專利名稱：延遲時(shí)間計(jì)算單元和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在多路環(huán)境，例如反射波、延遲波和直線波同時(shí)傳播的室內(nèi)進(jìn)行多載波傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。特別地，本發(fā)明涉及為了解決延遲失真通過將要發(fā)送的數(shù)據(jù)分配給不同頻率的載體進(jìn)行多載體傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。更特別地，本發(fā)明涉及為了防止符號間干擾通過在要發(fā)送的符號間提供保護(hù)間隔進(jìn)行多載波傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法和計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。而且，本發(fā)明涉及為了防止符號間和載波間干擾，在不增加傳輸功率的情況下通過在要發(fā)送的符號間提供保護(hù)間隔期間進(jìn)行多載波傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法和計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。
背景技術(shù)：
隨著計(jì)算機(jī)性能的持續(xù)增長，我們愈發(fā)傾向于將計(jì)算機(jī)連接成LAN(局域網(wǎng))以共享數(shù)據(jù)、信息和文件并交換數(shù)據(jù)、信息和郵件。在傳統(tǒng)LAN中，計(jì)算機(jī)通過光纖電纜、同軸電纜和雙絞線電纜相連接。因此，這樣的傳統(tǒng)LAN需要對這些電纜進(jìn)行復(fù)雜的配線。相應(yīng)地，也無法輕易的構(gòu)建它。此外，由于其組成設(shè)備的移動范圍受到電纜長度的限制，因此這樣的傳統(tǒng)LAN并不很方便。無線LAN已經(jīng)引起了相當(dāng)?shù)年P(guān)注，由于不使用電纜連接，其組成設(shè)備，如個(gè)人電腦，可以相對方便的移動。由于近來無線LAN操作速度的提高和成本的下降，其需求明顯增長。此外，還需考慮專用網(wǎng)(PAN)的介入。PAN是一種在我們周圍的電子設(shè)備組成的小規(guī)模無線網(wǎng)絡(luò)。如果在房間中構(gòu)建無線網(wǎng)絡(luò)，就創(chuàng)建了一個(gè)多路環(huán)境，其中每個(gè)接收器同時(shí)接收直線波，反射波和延遲波。多路傳輸導(dǎo)致了延遲失真(頻率選擇性衰落)，這將導(dǎo)致通信中的錯(cuò)誤和信號間干擾。一個(gè)防止延遲失真的方法是多載波傳輸系統(tǒng)。根據(jù)該系統(tǒng)，數(shù)據(jù)被分配給兩個(gè)或多個(gè)具有不同頻率的載波進(jìn)行傳輸。因此，每個(gè)載波都是窄帶寬，每個(gè)載波受頻率選擇性衰落的影響都較小。例如，在IEEE 802. 11a，一種無線LAN標(biāo)準(zhǔn)，中采用的系統(tǒng)為0FDM(正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)，它是一種多載波傳輸系統(tǒng)。根據(jù)此系統(tǒng)，載波的頻率被設(shè)置為彼此成直角。串行發(fā)射的數(shù)據(jù)在每個(gè)符號周期，或循環(huán)經(jīng)過低于數(shù)據(jù)傳輸頻率的串行-并行轉(zhuǎn)換并被輸出。 輸出信號被分配給載波。每個(gè)載波的信號經(jīng)過放大和相調(diào)制。載波的信號經(jīng)過反FFT后成為時(shí)間軸信號，這些載波在頻率軸上彼此成直角，發(fā)送所述信號。接收的信號經(jīng)過FFT后成為頻率軸信號。每個(gè)載波的信號經(jīng)過與上述載波信號調(diào)制相對應(yīng)的解調(diào)制。載波信號經(jīng)過并行-串行轉(zhuǎn)換成為串行信號。根據(jù)OFDM傳輸系統(tǒng)，可以通過使用兩個(gè)或更多彼此成直角的子載波增加符號的長度。因此，OFDM傳輸系統(tǒng)適合多路傳輸。然而，其存在的一個(gè)問題是，如果存在多路成分， 延遲波將干擾下一個(gè)符號，從而導(dǎo)致符號間干擾。此外，在子載波之間也會發(fā)生干擾(載波間干擾)，從而使接收特性惡化。另一方面，一種可行的方法是在要發(fā)送的符號間提供保護(hù)間隔，從而防止信號間干擾。即，在要發(fā)送的符號間插入保護(hù)信號，例如與規(guī)定的保護(hù)間隔或保護(hù)帶寬的尺寸和次數(shù)相一致的保護(hù)間隔或保護(hù)帶寬。在每個(gè)保護(hù)間隔期間內(nèi)重復(fù)地傳輸一部分待傳輸?shù)男盘栆彩浅Ｒ姷?例如，參見非專利文獻(xiàn)1)。通過在保護(hù)間隔期間內(nèi)插入重復(fù)性信號，尺寸小于保護(hù)間隔的多路傳播 (多個(gè)反射波傳播)可以被吸收，且子載波間的干擾可被防止。由此防止了接收質(zhì)量的嚴(yán)重惡化。此外，在保護(hù)間隔之間插入重復(fù)性信號可以帶來若干好處，例如對于符號的次數(shù)和周期，或循環(huán)的同步。如果重復(fù)性信號沒有被插入保護(hù)間隔，比特誤差率降低(例如，參見非專利文獻(xiàn)2)。另一方面，如果一個(gè)重復(fù)性信號被插入了保護(hù)間隔期間，接收器將刪除這個(gè)重復(fù)性信號。相應(yīng)地，在接收器端被發(fā)送的重復(fù)性信號并不計(jì)算在信號功率之內(nèi)。