專利名稱：存在剩余時(shí)偏的ofdm系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，更進(jìn)一步涉及超高速無線移動(dòng)通信中，正交頻分復(fù)用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系統(tǒng)中存在剩余時(shí)偏的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，可用于超高速無線移動(dòng)通信系統(tǒng)的時(shí)頻同步模塊中，實(shí)現(xiàn)同步系統(tǒng)中存在剩余時(shí)偏情況下的整數(shù)倍頻偏估計(jì)。
背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)具有抗多徑衰落能力強(qiáng)，頻譜利用率高，數(shù)據(jù)傳輸速率高等優(yōu)勢，已廣泛應(yīng)用于軍事和民用通信系統(tǒng)。OFDM技術(shù)的一個(gè)主要缺點(diǎn)是對載波的頻率偏移非常敏感，尤其是當(dāng)用戶終端高速移動(dòng)產(chǎn)生的多普勒頻偏比較大時(shí)。歸一化的載波頻偏可以分為小數(shù)倍頻偏(頻偏小于0. 5個(gè)OFDM子載波的間隔)與整數(shù)倍頻偏(頻偏是OFDM子載波間隔的整數(shù)倍)。小數(shù)倍頻偏的存在會(huì)破壞子載波之間的正交性，產(chǎn)生載波間干擾，整數(shù)倍頻偏的存在會(huì)引起接收信號在子載波上的整體循環(huán)移位，導(dǎo)致系統(tǒng)性能的極大降低。因此，快速精確地估計(jì)出大范圍的多普勒頻偏，是OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)可靠有效數(shù)據(jù)傳輸?shù)那疤岷突A(chǔ)。M. Morelli 等人在文章"Synchronization techniques for orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) :A tutorial review，，(Proc· IEEE, vol. 95, no. 7, pp. 1394-1427，Jul. 2007)中提出一種基于兩個(gè)訓(xùn)練序列進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)的方法。該方法的實(shí)施步驟是第一，發(fā)射端在前后兩個(gè)訓(xùn)練序列的相同子載波上進(jìn)行差分編碼；第二，檢測相鄰訓(xùn)練序列之間的差分序列與原差分序列在頻域上的相關(guān)性；第三，根據(jù)兩個(gè)差分序列的相關(guān)性，獲得信號的整數(shù)倍頻偏。該方法對頻率選擇性信道具有魯棒性，在大多數(shù)通信場景下都能滿足用戶的要求。該方法的不足之處是，由訓(xùn)練序列引起的系統(tǒng)開銷過大，降低了通信系統(tǒng)的頻譜利用率。中國人民解放軍大學(xué)提出的專利申請“通信同步過程中存在定時(shí)誤差的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法”(申請?zhí)?00810M3727. 7，公開號CN 101437005A)中公開了一種基于一個(gè)訓(xùn)練序列進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)的方法。該方法的實(shí)施步驟是第一，利用子載波間進(jìn)行差分編碼的OFDM符號作為訓(xùn)練序列；第二，檢測子載波間的差分序列與原差分序列的頻域相關(guān)性；第三，根據(jù)兩個(gè)差分序列的相關(guān)性，獲得信號的整數(shù)倍頻偏。該方法只采用一個(gè)訓(xùn)練序列來進(jìn)行整數(shù)倍頻偏的估計(jì)，降低了由訓(xùn)練序列帶來的系統(tǒng)開銷，提高了系統(tǒng)的頻譜利用率。該方法的不足之處是要求相鄰子載波間的信道頻率沖激響應(yīng)具有極強(qiáng)的相關(guān)性，因此，該方法對剩余時(shí)偏與信道的頻率選擇性衰落非常敏感，導(dǎo)致對整數(shù)倍頻偏估計(jì)的精確性和穩(wěn)健性不高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服上述已有技術(shù)的不足，提供一種基于互模糊函數(shù)的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，提高了通信系統(tǒng)的頻譜利用率、抗頻率選擇性衰落的能力和整數(shù)倍頻偏的估計(jì)精度。
