專利名稱：多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及衛(wèi)星通信領(lǐng)域，具體而言，本發(fā)明涉及多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置及其方法。
背景技術(shù)：
衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)已經(jīng)被廣泛的應(yīng)用于各軍事和民用領(lǐng)域，接收機(jī)的工作過(guò)程包括衛(wèi)星信號(hào)的捕獲、跟蹤、電文解調(diào)及接收機(jī)定位等過(guò)程。接收機(jī)一般采用并行捕獲的算法。目前，常用的并行捕獲算法主要包括(I)基于匹配濾波器或循環(huán)相關(guān)的偽碼域并行搜索；(2)基于FFT (Fast Fourier transform,快速傅里葉變換)功率譜估計(jì)的頻域并 行搜索；(3)基于 PMFB+FFT (Partial Matched Filter Bank+Fast Fouriertransform,部分匹配濾波器組和FFT)的時(shí)頻二維并行搜索。其中，“PMFB+FFT”方案由于其在并行度上的優(yōu)越性，成為衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)捕獲引擎的首選方案，示意圖如圖I所示。另外，為了提高捕獲的正確概率，很多接收機(jī)中引入了多駐留檢測(cè)策略。N中取M和Tong檢測(cè)器是目前使用較多的多駐留檢測(cè)策略，但多在串行搜索或一維并行搜索中利用軟件的方法實(shí)現(xiàn)，示意圖如圖2所示。GPS (Global Positioning System,全球定位系統(tǒng))信號(hào)與BD-II信號(hào)是目前應(yīng)用較多的兩種衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)，然而，目前的衛(wèi)星接收設(shè)備通常是針對(duì)一種衛(wèi)星信號(hào)，缺乏兼容多種衛(wèi)星信號(hào)的接收設(shè)備。如果使用多模兼容型快速捕獲引擎實(shí)現(xiàn)GPS信號(hào)、BD-II信號(hào)的分時(shí)捕獲可以節(jié)約硬件成本。因此，有必要提出有效的技術(shù)方案，實(shí)現(xiàn)多模衛(wèi)星信號(hào)的接收。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的旨在至少解決上述技術(shù)缺陷之一，特別是通過(guò)采用PMFB+FFT的時(shí)頻二維快速捕獲方案，實(shí)現(xiàn)多模衛(wèi)星信號(hào)的接收。本發(fā)明實(shí)施例一方面提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，包括本地碼發(fā)生器、本地載波發(fā)生器、抗混疊濾波器、降采樣模塊、部分匹配濾波模塊、快速傅立葉變換器以及判決輸出模塊，所述本地碼發(fā)生器，用于以時(shí)間T為周期周期性地產(chǎn)生多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼，所述多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼中的每一個(gè)的碼速率分別與多模數(shù)字中頻信號(hào)中的每一個(gè)模式下信號(hào)的碼周期h相對(duì)應(yīng)；本地載波發(fā)生器，用于產(chǎn)生本地載波；抗混疊濾波器，用于接收所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后濾波輸出；降采樣模塊，用于接收所述抗混疊濾波器的輸出，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與所述本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致；所述部分匹配濾波模塊，包括2H個(gè)部分匹配濾波器，用于接收所述降采樣模塊的輸出，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與所述本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)所述本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)；所述快速傅立葉變換器，用于接收所述部分匹配濾波模塊的輸出，進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換，N 一般大于2H/f ；所述判決輸出模塊，用于對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。 本發(fā)明實(shí)施例另一方面還提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，包括以下步驟接收多模數(shù)字中頻信號(hào)，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后進(jìn)行抗混疊濾波輸出；接收抗混疊濾波輸出的信號(hào)，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與所述本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致；將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與所述本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)所述本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)；對(duì)匹配濾波輸出的信號(hào)進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換，N 一般大于2H/f ；對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。