因此，插入重復(fù)性信號導(dǎo)致了傳輸所需的電功率的增加。此外，插入重復(fù)性信號將導(dǎo)致待傳輸?shù)姆栭L度的增加。相應(yīng)地，載波間干擾將會發(fā)生，從而增加了傳輸每個(gè)頻率單元所需的電功率。如果傳輸每個(gè)頻率單位所需的電功率受到法律限制，則必須事先使傳輸功率降低上述增量，從而導(dǎo)致信噪比率惡化。為了節(jié)省電功率，可以在保護(hù)間隔內(nèi)插入一個(gè)空信號而非重復(fù)性信號。此時(shí)，可以通過諸如使用均衡器解決比特誤差率降低的問題(例如，參見非專利文獻(xiàn)3和4)。然而，此時(shí)均衡器的采用導(dǎo)致了系統(tǒng)電路的復(fù)雜度和系統(tǒng)成本的增加。[非專利文獻(xiàn)1]M. Shiomi 等人所著 “Digital Broadcasting" (Ohmsha 1998)。[非專利文獻(xiàn)2]R. Morrison 等人所 M "On the Use of a Cyclic Extension in OFDM” (0-7803-7005-8/$10. 00IEEE，2001)。[非專利文獻(xiàn)3]S. Barbarossa"Performance Analysis of a Deterministic Channel Estimator for Block Transmission Systems with Null Guard Intervals，，。[非專利文獻(xiàn)4]B. Muquet 等人所著"Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmission” (IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 50，NO. 12， DECEMBER 2002)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是為多路環(huán)境中的多載波傳輸提供一種無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法，通過將待傳輸數(shù)據(jù)分配給不同頻率載波而解決延遲失真。本發(fā)明進(jìn)一步的目的是為多載波傳輸提供一種無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、發(fā)送器、發(fā)送方法及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法，通過在信號間傳輸保護(hù)間隔來防止信號間干擾。本發(fā)明的另一個(gè)目的是為多載波傳輸提供一種無線通信系統(tǒng)、接收器、接收方法、 發(fā)送器、發(fā)送方法及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法，通過提供不增加傳輸功率的保護(hù)間隔周期以防止信號間和載波間干擾。在這種情況下提出了本發(fā)明。本發(fā)明的一個(gè)方面是針對本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)， 發(fā)送器發(fā)送一個(gè)多載波信號，其保護(hù)間隔包括空信號；接收器通過利用所述有效符號之后的信號分量對在每個(gè)有效符號的符號頭的信號分量進(jìn)行波形整形。說明書中的“系統(tǒng)” 一詞指通過邏輯上的組裝多個(gè)設(shè)備(或?qū)崿F(xiàn)特定功能的功能模塊)而形成的東西。這些設(shè)備和功能模塊可以是也可以不是單個(gè)的物件。根據(jù)本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)的另一方面，發(fā)送器通過使用空信號提供保護(hù)間隔期間以節(jié)省傳輸功率并防止信噪比率變壞。另一方面，每個(gè)接收符號的符號頭的延遲波導(dǎo)致高頻波的發(fā)生并使得載波相互干擾。相應(yīng)地，接收器將接收信號的每個(gè)有效符號之后的分量添加到位于所述有效符號的符號頭處的延遲波分量上。作為這種添加的結(jié)果，延遲波分量和所添加的分量在波形上變得連續(xù)，且子載波不再相互干擾。在此方面，接收器可以將接收信號的每個(gè)有效符號之后的保護(hù)間隔期間添加到所述有效符號的符號頭以對所述有效符號的符號頭進(jìn)行波形整形，或者接收器可以將每個(gè)有效符號結(jié)束處延續(xù)到下一個(gè)保護(hù)間隔的延遲波分量添加到所述有效符號的符號頭處以對所述有效符號的符號頭進(jìn)行波形整形。在此方面，如果一個(gè)完整的保護(hù)間隔被插入到在前的有效符號的符號頭處，保護(hù)間隔中的噪聲分量也將被添加到有效符號的符號頭處從而增加了噪聲功率。相應(yīng)地，接收器將從每個(gè)有效符號結(jié)束處延續(xù)到下一個(gè)保護(hù)間隔的延遲波分量從隨后的保護(hù)間隔中提取出來，并且僅將延遲波分量添加到所述有效符號的符號頭處。因此，添加到每個(gè)接收符號的噪聲分量可以被最小化，且接收信號的信噪比可以得到提升。在此方面，波形整形部分的長度可以與從前同步中檢測到的接收功率相一致的確定。一種好的做法是如果前同步的接收功率大則拉長波形整形部分，如果前同步的接收功率小則縮短波形整形部分。這是因?yàn)?，如果前同步的接收功率小，則延遲波部分中的噪聲分量的比率大，由此，波形整形的影響不會很大。反之，信號質(zhì)量將變壞。在此方面，可以為接收器提供一種基于接收信號來估算傳播路徑的裝置，并提供一種基于估算傳播路徑得到的最大延遲時(shí)間來確定從每個(gè)有效符號的結(jié)束處延續(xù)到后面的保護(hù)間隔的延遲波分量的裝置。