本發(fā)明實(shí)現(xiàn)上述目的的具體步驟如下(1)生成訓(xùn)練序列l(wèi)a)產(chǎn)生本地頻域訓(xùn)練序列通信系統(tǒng)信號處理器產(chǎn)生二進(jìn)制隨機(jī)序列并進(jìn)行 QPSK星座映射，獲得本地頻域訓(xùn)練序列，將本地頻域訓(xùn)練序列存儲(chǔ)在發(fā)射端和接收端的寄存器中；lb)對本地頻域訓(xùn)練序列進(jìn)行快速逆傅里葉變換，獲得對應(yīng)的時(shí)域訓(xùn)練序列，將時(shí)域訓(xùn)練序列存儲(chǔ)在發(fā)射端的寄存器中；Ic)選擇時(shí)域訓(xùn)練序列尾部的部分長度為循環(huán)前綴，將循環(huán)前綴附加到時(shí)域訓(xùn)練序列的前端，構(gòu)成發(fā)射信號的訓(xùn)練序列；Id)將時(shí)域訓(xùn)練序列附加到OFDM數(shù)據(jù)信號幀的前端，構(gòu)成OFDM信號幀；(2)獲得接收端的頻域信號2a)接收端信號處理器將接收到的時(shí)域信號去掉前端循環(huán)前綴，獲得去前綴的接收信號；2b)接收端信號處理器對去掉循環(huán)前綴的接收信號進(jìn)行快速傅里葉變換，得到接收信號的頻域信號；(3)構(gòu)造互模糊函數(shù)3a)估計(jì)最大整數(shù)倍頻偏根據(jù)接收端與發(fā)射端的最大相對運(yùn)動(dòng)速度獲得通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大多普勒頻移，根據(jù)最大多普勒頻移與OFDM子載波的間隔估算出通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值；3b)確定互模糊函數(shù)的維度根據(jù)最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值和系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換點(diǎn)數(shù)值的大小，確定互模糊函數(shù)的維度；3c)生成互模糊函數(shù)接收端信號處理器根據(jù)互模糊函數(shù)的維度，對接收端頻域信號和本地頻域訓(xùn)練序列進(jìn)行運(yùn)算，生成互模糊函數(shù)；(4)構(gòu)造度量矩陣4a)按照列從小到大的順序依次將互模糊函數(shù)的每個(gè)列提取出來，作為互模糊函數(shù)的多普勒切片；4b)對每一個(gè)多普勒切片進(jìn)行數(shù)組二次冪運(yùn)算，獲得每個(gè)多普勒切片的功率分布數(shù)組；4c)根據(jù)所有多普勒切片的功率分布數(shù)組，按照一定準(zhǔn)則構(gòu)造二維度量矩陣；(5)獲得聯(lián)合估計(jì)值在整個(gè)時(shí)延和頻偏范圍內(nèi)遍歷二維度量矩陣，搜索出使二維度量矩陣最大化的參數(shù)的取值，根據(jù)參數(shù)的取值獲得整數(shù)倍頻偏與剩余時(shí)偏的聯(lián)合估計(jì)值。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn)第一，由于本發(fā)明使用一個(gè)訓(xùn)練序列完成存在剩余時(shí)偏的整數(shù)倍頻偏估計(jì)，克服了現(xiàn)有技術(shù)出現(xiàn)的系統(tǒng)開銷過大的不足，具有系統(tǒng)開銷小的優(yōu)點(diǎn)，提高了系統(tǒng)的頻譜利用率。第二，由于本發(fā)明采用互模糊函數(shù)的多普勒切片進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)，利用互模糊函數(shù)中序號等于整數(shù)倍頻偏的多普勒切片的功率集中在少數(shù)個(gè)時(shí)延標(biāo)簽上的性質(zhì)，構(gòu)造了二維度量矩陣，克服了現(xiàn)有技術(shù)出現(xiàn)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)準(zhǔn)確性較低的不足，具有提高整數(shù)倍頻偏估計(jì)的準(zhǔn)確性的優(yōu)點(diǎn)。第三，由于本發(fā)明無需相鄰子載波上信道保持不變的前提條件，克服了現(xiàn)有技術(shù)出現(xiàn)的對頻率選擇性衰落和剩余時(shí)偏非常敏感的不足，當(dāng)系統(tǒng)存在頻率選擇性衰落和剩余時(shí)偏時(shí)，具有穩(wěn)健性高的優(yōu)點(diǎn)。


圖1為本發(fā)明的流程圖；圖2為不存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏錯(cuò)誤估計(jì)概率曲線圖；圖3為存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏錯(cuò)誤估計(jì)概率曲線圖。
具體實(shí)施例方式以下參照附圖對本發(fā)明做進(jìn)一步的描述。本發(fā)明完成OFDM系統(tǒng)中存在剩余時(shí)偏的整數(shù)倍頻偏估計(jì)的過程如圖1所示，其實(shí)現(xiàn)的步驟如下步驟1，生成訓(xùn)練序列l(wèi)a)產(chǎn)生隨機(jī)序列通信系統(tǒng)信號處理器按照0，1等概率的方式產(chǎn)生長度為2N的二進(jìn)制隨機(jī)序列，其中，N為系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)，由802. Ile標(biāo)準(zhǔn)的OFDM參數(shù)設(shè)置要求確定，本發(fā)明實(shí)施例中N的值為512 ；lb)按照[1+j，1-j，-1-j，-1+j]的映射模式對二進(jìn)制隨機(jī)序列進(jìn)行QPSK星座映射，獲得長度為N的本地頻域訓(xùn)練序列，對本地頻域訓(xùn)練序列進(jìn)行快速逆傅里葉變換，獲得對應(yīng)的時(shí)域訓(xùn)練序列，將頻域訓(xùn)練序列和時(shí)域訓(xùn)練序列存儲(chǔ)在發(fā)射端和接收端的寄存器中；Ic)將時(shí)域訓(xùn)練序列的尾部長度為Ng的部分作為循環(huán)前綴，附加到時(shí)域訓(xùn)練序列的前端，構(gòu)成發(fā)射信號的訓(xùn)練序列，其中Ng根據(jù)802. 