本發(fā)明提出的上述方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II雙模接收機(jī)快速捕獲方案。上述方案采用了基于PMFB+FFT的時(shí)頻二維快速捕獲方式，其中，折疊算法實(shí)現(xiàn)的PMF和低復(fù)雜度DFT的設(shè)計(jì)充分利用了 FPGA內(nèi)的DSP資源，減小了電路規(guī)模，從而降低了 FPGA選型要求。此外，本發(fā)明提出的上述方案對(duì)現(xiàn)有系統(tǒng)的改動(dòng)很小，不會(huì)影響系統(tǒng)的兼容性，而且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、高效。本發(fā)明附加的方面和優(yōu)點(diǎn)將在下面的描述中部分給出，部分將從下面的描述中變得明顯，或通過(guò)本發(fā)明的實(shí)踐了解到。


本發(fā)明上述的和/或附加的方面和優(yōu)點(diǎn)從下面結(jié)合附圖對(duì)實(shí)施例的描述中將變得明顯和容易理解，其中圖I為現(xiàn)有技術(shù)中PMFB+FFT時(shí)頻二維并行捕獲算法原理框圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)中N中取M多駐留檢測(cè)算法原理框圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施例多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置功能模塊示意圖；圖4為本發(fā)明實(shí)施例折疊濾波器結(jié)構(gòu)示意圖；圖5為快速捕獲的捕獲結(jié)果示意圖；圖6為本發(fā)明實(shí)施例多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法流程圖。
具體實(shí)施例方式下面詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)施例，所述實(shí)施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標(biāo)號(hào)表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過(guò)參考附圖描述的實(shí)施例是示例性的，僅用于解釋本發(fā)明，而不能解釋為對(duì)本發(fā)明的限制。為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明之目的，本發(fā)明實(shí)施例提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，包括本地碼發(fā)生器、本地載波發(fā)生器、抗混疊濾波器、降采樣模塊、部分匹配濾波模塊、快速傅立葉變換器以及判決輸出模塊。
具體而言，本地碼發(fā)生器，用于以時(shí)間T為周期周期性地產(chǎn)生多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼，多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼中的每一個(gè)的碼速率分別與多模數(shù)字中頻信號(hào)中的每一個(gè)模式下信號(hào)的碼周期h相對(duì)應(yīng)。本地載波發(fā)生器，用于產(chǎn)生本地載波?？够殳B濾波器，用于接收多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后濾波輸出。降采樣模塊，用于接收抗混疊濾波器的輸出，將多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致。部分匹配濾波模塊，包括2H個(gè)部分匹配濾波器，用于接收降采樣模塊的輸出，將多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)?？焖俑盗⑷~變換器，用于接收部分匹配濾波模塊的輸出，進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換，N 一般大于2H/f。判決輸出模塊，用于對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。進(jìn)一步而言，判決輸出模塊包括包絡(luò)檢測(cè)器和全并行檢測(cè)判決器，包絡(luò)檢測(cè)器，用于將經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)為包絡(luò)信號(hào)，用于后續(xù)全并行檢測(cè)器的判決； 全并行檢測(cè)判決器，用于對(duì)包絡(luò)檢測(cè)器輸出的所有待檢測(cè)量與判決門限進(jìn)行比較，得到捕獲成功或失敗的判決。在上述實(shí)施例中，多模數(shù)字中頻信號(hào)包括GPS信號(hào)、BD-II信號(hào)或者兼容GPS/BD-II的衛(wèi)星信號(hào)。進(jìn)一步而言，GPS信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期Iiots為1023，BD-II信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期 hm 為 2046，H = 2046。