2傳送下行鏈路通信所需要的信息。DL控制信息、子幀的資源分配信息、響應于混合自動報告請求(HARQ)的肯定確認(ACK)和否定確認(NACK)等被存儲在控制信道中。
在圖7所示的DL幀中，PBCH是用于通過廣播傳輸來向終端裝置通知系統(tǒng)的帶寬等的物理廣播信道，并且作為用于識別基站I和小區(qū)的信號的主同步信道(P-SCH)和輔同步信道(S-SCH)被分配給第0 (#0)和第六(#5)子幀。在沒有對其分配上述信道的其他區(qū)域(圖7中的沒有陰影的區(qū)域)中的資源塊用作用于存儲用戶數(shù)據(jù)等的物理下行鏈路共享信道(roscH)。要存儲在I3DSCH中的用戶數(shù)據(jù)的分配通過在每個子幀的開始處分配的上述控制信道中的資源分配信息來限定。通過使用資源分配信息，移動終端2能夠確定與其本身相關的數(shù)據(jù)是否被存儲在子幀中。[發(fā)射機的構造]圖2是示出基站I的OFDM發(fā)射機3的主要部分的功能框圖。 發(fā)射機3包括傳輸處理器4和功率放大電路5,并且傳輸處理器4例如由包括一個或多個存儲器和CPU的FPGA (現(xiàn)場可編程門列陣)組成。FPGA允許在運送處理器或制造基站I時預先設定(構造)多種類型的邏輯電路的構造信息。通過這樣的設定操作來構造圖2中所示的功能部6至10。即，本實施例的傳輸處理器4從左至右依次包括S/P轉換部6、映射部7、IFFT (快速傅里葉逆變換)部8、信號處理部9和正交調(diào)制部10。輸入到傳輸處理器4的串行信號序列在S/P (串并)轉換部6中被轉換成多個信號序列，并且在映射部7中將得到的并行信號序列轉換成多個子載波信號H、f2、…和fn，其中的每一個信號都具有預定幅度和相位的組合。IFFT部8將子載波信號H、f2、…和fn轉換成用作在時間軸上彼此正交的基帶信號的I信號和Q信號。在本實施例中，假定基站I在兩個頻帶BI和B2中傳送下行鏈路信號。因此，如圖2所示，從IFFT部8輸出其子載波被包括在第一頻帶BI中的第一信號Il和Q1、以及其子載波被包括在第二頻帶B2中的第二信號12和Q2。第一信號Il和Q I以及第二信號12和Q2被輸入到后一級的信號處理部(本實施例的信號處理電路)9，并且在信號處理部9中經(jīng)歷預定的信號處理。在信號處理之后的IQ信號(lout，Qout)在正交調(diào)制部10中經(jīng)歷正交調(diào)制以成為調(diào)制波信號，并且該調(diào)制波信號被輸入到后一級的功率放大電路5。注意，本實施例的信號處理電路9對作為第一信號Il和Q I以及第二信號12和Q2在時間軸上的合成信號的IQ基帶信號執(zhí)行削波處理，使得IQ基帶信號的瞬時功率P不超過預定閾值Pth。稍后將描述削波處理的細節(jié)。功率放大電路5包括D/A轉換電路，該D/A轉換電路將從正交調(diào)制部10輸入的調(diào)制波信號轉換成模擬信號；轉換器，轉換器將得到的模擬信號上變換為具有RF的一個模擬信號；以及功率放大器，該功率放大器對RF模擬信號的功率進行放大。從天線傳送所放大的RF信號。本實施方式的功率放大電路5可以采用固定電壓系統(tǒng)，其中功率放大器的漏電壓是恒定的。然而，從實現(xiàn)高效高頻放大器的觀點來看，優(yōu)選的是，功率放大電路5采用ET(包絡跟蹤)系統(tǒng)。采用ET系統(tǒng)的功率放大電路5從要輸入到功率放大器的調(diào)制波信號中提取幅度信息(包絡)，并且將與幅度信息相對應的漏電壓施加到功率放大器，從而使得功率放大器在基本上飽和的狀態(tài)下進行操作。因此，在以固定電壓進行操作的情況下發(fā)生的功率損耗減少，并且能夠實現(xiàn)聞效的功率放大器。[信號處理電路的構造]圖3是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的信號處理電路9的功能框圖。在下文中，第一信號Il和Ql以及第二信號12和Q2的合成信號將被簡稱為“IQ