12e標(biāo)準(zhǔn)的OFDM參數(shù)設(shè)置要求確定， 本發(fā)明實(shí)施例中Ng的值為64 ；Id)將發(fā)射信號的訓(xùn)練序列附加到OFDM數(shù)據(jù)符號的前端，構(gòu)成OFDM信號幀。步驟2，獲得接收端的頻域信號2a)接收端信號處理器將接收到的時(shí)域信號去掉前端的長度為Ng的循環(huán)前綴，獲得去前綴的接收信號；2b)接收端信號處理器對去掉循環(huán)前綴的接收信號進(jìn)行N點(diǎn)快速傅里葉變換，獲得接收信號的頻域信號。步驟3，構(gòu)造互模糊函數(shù)3a)估計(jì)最大整數(shù)倍頻偏根據(jù)接收端與發(fā)射端的最大相對運(yùn)動(dòng)速度獲得通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大多普勒頻移Fd，根據(jù)最大多普勒頻移Fd與OFDM子載波的間隔△ f估算出通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值εω，
ε -「ν Ι 一 Af其中「·"!表示向上取整，F(xiàn)d/Af為系統(tǒng)的歸一化基準(zhǔn)頻率，ε m是一個(gè)整數(shù)，表示通信系統(tǒng)的頻偏為歸一化基準(zhǔn)頻率Fd/ Δ f的ε m倍；3b)確定互模糊函數(shù)的維度互模糊函數(shù)是一個(gè)以時(shí)延和頻移為變量的二維函數(shù)，由一個(gè)信號與另一個(gè)經(jīng)過時(shí)延和頻移后的信號做內(nèi)積運(yùn)算獲得。當(dāng)εω<Ν/2時(shí)，互模糊函數(shù)的維度為NXQ ε m+l)，當(dāng)εω = N/2 (即全范圍內(nèi)整數(shù)倍頻偏估計(jì))時(shí)，互模糊函數(shù)的維度為ΝΧΝ，其中，ε m為通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值，N為系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)；3c)生成互模糊函數(shù)接收端信號處理器根據(jù)北)中確定的互模糊函數(shù)的維度，按照下列公式對接收端頻域信號和本地訓(xùn)練序列進(jìn)行運(yùn)算，生成互模糊函數(shù)，
ι N-Ijlnkr
權(quán)利要求
1.一種存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，包括如下步驟(1)生成訓(xùn)練序列l(wèi)a)產(chǎn)生本地頻域訓(xùn)練序列通信系統(tǒng)信號處理器產(chǎn)生二進(jìn)制隨機(jī)序列并進(jìn)行QPSK 星座映射，獲得本地頻域訓(xùn)練序列，將本地頻域訓(xùn)練序列存儲(chǔ)在發(fā)射端和接收端的寄存器中；lb)對本地頻域訓(xùn)練序列進(jìn)行快速逆傅里葉變換，獲得對應(yīng)的時(shí)域訓(xùn)練序列，將時(shí)域訓(xùn)練序列存儲(chǔ)在發(fā)射端的寄存器中；Ic)選擇時(shí)域訓(xùn)練序列尾部的部分長度為循環(huán)前綴，將循環(huán)前綴附加到時(shí)域訓(xùn)練序列的前端，構(gòu)成發(fā)射信號的訓(xùn)練序列；Id)將時(shí)域訓(xùn)練序列附加到OFDM數(shù)據(jù)信號幀的前端，構(gòu)成OFDM信號幀；(2)獲得接收端的頻域信號2a)接收端信號處理器將接收到的時(shí)域信號去掉前端循環(huán)前綴，獲得去前綴的接收信號；2b)接收端信號處理器對去掉循環(huán)前綴的接收信號進(jìn)行快速傅里葉變換，得到接收信號的頻域信號；(3)構(gòu)造互模糊函數(shù)3a)估計(jì)最大整數(shù)倍頻偏根據(jù)接收端與發(fā)射端的最大相對運(yùn)動(dòng)速度獲得通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大多普勒頻移，根據(jù)最大多普勒頻移與OFDM子載波的間隔估算出通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值；3b)確定互模糊函數(shù)的維度根據(jù)最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值和系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換點(diǎn)數(shù)值的