發(fā)送器向每個(gè)子載波或每幾個(gè)子載波插入一個(gè)已知模式的指示信號；因此，接收器可以根據(jù)傅立葉變化之后的頻率軸信號估算傳播路徑并找到最大延遲時(shí)間。在此方面，接收器可以使用包括在接收信號中的諸如一個(gè)前同步的一個(gè)已知模式作為參考符號去找到相關(guān)，計(jì)算接收信號的電功率，基于所計(jì)算的電功率歸一化相關(guān)結(jié)果，通過將歸一化后的相關(guān)結(jié)果與一個(gè)規(guī)定的閾值做比較確定最大延遲時(shí)間，并基于這個(gè)最大延遲時(shí)間確定延遲波分量。在此方面，接收器可以通過利用接收信號中的一個(gè)已知模式找到相關(guān)，計(jì)算接收信號的電功率，通過將功率的計(jì)算結(jié)果和一個(gè)規(guī)定的閾值相乘并將相關(guān)結(jié)果與這個(gè)乘積比較來確定最大延遲時(shí)間，并基于這個(gè)最大延遲時(shí)間確定延遲波分量。此例中，對歸一化的除法可以被閾值的乘法所替代。乘法器的電路比除法器的要簡單，因此，使用乘法器替代除法器可以降低通信系統(tǒng)的成本。在此方面，相關(guān)裝置可以利用互相關(guān)找到一個(gè)參考符號和接收符號之間的相關(guān)， 可以利用自相關(guān)找到接收信號中重復(fù)出現(xiàn)的已知模式之間的相關(guān)，并利用限制器通過將接收信號變?yōu)槎M(jìn)制找到相關(guān)。在此方面，通過利用兩個(gè)或更多的參考符號進(jìn)行相關(guān)處理，相關(guān)部分被增長并且相關(guān)裝置的靈敏性也提高了。在此方面，發(fā)送器端可以在將要發(fā)送的符號間的保護(hù)間隔內(nèi)根據(jù)具體情況插入重復(fù)性信號或空信號。特別地，重復(fù)性信號在前同步的發(fā)送過程中被插入保護(hù)間隔，空信號在數(shù)據(jù)的發(fā)送過程中被插入保護(hù)間隔。在此方面，由于重復(fù)性信號只在前同步被發(fā)送時(shí)被插入保護(hù)間隔期間，如果接收器通過自相關(guān)進(jìn)行同步將使同步更為準(zhǔn)確的完成。另一方面，空信號在數(shù)據(jù)發(fā)送過程中被插入保護(hù)間隔，因此，可以節(jié)省傳輸功率且可以防止載波之間的相互干擾。根據(jù)本發(fā)明的上述各方面，提供了為防止符號間干擾而在符號間提供保護(hù)間隔進(jìn)行多載波傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)，一種接收器，一種接收方法，一種發(fā)送器，一種發(fā)送方法，及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。根據(jù)本發(fā)明的上述各方面，提供了為防止符號間和載波間干擾而在不增加傳輸功率的情況下在將要發(fā)送的符號間提供保護(hù)間隔期間進(jìn)行多載波傳輸?shù)囊环N無線通信系統(tǒng)， 一種接收器，一種接收方法，一種發(fā)送器，一種發(fā)送方法，及計(jì)算延遲時(shí)間的設(shè)備和方法。根據(jù)本發(fā)明的上述各方面，可以通過在保護(hù)間隔內(nèi)插入空信號降低傳輸所需的能量。此外，由于在保護(hù)間隔內(nèi)沒有使用重復(fù)性信號，防止了接收信號的頻譜擺動且峰值也被減??；相應(yīng)地，可以降低單位頻率的傳輸功率。根據(jù)本發(fā)明的上述各方面，通過將每個(gè)保護(hù)間隔內(nèi)發(fā)生的多路分量添加到在先的接收信號的有效符號的符號頭處，可以防止載波間干擾。如果多路徑的最大延遲時(shí)間小于保護(hù)間隔，延遲波分量單獨(dú)地被添加到有效符號的符號頭以降低將被添加到符號頭的噪聲分量，并提高信噪比率。此外，根據(jù)本發(fā)明，多路分量可以從接收符號中被準(zhǔn)確的提取出來； 因此，可以降低解調(diào)制效果變壞的程度并保證良好的通信。本發(fā)明的其它目的、特征和優(yōu)點(diǎn)將通過下面描述的實(shí)施例和附圖變得更加清楚。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的OFDM發(fā)送器的方框圖；圖2是被發(fā)送的信號的示意圖；圖3是被發(fā)送的前同步的示意圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的OFDM接收器的方框圖5是波形整形部分23的示意圖；圖6示出了當(dāng)一個(gè)完整的保護(hù)間隔被加入符號時(shí)噪聲所增加的電功率的問題；圖7示出了當(dāng)一個(gè)完整的保護(hù)間隔被加入符號時(shí)噪聲所增加的電功率的問題；圖8示出了當(dāng)一個(gè)完整的保護(hù)間隔被加入符號時(shí)噪聲所增加的電功率的問題；圖9是根據(jù)傳播路徑情況提高接收信號信噪比率的OFDM接收器的方框圖；圖10是圖9中的波形整形部分23的示意圖；圖11示出了當(dāng)保護(hù)間隔為20%時(shí)頻率軸上的傳輸功率；圖12是圖11所示傳輸功率的放大視圖；圖13是多路環(huán)境中延遲波頻譜的示意圖；圖14示出了通過比較前同步的接收信號的相關(guān)輸出和一個(gè)規(guī)定的閾值TH來找到與最大延遲時(shí)間基本相等的一個(gè)延遲時(shí)間T2的機(jī)制；圖15示出了通過采用參考符號進(jìn)行相關(guān)處理的機(jī)制；圖16示出了通過采用兩個(gè)或多個(gè)參考符號進(jìn)行相關(guān)處理的機(jī)制；圖17是根據(jù)傳播路徑情況提高接收信號信噪比率的OFDM接收器的另一個(gè)方框圖；圖18是延遲時(shí)間估算部分29的一個(gè)方框圖；圖19是延遲時(shí)間估算部分29的另一個(gè)方框圖；圖20是相關(guān)電路31內(nèi)部構(gòu)造的一個(gè)方框圖；圖21是相關(guān)電路31內(nèi)部構(gòu)造的另一個(gè)方框圖；圖22仍然是相關(guān)電路31內(nèi)部構(gòu)造的再一個(gè)方框圖；圖23示出了通過相關(guān)數(shù)值輸出和由閾值比較部分34和定時(shí)部分35進(jìn)行的閾值比較進(jìn)行最大延遲時(shí)間的定時(shí)處理的例子。