基帶信號”或“ IQ信號”。此外，第一信號Il和Q I的瞬時功率被限定為Pl，第二信號12和Q2的瞬時功率被限定為P2，并且IQ基帶信號的瞬時功率被限定為P (=P1+P2)。
如圖3所示，本實施方式的信號處理電路9包括功率計算部13至15、脈沖生成部16、信號處理部17以及延遲部18和19。其中，功率計算部13計算作為IQ基帶信號的I分量(=11+12)和Q分量(=Q 1+Q2)的平方和的瞬時功率P。功率計算部14計算第一信號Il和Ql的瞬時功率Pl (=I12+Q12)，S卩，第一信號Il和Ql的I分量(Il)和Q分量(Ql)的平方和。功率計算部15計算第二信號12和Q2的瞬時功率P2 (=I22+Q22)，即，第二信號12和Q2的I分量(12)和Q分量(Q2)的平方和。本實施方式的信號處理部17由PC-CFR電路組成，其中，當IQ基帶信號的瞬時功率P超過預定閾值Pth時，從原始IQ基帶信號中減去消減信號Ic和Qc，從而執(zhí)行將IQ基帶信號的瞬時功率P抑制為等于閾值Pth的瞬時功率P的削波處理，該消減信號Ic和Qc是通過使閾值Pth的增量Al和A Q乘以預定的消減脈沖S所獲得的。具體地，信號處理部17包括差分比值計算部20、比較部21、脈沖保持部22以及加法_減法器23和24。使用由功率計算部13計算的瞬時功率P以及已經(jīng)預先設定的預定閾值Pth，差分比值計算部20計算瞬時功率P與閾值Pth的增量比值{1-SQRT (Pth/P)}，并且通過使用乘法器來使IQ基帶信號的每個分量(I，Q)乘以增量比值{1-SQRT(Pth/P)}。因此，基于下列等式來計算作為超過閾值Pth的量的IQ基帶信號的增量A I和AQ0注意，在該情況下，SQRT(_)是獲得括號中的變量的平方根的函數(shù)(在下文中相同)。A I= {1-SQRT (Pth/P)} XIA Q= {1-SQRT (Pth/P)} XQ比較部21將由功率計算部13計算的瞬時功率P與閾值Pth作比較,并且當瞬時功率P大于閾值Pth時，向脈沖保持部22發(fā)出用于輸出消減脈沖S的指令。脈沖保持部22具有被實現(xiàn)為雙端口 RAM等的存儲器，在該存儲器中臨時保持由脈沖生成部16輸出的下述消減脈沖S。當接收到來自比較部21的指令時，脈沖保持部22使上述增量Al和A Q乘以那時保持的消減脈沖S，以計算消減信號Ic和Qc。當沒有接收到來自比較部21的指令時，脈沖保持部22使增量A I和A Q乘以零。因此，關于其瞬時功率P超過閾值Pth的IQ基帶信號，將通過下列等式計算的消減信號Ic和Qc輸入到加法-減法器23和24。Ic= A I X S= {1-SQRT (Pth/P)} XIXSQc= A QXS= {1-SQRT(Pth/P)} XQXS
在加法-減減器23和24的前一級的延遲部18和19使IQ基帶信號延遲用于在功率計算部13和信號處理部17中執(zhí)行的運算處理的時間段。加法-減法器23和24分別從延遲的IQ信號的分量I和分量Q中減去消減信號Ic和Qc，并且輸出Iout和Qout，其構成信號處理之后的IQ信號。通過該減法，其瞬時功率P超過閾值Pth的IQ基帶信號被校正為其瞬時功率等于閾值Pth的信號。其瞬時功率P小于或等于閾值Pth的IQ基帶信號在不需要校正的情況下被直接輸出。圖6是在削波處理已經(jīng)被執(zhí)行時指示在IQ基帶信號與閾值Pth之間的關系的IQ平面的坐標圖。如圖6所示，由本實施例的信號處理電路9執(zhí)行的信號處理是削減IQ基帶信號的瞬時功率P的外圍部分的削波處理。因此，用于功率放大器的功率放大電路5的PAPR減小， 并且由此改善了功率放大器的功率效率。[脈沖生成部的結構]圖4是脈沖生成部16的功能方塊圖。脈沖生成部16通過下述步驟生成消減脈沖S :使由對于各個第一頻帶BI和第二頻帶B2預先確定基本脈沖SI和S2分別乘以頻帶BI和B2的平均功率的相對比值Cl和C2 ;以及然后使得到的值相加。脈沖生成部16包括比值計算部26、波形存儲部27、以及乘法和加法部28。