進(jìn)一步而言，其中f 為2H的約數(shù)。優(yōu)選地，其中f取值為11。為了進(jìn)一步闡述本發(fā)明，下面結(jié)合具體的實(shí)現(xiàn)框圖，對(duì)本發(fā)明公開(kāi)的原理進(jìn)行說(shuō)明。如圖3所示，為本發(fā)明實(shí)施例多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置功能模塊示意圖。在圖3中，多模信號(hào)接收機(jī)捕獲引擎主要包括抗混疊濾波器、PMFB+FFT運(yùn)算單元和全并行改進(jìn)N中取M檢測(cè)器等。通常，GPS CA碼信號(hào)的碼速率為I. 023Mcps, BD-II信號(hào)的碼速為2. 046Mcps。捕獲引擎本地碼片間隔為半碼片，本地碼緩沖器長(zhǎng)為4092，即GPS CA碼信號(hào)緩沖2個(gè)碼周期，BD-II民碼信號(hào)緩沖I個(gè)碼周期。捕獲GPS CA碼信號(hào)時(shí)PMFB的數(shù)據(jù)速率為2. 046Msps，對(duì)于BD-II信號(hào)，PMFB數(shù)據(jù)速率變?yōu)?. 092Msps。由于混頻后的數(shù)字信號(hào)至少在5Msps以上，因此需要增加抗混疊濾波器?？够殳B濾波器可以采用簡(jiǎn)單的累加濾波器，為了減小PMFB的硬件規(guī)模，對(duì)累加濾波器的輸出重新進(jìn)行了量化。作為本發(fā)明的實(shí)施例，如圖3所示的PMFB+FFT方案中，系統(tǒng)捕獲算法要求的頻率分辨率確定PMFB中參與部分匹配濾波的緩沖數(shù)據(jù)長(zhǎng)度決定了 FFT的點(diǎn)數(shù)即PMF模塊數(shù)。本設(shè)計(jì)中緩沖了 4092點(diǎn)輸入數(shù)據(jù)，由于4092可分解為372*11，且GPS CA碼信號(hào)最大多普勒頻率可覆蓋為
I , I 02Sfs 2.046MHz 1
|/d腿 I < —= 4*372 = 1.375紛z
5對(duì)于BD-II公開(kāi)信號(hào)，最大多普勒頻率可覆蓋為 ^ , 0.25 / 4.Q92MHz|/d腿 I < —= 4*372 = mHz
o此外，對(duì)所有PMFB輸出的11個(gè)值進(jìn)行補(bǔ)零處理后，做22點(diǎn)FFT，則其頻率覆蓋范圍和頻率分辨率分別為GPS CA 碼信號(hào)
^/ 2.046MHz/fft | = X =J^ = ~^~ = 2.75紛z
5BD-II公開(kāi)信號(hào)
I, I ,, X 4.092MHz z
\fFFT | = X= — = ~~ = S.5kHz
o考慮到PMFB低通效應(yīng)和FFT扇貝效應(yīng)的影響，僅取直流頻率分量左右的11個(gè)FFT結(jié)果作為檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量，則其頻率覆蓋范圍符合I. 375kHz和2. 75kHz的要求。此時(shí)，F(xiàn)FT的頻率分辨率分別為GPS CA 碼信號(hào)
r /； 2.15kHzA = —= ~~ = 250Hz
A11
5BD-II公開(kāi)信號(hào)/A = —= 55kHz = 500Hz
hK 11
o因此，經(jīng)過(guò)上述分析，設(shè)計(jì)372緩沖的PMF和22點(diǎn)的FFT運(yùn)算模塊作為上述實(shí)施例的參數(shù)值。在上述實(shí)施例中，PMFB是整個(gè)捕獲引擎中電路規(guī)模最大的模塊，設(shè)計(jì)出電路規(guī)模小的PMFB是整個(gè)捕獲引擎的設(shè)計(jì)關(guān)鍵。PMF是一個(gè)371階的高階FIR濾波器，作為匹配濾波器其實(shí)現(xiàn)方式多采用并行高速實(shí)現(xiàn)。
作為本發(fā)明的實(shí)施例，采用折疊思想設(shè)計(jì)PMF。假設(shè)折疊因子為Q，PMF的工作時(shí)鐘至少為輸入數(shù)據(jù)速率的Q倍，通過(guò)復(fù)用減小了加法樹(shù)的規(guī)模，同時(shí)避免了常規(guī)復(fù)用時(shí)所需的大規(guī)模復(fù)用器的使用。由于372可因式分解為31x12，而整個(gè)雙模接收機(jī)系統(tǒng)工作時(shí)鐘為49. 104MHz，是GPS CA碼半碼速率的24倍，BD-II民碼信號(hào)碼速率的12倍，固折疊因子選為12。如圖4所示，為本發(fā)明實(shí)施例折疊濾波器結(jié)構(gòu)示意圖。其中，coeffO至coeff371表示濾波器系數(shù)，Mux為復(fù)用器，SR12為移位寄存器，Hold Reg為保持寄存器，Adder Tree為加法樹(shù)，Reg為寄存器。 采用折疊方式設(shè)計(jì)的PMF，其移位輸出數(shù)據(jù)是亂序的，可采用重排序RAM對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行重排序緩沖，然后再送入下一級(jí)PMF。捕獲引擎FFT設(shè)計(jì)方案有兩種，當(dāng)采用ASIC方式設(shè)計(jì)FFT時(shí)，傳統(tǒng)的分裂基方案也可采用并行DFT方案。采用FPGA實(shí)現(xiàn)捕獲引擎時(shí)，本發(fā)明實(shí)施例提出了設(shè)計(jì)22點(diǎn)的全并行DFT，充分利用了 FPGA中豐富的乘法器資源，并且避免了不規(guī)則FFT的設(shè)計(jì)。由于22點(diǎn)DFT運(yùn)算的輸入數(shù)據(jù)中有11點(diǎn)為0，且用作檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量的僅有直流附近的11個(gè)DFT結(jié)果，因此僅需計(jì)算該11點(diǎn)復(fù)數(shù)DFT結(jié)構(gòu)。N點(diǎn)DFT計(jì)算公式可表示為x{k+\) = Xx( )r;<4+1> =