圖24示出了另一個(gè)通過相關(guān)數(shù)值輸出和由閾值比較部分34和定時(shí)部分35進(jìn)行的閾值比較進(jìn)行最大延遲時(shí)間的定時(shí)處理的例子。
具體實(shí)施例方式通過參考附圖，下面將描述本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例。本發(fā)明涉及一種采用OFDM系統(tǒng)的通信系統(tǒng)，它是一種能夠提高無線傳輸速率和質(zhì)量的技術(shù)。OFDM系統(tǒng)是一種多載波傳輸系統(tǒng)。OFDM系統(tǒng)的載波頻率被設(shè)置為使載波在符號部分中彼此之間成直角。高速信號被分隔為各個(gè)分部并且信號分部被分配給許多子載波并被發(fā)送出去；因此，每個(gè)子載波的傳輸速率很低并且傳輸很少受延遲波的影響。圖1是本發(fā)明的通信系統(tǒng)的一個(gè)組成部分，即OFDM發(fā)送器的方框圖，它包括編碼器11，調(diào)制器12，串/并行轉(zhuǎn)換器13，IFFT 14，并/串行轉(zhuǎn)換器15和一個(gè)保護(hù)間隔插入部分16。編碼器11對將要發(fā)送的數(shù)據(jù)進(jìn)行帶有誤差校正碼的編碼。調(diào)制器12根據(jù)包括調(diào)制次數(shù)在內(nèi)的調(diào)制信息對數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，其中調(diào)制信息由使用例如QPSK系統(tǒng)的傳輸控制器109提供。QPSK(正交相移鍵控)系統(tǒng)是一種相位調(diào)制系統(tǒng)，屬于一種數(shù)字調(diào)制系統(tǒng)。根據(jù)QPSK系統(tǒng)，通過匹配(0,0)為“0”相位，(0,1)為“π/2”相位，(1,0)為“π”相位，(1， 1)為“π/3”相位發(fā)送一個(gè)信號。
在對將要發(fā)送的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制之后，可以依據(jù)導(dǎo)頻符號插入的模式和次數(shù)將一個(gè)已知的數(shù)據(jù)序列插入到調(diào)制后的符號序列中作為引導(dǎo)符號。每個(gè)子載波或每幾個(gè)子載波插入一個(gè)已知模式的引導(dǎo)信號。串/并行轉(zhuǎn)換器13根據(jù)并行載波的數(shù)量和次數(shù)將經(jīng)過調(diào)制的串行信號分部轉(zhuǎn)換為并行信號分部。IFFT 14和并/串行轉(zhuǎn)換器15根據(jù)規(guī)定的FFT的大小和次數(shù)進(jìn)行逆傅立葉變換， 并將并行信號分部轉(zhuǎn)換為時(shí)間軸信號分部，在相位軸上載波之間互成直角。當(dāng)?shù)扔诤笠粋€(gè)OFDM符號的信號分部被發(fā)送后，保護(hù)/間隔插入部分16將其輸出從并/串行轉(zhuǎn)換器15的一端切換為“0”信號(例如，地面)的一端，并發(fā)送一個(gè)與保護(hù)間隔時(shí)間長度相等的空信號。保護(hù)間隔插入部分16僅當(dāng)一個(gè)前同步被發(fā)送時(shí)(或僅在規(guī)定的期間中)可以插入保護(hù)間隔，每個(gè)保護(hù)間隔包括一個(gè)重復(fù)性信號。圖2是被發(fā)送的信號的示意圖。如圖2所示，空信號被插入OFDM符號之間作為保護(hù)間隔。保護(hù)間隔的長度由傳播路徑的情況決定，即，影響解調(diào)制的延遲波的最大延遲時(shí)間 (該延遲時(shí)間短于保護(hù)間隔)。通過令保護(hù)間隔長于延遲波的最大延遲時(shí)間可以避免符號之間的干擾。在這個(gè)實(shí)施例中，如前所述，通過使用一個(gè)空信號作為保護(hù)間隔，可以節(jié)省傳輸功率并防止信噪比率變壞。此外，由于在傳輸數(shù)據(jù)的時(shí)間周期使用空信號作為保護(hù)間隔，可以使用所節(jié)省的傳輸能量進(jìn)行更為高效的傳輸。如果在接收器端通過使用一個(gè)由已知模式構(gòu)成的前同步進(jìn)行基于自相關(guān)的同步過程，則為了完成準(zhǔn)確的同步，僅當(dāng)一個(gè)前同步被發(fā)送時(shí)可以在符號間插入一個(gè)重復(fù)性信號，且當(dāng)一個(gè)數(shù)據(jù)信號被發(fā)送時(shí)可以在符號間插入一個(gè)包括空信號的保護(hù)間隔(如圖3所示)°圖4是OFDM接收器的方框圖，它是本發(fā)明的通信系統(tǒng)的一個(gè)組成部分。它包括同步檢測部分21，串/并行轉(zhuǎn)換器22，波形整形部分23，F(xiàn)FT24，并/串行轉(zhuǎn)換器25，解調(diào)器沈和解碼器27。通過使用前同步，同步檢測部分21從在傳播路徑中經(jīng)受多路衰減的接收信號中提取出關(guān)于同步的信息。