其中，波形存儲部27被實現(xiàn)為例如存儲器的存儲裝置，在其中存儲了各個頻帶BI和B2的基本脈沖SI和S2。注意，雖然在圖4中，基本脈沖SI和S2都被預先存儲在波形存儲部27中，但是在波形存儲部27中可以僅存儲一個基本脈沖SI (或S2)，而另一個基本脈沖S2 (或SI)可以通過在相應頻率f2 (或fl)的基本波形上執(zhí)行頻率變換來生成?；久}沖SI和S2是通過下列方式獲得的Sinc波形如專利文獻3 (日本特開專利公開No. 2004-135078)的情況，將包括在要在下行鏈路傳輸中使用的頻帶BI和B2中的多個(例如N個)載波輸入到IFFT部8，其中其幅度為1/N并且其相位為O。在該情況下，來自IFFT部8的輸出中僅出現(xiàn)實部I，并且虛部Q為零。因此，第一頻帶BI和第二頻帶B2的基本脈沖SI和S2是由各個實部I (Sinc波形)組成的波形，該各個實部I是通過使包括在頻帶BI和B2中的多個子載波在IFFT部8中經(jīng)歷傅里葉逆變換所獲得的，其也用于傳輸信號。因此，基本脈沖SI和S2的頻帶與第一頻帶BI和第二頻帶B2 —致。因此，即使在使用通過使IQ信號超過閾值Pth的增量乘以基本脈沖SI和S2所獲得的消減信號來削減IQ信號時，也防止了在頻帶BI和B2外部的不需要的頻率分量的產(chǎn)生。向比值計算部26輸入由功率計算部14計算的第一信號Il和Ql的瞬時功率Pl以及由功率計算部15計算的第二信號12和Q2的瞬時功率Pl。使用這些瞬時功率Pl和P2，比值計算部26計算各個頻帶BI和B2的平均功率的相對比值Cl和C2。Cl= E V Pl/( E V Pl+ E V P2)C2= E V P2/( E V P 1+ E V P2)在針對相對比值Cl和C2的上述等式中，針對預定采樣周期來分別累積頻帶BI和B2的瞬時功率Pl和P2的平方根V Pl和V P2，并且使累積值V Pl和V P2中的每一個除以頻帶BI和B2的累積值的和(E V Pl+ E V P2)。為了實時準確地執(zhí)行包括上述累積值的除法的上述計算，需要大量的有效數(shù)值，這導致了大規(guī)模的電路。然而，當累積值的和(E V Pl+ E V P2)是2的冪乘時，則僅是小數(shù)點的位置變化，而不需要實際執(zhí)行上述除法。因此，在使用上述等式計算相對比值Cl和C2的情況下，優(yōu)選地，當累積值的和(E V Pl+ E V P2)與2的冪乘一致時，或者當該和變成能夠被認為是大致等于2的冪乘的值時，累積值V Pl和V P2中的每一個除以2的冪乘來計算相對比值Cl和C2。圖5是示出由比值計算部26執(zhí)行的運算邏輯的流程圖。如圖5所示，首先，比值計算部26將累積值Suml和Sum2中的每一個初始化為零(步驟STl )。
接下來，比值計算部26在每個采樣周期中對累積值Suml和Sum2分別加上瞬時功率Pl和P2的平方根V Pl和V P2，并且獲得和T (=Suml+Sum2)(步驟ST2)。此外，比值計算部26確定累積值Suml和Sum2的和T是否在2的冪乘土 5的范圍內(nèi)(S是十分小的預定值)(步驟ST3)。當確定的結果是否定時，比值計算部26返回到步驟ST2并且重復累積。此外，當確定的結果是肯定時，比值計算部26忽略5，并且將累積值的和T(=E V Pl+ E V P2)視為2的冪乘，并且使累計值Suml和Sum2除以2的冪乘，并且由此計算相對比值Cl和C2 (步驟ST4)。在該情況下,通過僅改變累積值Suml和Sum2中的每一個的小數(shù)點的位置,能夠計算相對比值Cl和C2。因此，在不增加電路的規(guī)模的情況下，能夠準確并迅速地計算相對比值Cl和C2。例如，當假定Suml=343并且Sum2=681時(每一個都是十進制數(shù)字)，Suml=343 (以二進制數(shù)字表示為 “0101010111”)，Sum2=681 (以二進制數(shù)字表示為“ 1010101001”)，并且T=1024 (以二進制數(shù)字表示為 “1000000000”)。