JH=OH=OI" 6 I因此，在計(jì)算第k+1個(gè)DFT結(jié)果時(shí)，可用到第k個(gè)DFT結(jié)果計(jì)算過(guò)程的中間結(jié)果 和固定的乘法系數(shù)w ,從而使用11個(gè)復(fù)數(shù)乘法器以流水線實(shí)現(xiàn)DFT運(yùn)算，11個(gè)時(shí)鐘
后便可得到所有結(jié)果。作為本發(fā)明的實(shí)施例，判決輸出模塊包括包絡(luò)檢測(cè)器和全并行檢測(cè)判決器。包絡(luò)檢測(cè)器，用于將經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)為包絡(luò)信號(hào)，用于后續(xù)全并行檢測(cè)器的判決；全并行檢測(cè)判決器，用于對(duì)包絡(luò)檢測(cè)器輸出的所有待檢測(cè)量與判決門限進(jìn)行比較，得到捕獲成功或失敗的判決。常規(guī)N中取M算法在檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量低于門限時(shí)使計(jì)數(shù)器K減1，當(dāng)K = 0時(shí)放棄該搜索位置。實(shí)際當(dāng)K = N-M時(shí)，由算法可知該搜索位置即可被判決為信號(hào)不存在，因此可對(duì)該算法進(jìn)行簡(jiǎn)化，從而減小噪聲剔除時(shí)間。論文中設(shè)計(jì)了改進(jìn)后的全并行8中取5檢測(cè)器。由于BD-II公開(kāi)信號(hào)I個(gè)碼周期內(nèi)有4092個(gè)半碼片，捕獲引擎中例化了 I個(gè)存儲(chǔ)深度為4092x11的簡(jiǎn)單雙端口 RAM，存儲(chǔ)位寬為3bit。通過(guò)流水線設(shè)計(jì)，可對(duì)所有檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量進(jìn)行并行檢測(cè)。如果出現(xiàn)多個(gè)檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量的M計(jì)數(shù)同時(shí)，將檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量最大值處判決為信號(hào)位置。捕獲引擎實(shí)測(cè)結(jié)果如圖5所示，圖5為接收機(jī)連接室外天線時(shí)捕獲引擎捕獲3號(hào)衛(wèi)星二維結(jié)果圖。從圖中可以看出，捕獲引擎覆蓋了 GPS CA碼信號(hào)2046個(gè)碼相位和11個(gè)頻點(diǎn)，并可判定衛(wèi)星信號(hào)的存在。如圖6所示，本發(fā)明實(shí)施例還提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，包括以下步驟SllO :將多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后進(jìn)行抗混疊濾波輸出。在步驟SllO中，首先接收多模數(shù)字中頻信號(hào)，將多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后進(jìn)行抗混疊濾波輸出。
多模數(shù)字中頻信號(hào)包括GPS信號(hào)、BD-II信號(hào)或者兼容GPS/BD-II的衛(wèi)星信號(hào)。具體而言，本地碼發(fā)生器以時(shí)間T為周期周期性地產(chǎn)生多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼，多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼中的每一個(gè)的碼速率分別與多模數(shù)字中頻信號(hào)中的每一個(gè)模式下信號(hào)的碼周期h相對(duì)應(yīng)。本地載波發(fā)生器產(chǎn)生本地載波。其后，抗混疊濾波器接收多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后濾波輸出。S120 :將多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣。在步驟S120中，接收抗混疊濾波輸出的信號(hào)，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與所述本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致。 S130 :將多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波。在步驟S130中，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與所述本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)所述本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)。S140 :對(duì)匹配濾波輸出的信號(hào)進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換。S150 :對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決輸出。