為了完成精確的同步，發(fā)送器僅在一個(gè)前同步被發(fā)送時(shí)將重復(fù)性信號插入保護(hù)間隔期間。串/并行轉(zhuǎn)換器22根據(jù)關(guān)于同步的信息將接收到的信號或串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為用于并行載波的并行數(shù)據(jù)。波形整形部分23通過使用該符號后續(xù)的保護(hù)間隔或者從這個(gè)接收信號的有效符號結(jié)束處延續(xù)到下一個(gè)保護(hù)間隔的延遲波分量對一個(gè)有效符號的符號頭進(jìn)行波形整形。波形整形部分23的工作將在后面進(jìn)行詳細(xì)描述。FFT24在一個(gè)符號長度內(nèi)對數(shù)據(jù)進(jìn)行傅立葉變換，且并/串行轉(zhuǎn)換器25將時(shí)間軸上的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為頻率軸上的數(shù)據(jù)并從子載波中提取數(shù)據(jù)。解調(diào)器26依據(jù)QPSK系統(tǒng)或類似系統(tǒng)對提取出的數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)制。解碼器27對帶有誤差校正碼的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。這樣得到的接收數(shù)據(jù)被通信協(xié)議的上層進(jìn)行了處理。圖5是波形整形部分23工作的示意圖。波形整形部分23對每一個(gè)接收符號的符號頭進(jìn)行波形整形，其方法是將后續(xù)的包括從所述接收符號的有效符號的結(jié)束處延續(xù)的延遲波的保護(hù)間隔應(yīng)用到所述接收符號的符號頭處。如圖5所示，一個(gè)接收符號501的符號頭503在延遲波的影響下變形。如果所有延遲波都位于后續(xù)的在傳輸時(shí)插入了一個(gè)空信號的保護(hù)間隔之中，則延遲波不干擾下一個(gè)符號。因此，不會發(fā)生符號間干擾。另一方面，如果需要進(jìn)行傅立葉變換的部分(FFT窗口)位于一個(gè)接受符號之外并且進(jìn)行了傅立葉變換，則子載波間干擾將在多路徑的影響下發(fā)生， 因此，接收特性將會相當(dāng)程度地變壞。相應(yīng)地，波形整形部分23 —個(gè)包括從接收符號501的結(jié)束處延續(xù)的延遲波分量 502的保護(hù)間隔添加到接收符號501的符號頭503。由此，接收符號的符號頭的延遲波分量 503和所添加的保護(hù)間隔502在波形上是連續(xù)的；因此，子載波間干擾不會發(fā)生。另一方面，如果整個(gè)保護(hù)間隔被添加到如圖5所示的在先接收的符號中，則保護(hù)間隔中的噪聲也被添加到了接收符號中，這造成了噪聲電功率增加的問題。這個(gè)問題將參考圖6在后面進(jìn)行討論。如圖6所示，多載波傳輸?shù)囊粋€(gè)正常的信號包括長度為Te的傳輸符號和位于符號之間的長度為Tg的空信號保護(hù)間隔。正常的信號通過一個(gè)多路環(huán)境中的傳播路徑傳輸?shù)模?并且最大延遲時(shí)間為Td的延遲波或噪聲將到達(dá)接收端。此外，接收器硬件產(chǎn)生噪聲。因此， 接收信號是發(fā)送信號和延遲波以及噪聲的重疊。如上面參考圖5所述，如果一個(gè)有效符號后面的長度在T2之內(nèi)的接收信號的一部分被添加到了有效符號的符號頭，則從有效符號的結(jié)束處延續(xù)的延遲波分量被添加到位于有效符號符號頭的延遲波分量，因此，接收信號的波形變得連續(xù)。無需將噪聲分量同延遲波分量一起提取出來。如果噪聲分量被添加到了有效符號的符號頭，接收信號的信噪比率將變壞。噪聲分量部分不能與有效符號符號頭的波形恢復(fù)處理相分離，而其它部分可以。即，如圖7所示，可以通過精確地找到最大延遲時(shí)間Td并使 T2近似于Td來去除超過最大延遲時(shí)間Td的噪聲分量部分。如上所述，將一個(gè)完整的保護(hù)間隔插入到在先的有效符號中的一個(gè)誤差因素是將噪聲添加到了有效符號中。另一個(gè)誤差因素是FFT窗口的位置分裂。S卩，由于FFT窗口的分裂使得正相位的信號分量被作為噪聲添加到了信號分量缺失的部分。在有效符號上添加噪聲的問題可以通過在發(fā)送器端利用剩余電功率得到解決。在傳統(tǒng)傳輸系統(tǒng)將重復(fù)性型號插入保護(hù)間隔的情況下，傳輸功率被保護(hù)間隔提升。而在本發(fā)明的通信系統(tǒng)中，由于通過不發(fā)送重復(fù)性信號可以節(jié)省電功率并且通過利用節(jié)省的功率提高將要發(fā)送的符號的信號功率從而可以在接收端由相同的傳輸功率得到相同的信噪比率 (如前所述)。因此，通過在發(fā)送器端設(shè)計(jì)這樣的策略可以去除解碼的差異。上述問題可以通過根據(jù)造成延遲波的傳播路徑的情況提升接收信號的信噪比率得到解決。如果從有效符號結(jié)束處延續(xù)的延遲波分量被從保護(hù)間隔中提取出來且只有延遲波分量被添加到有效符號的符號頭而非整個(gè)保護(hù)間隔被添加到有效符號的符號頭，則添加到的有效符號符號頭處的噪聲分量可以被最小化且接收信號的信噪比率可以被提高。一個(gè)傳播路徑的延遲波分量可以從通過對傳播路徑的估算找到的最大延遲時(shí)間中被確定。波形整形部分的長度可以由從前同步或類似信號中檢測的接收功率規(guī)定。如果前同步的接收功率大則可以延長波形整形部分，如果前同步的接收功率小則可以縮短波形整形部分，因?yàn)槿绻巴降慕邮展β市?，則延遲波部分中的噪聲分量的比率就大，因此，波形整形部分的效果不會太大。反之，信號質(zhì)量將會變壞。圖9是用于根據(jù)傳輸路徑的情況提高接收信號信噪比率的OFDM接收器的方框圖。 