在該情況下，當使用這些來計算相對比值C I和C2時，Cl=343/1024=0. 0101010111，C2=681/1024=0. 1010101001，并且Cl+C2=l. 0000000000。因此，在每個累積值Suml和Sum2的小數(shù)點后的0和I的順序不變。因此，能夠通過僅改變小數(shù)點的位置來計算相對比值Cl和C2。返回參照圖4，比值計算部26獲得作為控制周期的OFDM符號的符號周期，該符號周期是傳輸功率可能極大波動的最小時間單位，并且比值計算部26被構造為在該符號周期內(nèi)執(zhí)行對相對比值Cl和C2的上述計算。因此，能夠在IQ基帶信號的平均功率不會波動太多的穩(wěn)定條件下計算相對比值Cl和C2，并且因此能夠獲得準確的相對比值Cl和C2。然而，在LTE的情況下，由于資源塊(參見圖7)是用于用戶分配的最小單位，所以與資源塊的傳輸周期相對應的7個OFDM符號(I個時隙)可以用作用于計算相對比值Cl和C2的控制周期。
乘法和加法部28包括兩個乘法器29和30以及一個加法器31。乘法器29使與第一頻帶BI相對應的相對比值Cl乘以頻帶BI的基本脈沖S I。乘法器30使與第二頻帶B2相對應的相對比值C2乘以頻帶B2的基本脈沖C2。此外，加法器31使各個乘法器29和30執(zhí)行的乘法的結果相加以生成消減脈沖S，并且將該脈沖S輸出到信號處理部17中的脈沖保持部22。S卩，乘加器16基于下列等式來生成消減脈沖S。S=C1XS1+C2XS2本實施例的乘法和加法部28將在比值計算部26中計算的相對比值Cl和C2與預定閾值作比較，并且確定其波動。僅在相對比值Cl或C2已經(jīng)波動到超過閾值的程度時，乘法和加法部28使用波動之后的相對比值Cl和C2來執(zhí)行乘法和加法，并且將得到的消減脈沖S輸出到脈沖保持部22。
因此，除非相對比值Cl或C2波動到一定程度，否則乘法和加法部28不執(zhí)行乘法和加法，并且脈沖保持部22保持現(xiàn)有的消減脈沖S。因此，與簡單地每當相對比值Cl或C2波動時都生成消減脈沖S的情況相比，能夠減少電路的運算負擔。[第一實施例的效果]消減脈沖S是合成脈沖，該合成脈沖是使下述相加來獲得的使與第一頻帶BI相對應的第一信號Il和Ql的平均功率的相對比值Cl乘以頻帶BI基本脈沖SI的結果；以及使與第二頻帶B2相對應的第二信號12和Q2的平均功率的相對比值C2乘以頻帶B2的基本脈沖S2的結果。因此，即使從原始IQ基帶信號中減去通過使增量Al和A Q乘以消減脈沖S而獲得的消減信號Ic和Qc時，也將根據(jù)對于各個第一頻帶BI和第二頻帶B2的平均功率來消減IQ基帶信號的幅度。因此，根據(jù)本實施例的信號處理電路9，通過減去消減信號Ic和Qc，第一頻帶BI和第二頻帶B2的功率不會比需要減少得更多。因此，即使在IQ基帶信號對于各個頻帶BI和B2具有不同的平均功率的情況下，也能夠對IQ基帶信號上適當?shù)貓?zhí)行削波處理，而不使SNR降級。[第二實施方式]圖8是根據(jù)第二實施例的信號處理電路9的功能框圖。如圖8所示，本實施例的信號處理電路9 (圖8)與第一實施例的信號處理電路9(圖3)的不同之處在于，信號處理電路9 (圖8)包括平均計算部33和閾值更新部34。在下文中，用相同的附圖標記表不本實施例和第一實施例中共同的組成部分和功能，并且將省略其描述。將主要描述在本實施例與第一實施例之間的差異。平均計算部33獲得其中傳輸功率可能極大波動的最小時間單位的OFDM符號的符號周期，作為用于計算IQ基帶信號的平均功率Pave的控制周期。即，平均計算部33從功率計算部13獲得IQ基帶信號的瞬時功率P，并且在符號周期內(nèi)對瞬時功率P求平均，以計算每個符號周期中的IQ基帶信號的平均功率Pave，并且將平均功率Pave輸出到閾值更新部34。閾值更新部34將通過使從平均計算部33獲得的每個符號周期的平均功率Pave乘以預定的乘法比率而獲得的值用作該符號周期的閾值Pth。