在步驟S150中，對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決檢測(cè)包括以下步驟將經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)數(shù)字復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)為包絡(luò)信號(hào)，用于后續(xù)全并行檢測(cè)器的判決(包絡(luò)檢測(cè))；用于對(duì)包絡(luò)檢測(cè)器輸出的所有待檢測(cè)量與判決門限進(jìn)行比較，得到捕獲成功或失敗的判決(全并行檢測(cè)判決)。在上述實(shí)施例中，GPS信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期U為1023，BD-II信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期 hBD_n 為 2046，H = 2046。進(jìn)一步而言，其中f 為2H的約數(shù)。優(yōu)選地，其中f取值為11。本發(fā)明提出的上述方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II雙模接收機(jī)快速捕獲方案。上述方案采用了基于PMFB+FFT的時(shí)頻二維快速捕獲方式，其中，折疊算法實(shí)現(xiàn)的PMF和低復(fù)雜度DFT的設(shè)計(jì)充分利用了 FPGA內(nèi)的DSP資源，減小了電路規(guī)模，從而降低了 FPGA選型要求。此外，為了進(jìn)一步提高系統(tǒng)的發(fā)現(xiàn)概率，引擎中加入了改進(jìn)N中取M算法，如上所述，在8中取5多駐留檢測(cè)方案。本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以理解實(shí)現(xiàn)上述實(shí)施例方法攜帶的全部或部分步驟是可以通過(guò)程序來(lái)指令相關(guān)的硬件完成，所述的程序可以存儲(chǔ)于一種計(jì)算機(jī)可讀存儲(chǔ)介質(zhì)中，該程序在執(zhí)行時(shí)，包括方法實(shí)施例的步驟之一或其組合。此外，在本發(fā)明各個(gè)實(shí)施例中的各功能單元可以集成在一個(gè)處理模塊中，也可以是各個(gè)單元單獨(dú)物理存在，也可以兩個(gè)或兩個(gè)以上單元集成在一個(gè)模塊中。上述集成的模塊既可以采用硬件的形式實(shí)現(xiàn)，也可以采用軟件功能模塊的形式實(shí)現(xiàn)。所述集成的模塊如果以軟件功能模塊的形式實(shí)現(xiàn)并作為獨(dú)立的產(chǎn)品銷售或使用時(shí)，也可以存儲(chǔ)在一個(gè)計(jì)算機(jī)可讀取存儲(chǔ)介質(zhì)中。上述提到的存儲(chǔ)介質(zhì)可以是只讀存儲(chǔ)器，磁盤(pán)或光盤(pán)等。
以上所述僅是本發(fā)明的部分實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，包括本地碼發(fā)生器、本地載波發(fā)生器、抗混疊濾波器、降采樣模塊、部分匹配濾波模塊、快速傅立葉變換器以及判決輸出模塊， 所述本地碼發(fā)生器，用于以時(shí)間T為周期周期性地產(chǎn)生多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼，所述多個(gè)本地?cái)U(kuò)頻碼中的每一個(gè)的碼速率分別與多模數(shù)字中頻信號(hào)中的每一個(gè)模式下信號(hào)的碼周期h相對(duì)應(yīng)； 本地載波發(fā)生器，用于產(chǎn)生本地載波； 抗混疊濾波器，用于接收所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后濾波輸出； 降采樣模塊，用于接收所述抗混疊濾波器的輸出，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與所述本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致； 所述部分匹配濾波模塊，包括2H個(gè)部分匹配濾波器，用于接收所述降采樣模塊的輸出，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與所述本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)所述本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)； 所述快速傅立葉變換器，用于接收所述部分匹配濾波模塊的輸出，進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換，N大于2H/f ； 所述判決輸出模塊，用于對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。
2.如權(quán)利要求I所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，所述判決輸出模塊包括包絡(luò)檢測(cè)器和全并行檢測(cè)判決器， 所述包絡(luò)檢測(cè)器，用于將經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)為包絡(luò)信號(hào)，用于后續(xù)全并行檢測(cè)器的判決； 所述全并行檢測(cè)判決器，用于對(duì)包絡(luò)檢測(cè)器輸出的所有待檢測(cè)量與判決門限進(jìn)行比較，得到捕獲成功或失敗的判決。
3.如權(quán)利要求2所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，所述多模數(shù)字中頻信號(hào)包括GPS信號(hào)、BD-II信號(hào)或者兼容GPS/BD-II的衛(wèi)星信號(hào)。