圖9的接收器與圖4的接收器不同之處在于，前者在FFT 24和并/串行轉(zhuǎn)換器25之間有一個(gè)傳播路徑估計(jì)部分28。一個(gè)由已知模式構(gòu)成的導(dǎo)頻信號被插入到每個(gè)載波或每幾個(gè)子載波中。傳播路徑估計(jì)部分28根據(jù)傅立葉變換后頻率軸上的OFDM信號估計(jì)傳播路徑并找到最大延遲時(shí)間。最大延遲時(shí)間被送回到波形整形部分23，所述波形整形部分23根據(jù)最大延遲時(shí)間確定從有效符號結(jié)束處延續(xù)到保護(hù)間隔內(nèi)的延遲波分量，并將延遲波分量添加到有效符號的符號頭。圖10是波形整形部分23工作的一個(gè)示意圖。如前所述，為了將延遲波分量添加到符號中保護(hù)間隔被添加到符號中。相應(yīng)地，只需要在延遲波存在的部分進(jìn)行添加。波形整形部分23僅將從接收信號的有效符號701結(jié)束處延續(xù)到保護(hù)間隔中的部分702添加到有效符號701的符號頭703。這樣，位于接收符號符號頭的延遲波分量703和保護(hù)間隔中的延遲波分量702在波形上變的連續(xù)。相應(yīng)地，子載波間干擾不會發(fā)生，將被添加到接收符號中的噪聲分量被最小化，且接收信號的信噪比率被提高。如前所述，通過在保護(hù)間隔內(nèi)插入空信號而非重復(fù)性信號，符號間干擾和載波間的干擾可以被避免，且依賴傳播路徑的情況，接收信號的信噪比率可以被提高。下面將描述本發(fā)明的通信系統(tǒng)的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。圖11示出了當(dāng)保護(hù)間隔為20%時(shí)頻率軸上的傳輸功率。在傳統(tǒng)系統(tǒng)中，重復(fù)性信號的插入延長了符號的長度。相應(yīng)地，會發(fā)生載波間干擾且每個(gè)單位頻率的傳輸功率將增加。在本發(fā)明的通信系統(tǒng)中，不會發(fā)生載波間干擾。因此，可以防止傳輸功率的增加。圖12是圖11所示的傳輸功率的一個(gè)放大視圖。如圖12所示，本發(fā)明的通信系統(tǒng)的傳輸功率的峰值與傳統(tǒng)系統(tǒng)相比降低了約1. ldB。因此，當(dāng)單位頻率的傳輸功率被限定時(shí)，本發(fā)明的通信系統(tǒng)可以進(jìn)行信號傳輸而不浪費(fèi)傳輸功率。前同步(或者來自發(fā)送器的一個(gè)已知模式的信號)的相關(guān)輸出可以被用來在接收器端找到最大延遲時(shí)間Td。圖13是在例如房間的多路環(huán)境中的延遲波頻譜的示意圖。如圖13所示，強(qiáng)延遲波(2)和(3)跟隨首先到來的波(1)并且大量的延遲波(4)跟在后面，盡管它很弱。這樣的一個(gè)延遲波頻譜被作為一個(gè)傳遞函數(shù)，對其及時(shí)求卷積形成接收信號。如圖14所示，通過比較前同步接收信號的相關(guān)輸出和規(guī)定的閾值TH可以找到一個(gè)與最大延遲時(shí)間基本相等的延遲時(shí)間τ2。而后，一個(gè)與有效符號之后的適當(dāng)延遲時(shí)間T2 相對應(yīng)的信號分量被分割并添加到有效符號的符號頭。作為結(jié)果，延遲波分量在波形上變得連續(xù)。而且，不必要的待添加的噪聲分量可以被最小化。如圖15所示，在傳統(tǒng)傳輸數(shù)據(jù)幀的符號頭，一個(gè)已知模式的前同步被添加，其目的通常是用于獲得同步所需的信息或其它目的。這個(gè)前同步通過加入兩個(gè)或多個(gè)參考符號形成，例如，每個(gè)參考符號可以由128個(gè)樣本構(gòu)成。例如，通過利用一個(gè)參考符號進(jìn)行相關(guān)處理，可以估計(jì)適當(dāng)?shù)难舆t時(shí)間Τ2。由于度量可以與帶寬一一對應(yīng)，如果帶寬為1.5GHz，樣本數(shù)量為128，則分辨率為0. 67納秒且有效符號的長度為85. 3納秒。做為選擇，如圖16所示，通過使處理過程利用兩個(gè)或多個(gè)參考符號，相關(guān)部分可以增長并且裝置對于相關(guān)的敏感度可以被提高。圖17是一個(gè)OFDM接收器的方框圖，其中一個(gè)適當(dāng)?shù)难舆t時(shí)間1~2被計(jì)算，T2是被一個(gè)前同步的相關(guān)輸出對有效符號后的一個(gè)信號分量進(jìn)行分割得到的，并將其添加到有效符號的符號頭，由此提高接收信號的信噪比率。圖17的OFDM接收器與圖9的接收器不同之處在于，它在FFTM之后添加了一個(gè)延遲時(shí)間估計(jì)部分四。一個(gè)由已知模式構(gòu)成的導(dǎo)頻信號被插入來自發(fā)送器的每個(gè)子載波或者每幾個(gè)子載波。延遲時(shí)間估計(jì)部分四可以根據(jù)傅立葉變換之后頻率軸上的OFDM信號估計(jì)傳播路徑并找到適當(dāng)?shù)难舆t時(shí)間T2。這里獲得的延遲時(shí)間T2被送回到波形整形部分23。波形整形部分23將在每個(gè)有效符號結(jié)束后延續(xù)的保護(hù)間隔的延遲波分量切割以使其等于延遲時(shí)間T2,并將其添加到有效符號的符號頭。圖18是延遲時(shí)間估計(jì)部分四的方框圖。圖18的延遲時(shí)間估計(jì)部分四包括相關(guān)電路31，功率計(jì)算部分32，歸一化部分33，閾值比較部分34和定時(shí)部分35。相關(guān)電路31通過使用包含在一個(gè)接收信號內(nèi)的已知模式找到相關(guān)。計(jì)算相關(guān)的方法將在后面介紹。功率計(jì)算部分32計(jì)算接收信號的電功率。歸一化部分33根據(jù)計(jì)算所得的電功率對相關(guān)結(jié)果進(jìn)行歸一化。