例如，當IQ基帶信號的峰值功率Ppeak與平均功率Pave的比值被縮小為6dB時，使上述預定的乘法比率加倍。通過如上所述計算每個符號周期的閾值Pth，閾值更新部34動態(tài)地更新閾值Pth，并且將更新的閾值Pth輸出到差分比值計算部20和比較部21。然后，比較部21將從閾值更新部34獲得的閾值Pth與由功率計算部18計算的瞬時功率P作比較。當瞬時功率P超過更新的閾值Pth時，比較部21向脈沖保持部22發(fā)出用于輸出消減脈沖S的指令。圖9是示出IQ基帶信號的瞬時功率P與逐次更新的閾值Pth的時間變化的曲線圖。如圖9所示，在本實施例中，基于針對每個符號周期(l/14ms)計算的平均功率Pave來逐次計算信號處理電路9的削波處理中使用的閾值Pth，并且針對該符號周期來更 新該閾值Pth。因此，例如，即使IQ基帶信號的平均功率Pave根據(jù)由移動終端2進行的通信量的波動而波動時，也總是執(zhí)行由信號處理電路9進行的削波處理。因此，能夠有效地確保由減小的PAPR而導致功率放大器的功率效率的改善。此夕卜,根據(jù)本實施例的信號處理電路9,將作為其中傳輸功率可能波動的最小時間單位的OFDM的符號周期用作更新閾值Pth的控制周期。這是閾值Pth能夠被準確而迅速地更新的另一優(yōu)點。然而，如第一實施方式的情況，由于在LTE中資源塊(參見圖7)是用于用戶分配的最小單位，所以作為資源塊的傳輸周期的7個OFDM符號(I個時隙)可以用作更新閾值Pth的控制周期。[第三實施例]圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的無線電通信系統(tǒng)的總體構造。如圖10所示，在本實施例的無線電通信系統(tǒng)中，RRH (遠程無線電頭端)36經(jīng)由CPRI (通用公共無線電接口)連接到基站I。RRH36設置有根據(jù)第三實施例的在圖11中所示的信號處理電路9以及上述功率放大電路5。此外，在本實施方式中，基站I經(jīng)由光纖向RRH 36傳送用于建立與RRH 36的同步的同步信號38。同步信號38是具有與OFDM的符號周期同步的Ims周期的時鐘信號。如圖11所示，本實施例的信號處理電路9設置有對其輸入同步信號38的周期生成部37。周期生成部37基于從作為外部裝置的基站I獲得的同步信號38來生成符號周期，并且將所生成的符號周期輸出到脈沖生成部16和平均計算部33。圖11中的其他組成部分與第二實施例的信號處理電路9 (圖8)中的相同，并且因此用與圖8中相同的參考標記來表不，并且將省略其描述。如上所述，在本實施例中，從基站I獲得與OFDM的符號周期同步的同步信號38，并且基于同步信號38來生成符號周期。因此，能夠將本發(fā)明的信號處理電路9安裝在RRH36中。[信號處理部的修改I(升壓處理)]在第一至第三實施例的信號處理電路9 (圖3、圖8和圖11)中，信號處理部17執(zhí)行抑制大于閾值(第一閾值)Pth的IQ基帶信號的瞬時功率P的“削波處理”，該削波處理用于削波并且將瞬時功率P的上限限定為等于閾值Pth的瞬時功率P。與該處理相反地，信號處理部17可以執(zhí)行下述處理將小于預定第二閾值Pth’(〈Pth)的IQ基帶信號的瞬時功率P的最低水平提高到等于Pth’的瞬時功率P (在下文中，該處理被稱為“升壓處理”)通過使在削波處理中由差分比值計算部20和比較部21執(zhí)行的操作反轉，可以在第一至第三實施例(圖3、圖8和圖11)中相同的電路構造中實現(xiàn)執(zhí)行“升壓處理”的信號處理部17。在下文中，將使用圖3作為示例來描述執(zhí)行“升壓處理”的信號處理部17的操作。S卩，在該情況下的信號處理部17中，使用由功率計算部13計算的瞬時功率P以及已經(jīng)預先設定的用于升壓的第二閾值Pth’，差分比值計算部20計算瞬時功率P與第二閾值Pth’的減量比值{SQRT(Pth’ /P)_l}，并且使用乘法器來使IQ基帶信號的每個分量(I，Q)乘以該減量比值{SQRT(Pth’ /P)_l}。