4.如權(quán)利要求3所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，所述GPS信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期hGPS為1023，BD-II信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期hBD_n為2046，H = 2046。
5.如權(quán)利要求4所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，其中f為2H的約數(shù)。
6.如權(quán)利要求5所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，其特征在于，其中f為11。
7.一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，包括以下步驟 接收多模數(shù)字中頻信號(hào)，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與本地載波的混疊信號(hào)，其后進(jìn)行抗混疊濾波輸出； 接收抗混疊濾波輸出的信號(hào)，將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率降采樣，使所述多模數(shù)字中頻信號(hào)的數(shù)據(jù)速率與所述本地碼發(fā)生器產(chǎn)生的本地?cái)U(kuò)頻碼的碼速率相一致； 將所述多模數(shù)字中頻信號(hào)與所述本地?cái)U(kuò)頻碼進(jìn)行匹配濾波，以便同時(shí)得到2H個(gè)所述本地?cái)U(kuò)頻碼的碼相位峰值，每個(gè)部分匹配濾波器中的點(diǎn)數(shù)為2H/f，其中，H為所有模式下信號(hào)的碼周期h的最大值，f為每一個(gè)半碼片下得到的峰值個(gè)數(shù)；對(duì)匹配濾波輸出的信號(hào)進(jìn)行N點(diǎn)復(fù)數(shù)FFT變換，N大于2H/f ； 對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決檢測(cè)，當(dāng)超過(guò)預(yù)定門限值時(shí)判處輸出。
8.如權(quán)利要求7所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，對(duì)經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行判決檢測(cè)包括以下步驟 將經(jīng)過(guò)FFT變換的數(shù)字復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)為包絡(luò)信號(hào)，用于后續(xù)全并行檢測(cè)器的判決； 用于對(duì)包絡(luò)檢測(cè)器輸出的所有待檢測(cè)量與判決門限進(jìn)行比較，得到捕獲成功或失敗的判決。
9.如權(quán)利要求8所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，所述多模數(shù)字中頻信號(hào)包括GPS信號(hào)、BD-II信號(hào)或者兼容GPS/BD-II的衛(wèi)星信號(hào)。
10.如權(quán)利要求9所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，所述GPS信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期Wps為1023，BD-II信號(hào)的擴(kuò)頻碼的碼周期hBD_n為2046，H = 2046。
11.如權(quán)利要求10所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，其中f為2H的約數(shù)。
12.如權(quán)利要求11所述的多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法，其特征在于，其中f為11。
全文摘要
本發(fā)明實(shí)施例提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收裝置，包括本地碼發(fā)生器、本地載波發(fā)生器、抗混疊濾波器、降采樣模塊、部分匹配濾波模塊、快速傅立葉變換器以及判決輸出模塊。此外，本發(fā)明實(shí)施例還提出了一種多模衛(wèi)星信號(hào)接收方法。本發(fā)明提出的技術(shù)方案，提供基于FPGA的GPS/BD-II雙模接收機(jī)快速捕獲方案，通過(guò)采用基于PMFB+FFT的時(shí)頻二維快速捕獲方式，通過(guò)折疊算法實(shí)現(xiàn)的PMF和低復(fù)雜度DFT的設(shè)計(jì)充分利用了FPGA內(nèi)的DSP資源，減小了電路規(guī)模，從而降低了FPGA選型要求。此外，本發(fā)明提出的上述方案對(duì)現(xiàn)有系統(tǒng)的改動(dòng)很小，不會(huì)影響系統(tǒng)的兼容性，而且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、高效。
文檔編號(hào)H04B7/185GK102801459SQ20111013693
公開(kāi)日2012年11月28日 申請(qǐng)日期2011年5月24日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月24日
發(fā)明者汪峰, 李金海, 閻躍鵬, 孫金海 申請(qǐng)人:中國(guó)科學(xué)院微電子研究所