閾值比較單元34將歸一化后的相關(guān)結(jié)果與一個(gè)規(guī)定的閾值進(jìn)行比較。而后定時(shí)部分35根據(jù)與閾值的比較，為包含在接收波中的延遲波的最大延遲時(shí)間計(jì)時(shí)。用于對接收波的相關(guān)輸出和閾值進(jìn)行比較的方法將在后面介紹。圖19是延遲時(shí)間估計(jì)部分四的另一個(gè)方框圖。圖19的延遲時(shí)間估計(jì)部分四包括相關(guān)電路31，閾值乘法部分36，比較部分37和定時(shí)部分35。相關(guān)電路31通過使用包含在接收信號內(nèi)的已知模式找到相關(guān)。功率計(jì)算部分32 計(jì)算接收信號的電功率。閾值乘法部分36在所計(jì)算的功率上乘以一個(gè)規(guī)定的閾值。比較部分37對相關(guān)結(jié)果與這個(gè)乘積進(jìn)行比較。而后，定時(shí)部分35根據(jù)這個(gè)比較對最大延遲延遲計(jì)時(shí)。這樣，用于歸一化的除法被閾值的乘法所取代。乘法的電路比除法的電路簡單，因此，通過使用乘法器而非除法器，可以降低通信系統(tǒng)的成本。圖20是示出相關(guān)電路31—個(gè)內(nèi)部構(gòu)造的方框圖。在圖20的例子中，參考符號部分由k個(gè)已知模式的樣本Ilci-Iv1組成。圖20的相關(guān)電路31包括保存著在時(shí)間序列上一個(gè)接一個(gè)輸入的k個(gè)樣本的移位寄存器41，保存參考符號的參考符號保存部分42，將樣本中每一個(gè)在時(shí)間序列上與接收符號對應(yīng)的樣本與另一個(gè)樣本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的輸出找到I軸信號和Q軸信號的平方和的加法器44，以及輸出該結(jié)果作為相關(guān)數(shù)值的絕對值電路45。由絕對值電路45得到的平方和作為預(yù)先保存的參考符號和接收參考符號之間的相關(guān)的數(shù)值被輸出。圖21是相關(guān)電路31另一個(gè)內(nèi)部構(gòu)造的方框圖。在圖21的例子中，一個(gè)參考符號部分由k個(gè)已知模式的樣本Iltl-Iv1組成，發(fā)送器按照規(guī)定的次數(shù)重復(fù)的發(fā)出相同的參考符號。圖21的相關(guān)電路31包括保存著在時(shí)間序列上一個(gè)接一個(gè)輸入的k個(gè)樣本的移位寄存器41A和41B，將樣本中每一個(gè)在時(shí)間序列上與接收符號對應(yīng)的樣本與另一個(gè)樣本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的輸出找到I軸信號和Q軸信號的平方和的加法器44以及輸出該結(jié)果作為相關(guān)數(shù)值的絕對值電路45。因此，可以找到自相關(guān)，其中接收信號中重復(fù)出現(xiàn)的已知模式與另一個(gè)相關(guān)。圖22還是相關(guān)電路31的另一個(gè)內(nèi)部構(gòu)造的方框圖。在圖22的例子中，參考符號部分由k個(gè)已知模式的樣本Ilci-Iv1組成。圖22的相關(guān)電路31包括對接收信號進(jìn)行歸一化的限幅器46，保存歸一化后的時(shí)間序列上的k個(gè)接收符號的移位寄存器41，保存k個(gè)參考符號的參考符號保存部分42，將樣本中每一個(gè)在時(shí)間序列上與接收符號對應(yīng)的樣本與另一個(gè)樣本相乘的k乘法器43，使用所述乘法的輸出找到I軸信號和Q軸信號的平方和的加法器44，以及輸出結(jié)果作為相關(guān)數(shù)值的絕對值電路45。由絕對值電路45得到的平方和作為預(yù)先保存的參考符號和接收參考符號之間的相關(guān)的數(shù)值被輸出。圖22的相關(guān)電路31可以提供包括圖18的功率計(jì)算和歸一化的相關(guān)數(shù)值輸出。圖23示出了通過相關(guān)數(shù)值輸出和由閾值比較部分34和定時(shí)部分35進(jìn)行的閾值比較進(jìn)行最大延遲時(shí)間的定時(shí)處理的例子。如圖23所示，相關(guān)數(shù)值輸出與閾值TH進(jìn)行比較，相關(guān)數(shù)值超過了閾值TH的時(shí)間期間T2被估計(jì)為延遲時(shí)間。圖24示出了另一個(gè)通過相關(guān)數(shù)值輸出和由閾值比較部分34和定時(shí)部分35進(jìn)行的閾值比較進(jìn)行最大延遲時(shí)間的定時(shí)處理的例子。在圖24所示的例子中，相關(guān)數(shù)值輸出與兩個(gè)閾值TH1和TH2進(jìn)行比較。對于閾值TH1,相關(guān)數(shù)值輸出的峰值被作為FFT定時(shí)。另一個(gè)閾值TH2用來檢測最大延遲時(shí)間。從相關(guān)數(shù)值輸出超出閾值TH1的點(diǎn)到它變成閾值TH2的點(diǎn)的期間被估計(jì)為延遲時(shí)間T2?？梢酝ㄟ^將估計(jì)的延遲時(shí)間乘以規(guī)定的相關(guān)因子得到延遲時(shí)間Τ2?？蛇x擇的，也可以添加一個(gè)規(guī)定的時(shí)間偏移量得到延遲時(shí)間Τ2。上面已經(jīng)通過參照具體實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行了描述。但是，本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解在不背離本發(fā)明的精髓和范圍的情況下可以對實(shí)施例進(jìn)行各種改變和修改。也就是說，本發(fā)明通過實(shí)施例的形式被公開。說明書中的內(nèi)容不能被狹義的解釋。本發(fā)明的精髓和范圍應(yīng)該由所附的權(quán)利要求書進(jìn)行限定。