因此，基于下列等式來計算IQ基帶信號的減量Al’和AQ’，它們是小于閾值Pth’的量。A I’ ={SQRT(Pth’ /P)_l} XIAQ，={SQRT(Pth’ /P)_l} XQ比較部21將由功率計算部13計算的瞬時功率P與第二閾值Pth’作比較，并且當瞬時功率P小于第二閾值Pth’時，向脈沖保持部22發(fā)出用于輸出消減脈沖S的指令。當接收到來自比較部21的輸出指令時，脈沖保持部22使上述減量Al’和AQ’乘以那時保持的消減脈沖S，以分別計算消減信號Ic’和Qc’。當沒有接收到來自比較部21的指令時，脈沖保持部22使減量Al’和AQ’乘以零。因此，對于其瞬時功率P小于第二閾值Pth’的IQ基帶信號，基于下列等式計算的消減彳目號Ic’和Qc’被輸入到加法_減法器23和24。Ic’=AI’ XS= {SQRT(Pth，/P)_l} XIXSQc，=AQ，XS={SQRT(Pth’ /P)_l} XQXS作為加法減法器23和24的前一級的延遲部18和19使IQ基帶信號延遲用于在功率計算部13和信號處理部17中執(zhí)行運算處理的時間段。加法-減法器23和24使消減信號Ic’和Qc’分別與延遲的IQ信號的分量I和分量Q相加，并且分別輸出Iout和Qout，其構成信號處理之后的IQ信號。通過該加法，其瞬時功率P小于第二閾值Pth’的IQ基帶信號被校正為其瞬時功率等于第二閾值Pth’的信號。直接輸出其瞬時功率P大于或等于閾值Pth’的IQ基帶信號，而無需進行校正。在該情況下，即使在使通過使減量Al’和AQ’乘以消減脈沖S而獲得的消減信號Ic’和Qc’與原始IQ基帶信號相加時，也將根據(jù)各個第一頻帶BI和第二 B2的平均功率來消減IQ基帶信號的幅度。因此，同樣在執(zhí)行升壓處理的信號處理電路9的情況下，通過加上消減信號Ic’和Qc’，各個第一頻帶BI和第二頻帶B2的功率不會比需要增加得更多。因此，即使在IQ基帶信號對于各個頻帶BI和B2具有不同的平均功率的情況下，也能夠對IQ基帶信號適當?shù)貓?zhí)行升壓處理，而不使SNR降級。
圖12是指示在升壓處理已經(jīng)執(zhí)行時在IQ基帶信號與第二閾值Pht’之間的關系的IQ平面的坐標圖。如圖12所示，與削減IQ基帶信號的瞬時功率P的外圍部分的傳統(tǒng)削波處理相反，由本實施例的信號處理電路9執(zhí)行的升壓處理是諸如削減IQ基帶信號的瞬時功率P的內(nèi)部的處理。以此方式，同樣在提高瞬時功率P的最低水平的“升壓處理”的情況下，輸入到功率放大電路5的調(diào)制波信號的PAPR減小。因此，改善了功率放大器的功率效率。另一方面，同樣在第二實施例的信號處理電路9 (圖8)中，信號處理部17可以執(zhí)行升壓處理。在該情況下，閾值更新部34將通過使從平均計算部33獲得的每個符號周期的平均功率Pave乘以預定的乘法比率所獲得值用作對于該符號周期用于升壓的閾值Pth’。例如，當IQ基帶信號的平均功率Pave與波谷功率(反向峰值功率)Pvalley的比值被縮小為6dB時，使上述預定的乘法比率減半。 通過如上述計算對于每個符號周期的用于升壓的閾值Pth’，閾值更新部34動態(tài)地更新閾值Pth’，并且將更新的閾值Pth’輸出到差分比值計算部20和比較部21。然后，比較部21將從閾值更新部34獲得的閾值Pth’與由功率計算部P計算的瞬時功率P作比較。當瞬時功率P小于更新的閾值Pth’時，比較部21發(fā)出輸出指令。圖13是示出IQ基帶信號的瞬時功率P與逐次更新的第二閾值Pth’的時間變化的曲線圖。如圖13所示，在信號處理電路9的升壓處理中使用的閾值Pth’基于針對每個符號周期(l/14ms)計算的平均功率Pave來逐次計算，并且對于符號周期來進行更新。因此，即使第三實施例的信號處理電路9執(zhí)行升壓處理，也能夠獲得如削波處理的情況的有利效果。S卩，例如，即使IQ基帶信號的平均功率Pave根據(jù)由移動終端2進行的通信量的波動而波動，由信號處理電路9也總是執(zhí)行升壓處理。因此，能夠有效地確保由降低的PAPR導致功率放大器的功率效率的改善。注意，具有基于來自基站I的同步信號38而生成符號周期的周期生成部37的第三實施例的信號處理電路9 (圖11)也能夠采用執(zhí)行上述“升壓處理”的信號處理部17。在該情況下，如第三實施例的情況，信號處理電路9可以被安裝在RRH36中。[信號處理部的修改2(采用削波處理和升壓處理二者)]此外，在第一至第三實施例的信號處理電路9 (圖3、圖8和圖11)中，信號處理部17可以對IQ基帶信號執(zhí)行削波處理和升壓處理二者。在該情況下，使用兩個閾值，S卩，用于削波處理的第一閾值Pth和用于升壓處理的第二閾值Pth’，差分比值計算部20計算瞬時功率P對于各個閾值Pth和Pth’的增量比值{1-SQRT(Pth，/P)}和減量比值{SQRT(Pth，/P)_l} 二者。差分比值計算部20通過使用乘法器使IQ基帶信號的分量(I，Q)乘以各個上述比值，來計算增量Al和AQ以及減量Al’和AQ’。比較部21將由功率計算部13計算的瞬時功率P與第一閾值Pth和第二閾值Pth’作比較。當瞬時功率P大于第一閾值Pth時，并且當瞬時功率P小于第二閾值Pth’時，t匕較部21向脈沖保持部22發(fā)出用于輸出消減脈沖S的指令。
當接收到來自比較部21的輸出指令時，脈沖保持部22使上述增量A I和A Q或者上述減量Al’和AQ’乘以那時保持的消減脈沖S，以計算用于削波的消減信號Ic和Qc、或者用于升壓的消減信號Ic’和Qc’。當沒有接收到來自比較部21的指令時，脈沖保持部22使增量A I和AQ或者減量Al’和AQ’乘以零。因此，對于其瞬時功率P超過第一閾值Pth的IQ基帶信號，將由下列等式計算的消減信號Ic和Qc輸入到加法-減法器23和24。對于其瞬時功率P小于第二閾值Pth’的IQ基帶信號，將通過下列等式計算的消減信號Ic’和Qc’輸入到加法-減法器23和24。Ic= A I X S= {I-SQRT (Pth/P)} XIXSQc= A QX S= {1-SQRT (Pth/P)} XQXS
Ic’=AI’ XS= {SQRT(Pth，/P)_l} XIXSQc，=AQ，XS= {SQRT(Pth，/P)_l} XQXS加法-減法器23和24從延遲的IQ信號的分量I和分量Q中減去消減信號Ic和Qc,或者使消減信號Ic’和Qc’與延遲的IQ信號的分量I和分量Q相加，并且輸出Iout和Qout，其構成信號處理之后的IQ信號。通過該減法或加法，瞬時功率P超過第一閾值Pth的IQ基帶信號被校正為瞬時功率等于第一閾值Pth的信號，并且瞬時功率P小于第二閾值Pth’的IQ基帶信號被校正為瞬時功率等于第二閾值Pth’的信號。圖14是指示當削波處理和升壓處理都已經(jīng)執(zhí)行時在IQ基帶信號與第一閾值Pth和第二閾值Pth’之間的關系的IQ平面的坐標圖。如圖14所示，當執(zhí)行削波處理和升壓處理二者時，IQ基帶信號的瞬時功率P的外圍部分被削減，并且IQ基帶信號的瞬時功率P的內(nèi)部被削減。因此，與僅執(zhí)行處理中的一個的情況相比，能夠進一步降低要輸入到功率放大電路5的調(diào)制波信號的PAPR。[基本脈沖的變化]圖15示出了示出基本脈沖S I和S2在時域中的變化的曲線圖。在圖15中，(a)是Sinc波形，(b)是切比雪夫波形，并且(c)是泰勒波形。所有這些波形可以數(shù)學地由下列等式(I)來表示，并且在Sinc波形的情況下，an=n Ji o[等式I]
權利要求
1.ー種信號處理電路，所述信號處理電路用于減小要輸入到功率放大電路的調(diào)制波信號的峰均功率比(在下面的權利要求書中稱為“PAPR”)，所述信號處理電路包括 功率計算部，所述功率計算部計算所述調(diào)制波信號的IQ基帶信號的瞬時功率；以及 信號處理部，所述信號處理部通過使用消減信號來限制所述IQ基帶信號的幅度，從而使得所述瞬時功率的上限或下限、或者所述瞬時功率的上限和下限二者等于相應的預定閾值，所述消減信號能夠根據(jù)所述IQ基帶信號的各個頻帶的平均功率來消減所述IQ基帶信號。