權(quán)利要求
1.一種延遲時(shí)間計(jì)算單元，用于計(jì)算延遲波在多載波傳播路徑中由多路徑影響引起的延遲時(shí)間，所述延遲時(shí)間計(jì)算單元包括相關(guān)裝置，通過使用接收信號所包含的已知模式找到相關(guān)； 功率計(jì)算裝置，用于計(jì)算接收信號的功率； 歸一化裝置，根據(jù)所計(jì)算的功率歸一化相關(guān)結(jié)果；定時(shí)裝置，用于將歸一化的相關(guān)結(jié)果和規(guī)定的閾值相比較，并根據(jù)該比較對最大延遲時(shí)間進(jìn)行定時(shí)。
2.—種延遲時(shí)間計(jì)算單元，用于計(jì)算延遲波在多載波傳播路徑中由多路徑影響引起的延遲時(shí)間，所述延遲時(shí)間計(jì)算單元包括相關(guān)裝置，通過使用接收信號所包含的已知模式找到相關(guān)；功率計(jì)算裝置，用于計(jì)算接收信號的功率；閾值乘法裝置，用于將所計(jì)算的功率乘以規(guī)定的閾值；以及定時(shí)裝置，用于將相關(guān)結(jié)果與閾值乘法的結(jié)果相比較，并根據(jù)該比較對最大延遲時(shí)間進(jìn)行定時(shí)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的延遲時(shí)間計(jì)算單元，其中所述相關(guān)裝置包括互相關(guān)裝置，用于將事先保存的參考符號和接收的參考符號互相關(guān)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2的延遲時(shí)間計(jì)算單元，其中所述相關(guān)裝置包括自相關(guān)裝置，用于將接收信號中的重復(fù)出現(xiàn)的參考符號的每一個(gè)與另一個(gè)參考符號自相關(guān)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或2的延遲時(shí)間計(jì)算單元，其中所述相關(guān)裝置包括限幅器裝置，通過將接收信號二進(jìn)制化找到相關(guān)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或2的延遲時(shí)間計(jì)算單元，其中所述相關(guān)裝置通過使用兩個(gè)或多個(gè)參考符號進(jìn)行相關(guān)處理。
7.—種延遲時(shí)間計(jì)算方法，用于計(jì)算延遲波在多載波傳播路徑中由多路徑的影響造成的延遲時(shí)間，所述方法包括相關(guān)步驟，通過使用接收信號所包含的已知模式找到相關(guān)； 功率計(jì)算步驟，用于計(jì)算接收信號的功率； 歸一化步驟，根據(jù)所計(jì)算的功率歸一化相關(guān)結(jié)果；定時(shí)步驟，用于將經(jīng)過歸一化的相關(guān)結(jié)果和規(guī)定的閾值相比較，并根據(jù)該比較對最大延遲時(shí)間進(jìn)行定時(shí)。
8.—種延遲時(shí)間計(jì)算方法，用于計(jì)算延遲波在多載波傳播路徑中由多路徑的影響造成的延遲時(shí)間，所述方法包括相關(guān)步驟，通過使用接收信號所包含的已知模式找到相關(guān)； 功率計(jì)算步驟，用于計(jì)算接收信號的功率； 閾值乘法步驟，用于將所計(jì)算的功率乘以規(guī)定的閾值；和定時(shí)步驟，用于將相關(guān)結(jié)果和閾值乘法的結(jié)果相比較，并根據(jù)該比較對最大延遲時(shí)間進(jìn)行定時(shí)。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8的延遲時(shí)間計(jì)算方法，其中在所述相關(guān)步驟中將事先保存的參考符號和接收到的參考符號互相關(guān)。
10.根據(jù)權(quán)利要求7或8的延遲時(shí)間計(jì)算方法，其中在所述相關(guān)步驟中將接收信號中的重復(fù)出現(xiàn)的參考符號的每一個(gè)與另一個(gè)參考符號自相關(guān)。
11.根據(jù)權(quán)利要求7或8的延遲時(shí)間計(jì)算方法，其中在所述相關(guān)步驟中通過將接收信號二進(jìn)制化找到相關(guān)。
12.根據(jù)權(quán)利要求7或8的延遲時(shí)間計(jì)算方法，其中在所述相關(guān)步驟中通過使用兩個(gè)或多個(gè)參考符號進(jìn)行相關(guān)處理。
全文摘要
本發(fā)明公開了延遲時(shí)間計(jì)算單元和方法。延遲時(shí)間計(jì)算單元用于計(jì)算延遲波在多載波傳播路徑中由多路徑影響引起的延遲時(shí)間，其包括相關(guān)裝置，通過使用接收信號所包含的已知模式找到相關(guān)；功率計(jì)算裝置，用于計(jì)算接收信號的功率；歸一化裝置，根據(jù)所計(jì)算的功率歸一化相關(guān)結(jié)果；定時(shí)裝置，用于將歸一化的相關(guān)結(jié)果和規(guī)定的閾值相比較，并根據(jù)該比較對最大延遲時(shí)間進(jìn)行定時(shí)。
文檔編號H04J11/00GK102170417SQ201110082319
公開日2011年8月31日 申請日期2004年6月7日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月19日
發(fā)明者臼居隆志, 藤田千裕, 鈴木三博 申請人:索尼株式會社