2.根據(jù)權利要求I所述的信號處理電路，其中， 所述信號處理部執(zhí)行削波處理，所述削波處理從原始IQ基帶信號中減去消減信號，以將所述IQ基帶信號的瞬時功率抑制為等于第一閾值的瞬時功率，所述消減信號是通過使所述IQ基帶信號相對于限定所述瞬時功率的上限的所述第一閾值的增量乘以預定的消減脈沖來獲得的。
3.根據(jù)權利要求I所述的信號處理電路，其中， 所述信號處理部執(zhí)行升壓處理，所述升壓處理對所述原始IQ基帶信號添加消減信號，以使所述IQ基帶信號的所述瞬時功率的底部電平上升到等于第二閾值的瞬時功率，所述消減信號是通過使所述IQ基帶信號相對于限定所述瞬時功率的下限的所述第二閾值的減量乘以預定的消減脈沖來獲得的。
4.根據(jù)權利要求2或3所述的信號處理電路，其中， 所述信號處理部能夠執(zhí)行所述削波處理和所述升壓處理二者。
5.根據(jù)權利要求I至4中的任何一項所述的信號處理電路，進一歩包括 脈沖生成部，所述脈沖生成部通過使針對各個頻帶確定的基本脈沖分別乘以所述頻帶的平均功率的相對比值并且通過使所獲得的結果相加來生成消減脈沖。
6.根據(jù)權利要求5所述的信號處理電路，其中 所述脈沖生成部包括 比值計算部，所述比值計算部計算所述各個頻帶的相對比值； 波形存儲部，所述波形存儲部存儲所述各個頻帶的基本脈沖；以及 乘法和加法部，所述乘法和加法部使相應的基本脈沖分別乘以所計算的相對比值，并且使所獲得的結果相加。
7.根據(jù)權利要求6所述的信號處理電路，其中， 所述信號處理部包括脈沖保持部，所述脈沖保持部保持所述消減脈沖，并且 僅當所計算的相對比值波動時，所述乘法和加法部使用波動之后的相對比值來執(zhí)行乘法和加法，并且將得到的消減脈沖輸出到所述脈沖保持部。
8.根據(jù)權利要求6或7所述的信號處理電路，其中， 所述比值計算部分別累積所述頻帶的瞬時功率的平方根，并且當累積值的和變成2的冪乘± S時(S是十分小的預定值)，所述比值計算部通過使相應的累積值除以2的冪乘來計算所述相對比值。
9.根據(jù)權利要求6至8中的任何一項所述的信號處理電路，其中， 所述比值計算部在控制周期內(nèi)執(zhí)行對所述相對比值的計算，在所述控制周期中，存在所述IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。
10.根據(jù)權利要求I至9中的任何一項所述的信號處理電路，進一歩包括 閾值更新部，所述閾值更新部針對每個控制周期來更新要在所述信號處理部中使用的所述閾值，在所述每個控制周期中，存在所述IQ基帶信號的平均功率隨時間波動的可能性。
11.ー種通信裝置，包括 發(fā)射機，所述發(fā)射機包括 根據(jù)權利要求I至10中的任何一項所述的信號處理電路；以及 功率放大電路,所述功率放大電路被配置在所述信號處理電路的后ー級。
全文摘要
本發(fā)明的目的是適當?shù)叵拗茖τ诟鱾€頻帶(B1和B2)具有不同平均功率的IQ基帶信號的幅度，而不使SNR降級。本發(fā)明涉及一種信號處理電路(9)，其用于減小要輸入到功率放大電路(5)的調(diào)制波信號的PAPR。信號處理電路(9)包括功率計算部(13)，其計算調(diào)制波信號的IQ基帶信號的瞬時功率(P)；以及信號處理部(17)，其通過使用能夠根據(jù)各個頻帶(B1和B2)的平均功率來消減IQ基帶信號的消減信號(Ic和Qc)來執(zhí)行削波處理等，來限制IQ基帶信號的幅度，使得瞬時功率(P)的上限變得等于預定閾值(Pth)。
文檔編號H04J11/00GK102783060SQ20108006479
公開日2012年11月14日 申請日期2010年11月19日 優(yōu)先權日2010年2月24日
發(fā)明者前畠貴, 米哈伊爾·伊拉里奧諾夫 申請人:住友電氣工業(yè)株式會社