大小，確定互模糊函數(shù)的維度；3c)生成互模糊函數(shù)接收端信號處理器根據(jù)互模糊函數(shù)的維度，對接收端頻域信號和本地頻域訓(xùn)練序列進(jìn)行運(yùn)算，生成互模糊函數(shù)；(4)構(gòu)造度量矩陣4a)按照列從小到大的順序依次將互模糊函數(shù)的每個(gè)列提取出來，作為互模糊函數(shù)的多普勒切片；4b)對每一個(gè)多普勒切片進(jìn)行數(shù)組二次冪運(yùn)算，獲得每個(gè)多普勒切片的功率分布數(shù)組；4c)根據(jù)所有多普勒切片的功率分布數(shù)組，按照一定準(zhǔn)則構(gòu)造二維度量矩陣；(5)獲得聯(lián)合估計(jì)值在整個(gè)時(shí)延和頻偏范圍內(nèi)遍歷二維度量矩陣，搜索出使二維度量矩陣最大化的參數(shù)的取值，根據(jù)參數(shù)的取值獲得整數(shù)倍頻偏與剩余時(shí)偏的聯(lián)合估計(jì)值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，其特征在于，步驟la)中所述二進(jìn)制序列的長度為2N，其中，N為系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)，根據(jù)802. Ile標(biāo)準(zhǔn)的OFDM參數(shù)設(shè)置要求確定。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，其特征在于，步驟la)中所述二進(jìn)制隨機(jī)序列的獲得方式是由通信系統(tǒng)信號處理器根據(jù)0和1等概率的方式隨機(jī)產(chǎn)生。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，其特征在于，步驟la)中所述的QPSK星座映有[1，-j，-1，j]和[1+j，l_j，_l_j，-1+j]兩種映射星座圖。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，其特征在于，步驟Ic)中所述循環(huán)前綴的長度Ng是根據(jù)802. 12e標(biāo)準(zhǔn)的OFDM參數(shù)設(shè)置要求確定。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，其特征在于，步驟3c)中所述互模糊函數(shù)的生成是按照下列公式進(jìn)行ι N-Ij^kr上、k=Q其中，Ayx為生成的互模糊函數(shù)；Ayx( τ，ξ)表示互模糊函數(shù)中第τ行ξ列的元素；τ 為時(shí)延變量因子(0彡τ ^N-I) ； ξ為頻偏變量因子，當(dāng)εω<Ν/2時(shí)，ξ的取值范圍為 [_εω，ε J內(nèi)的2 ε m+l個(gè)整數(shù)值；當(dāng)ε m = Ν/2時(shí)，ξ的取值范圍為(_Ν/2，Ν/2]內(nèi)的N個(gè)整數(shù)值；ε m為通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大歸一化整數(shù)倍頻偏值；N為系統(tǒng)進(jìn)行快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)；Σ (·)表示累加和；k為子載波序號(0彡k彡N-1) ；Y為接收端頻域信號；X(k) 為本地訓(xùn)練序列；(·廣表示取復(fù)共軛；e為自然對數(shù)的底數(shù)；j為虛數(shù)單位。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)，其特征在于，步驟4c)中所述二維度量矩陣的構(gòu)造是由下列公式確定Γ+1-1八(幼= r^)n=r其中，Λ為根據(jù)所有多普勒切片的二次冪構(gòu)造出來的度量矩陣；Λ (τ，ξ)表示矩陣 Λ中第τ行ξ列的元素；τ為時(shí)延變量因子(0彡τ彡N_l) ； ξ為頻偏變量因子，當(dāng)ε m < Ν/2時(shí)，ξ的取值范圍為[-ε m，ε m]內(nèi)的2 ε ffl+l個(gè)整數(shù)值；當(dāng)ε m = Ν/2時(shí)，ξ的取值范圍為(_Ν/2，Ν/2]內(nèi)的N個(gè)整數(shù)值；ε m為通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值；η為計(jì)數(shù)因子(τ彡η彡τ +L_l) ；L為信道長度；Σ ( ·)表示累加和；T ξ為多普勒切片的功率分布數(shù)組。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)，其特征在于，步驟(5)中所述整數(shù)倍頻偏與剩余時(shí)偏聯(lián)合估計(jì)值的獲得是按照下列公式進(jìn)行(τ, ε) = argmax Α(τ, )\i\<￡m,0<T<Ng其中，τ為搜索獲得的剩余時(shí)偏；ε為搜索獲得的整數(shù)倍頻偏；argmax( ·)表示根據(jù)自變量的變化取最大值·， 為自變量；ε m為通信系統(tǒng)可能產(chǎn)生的最大的歸一化整數(shù)倍頻偏值；f為自變量；Ng為訓(xùn)練序列循環(huán)前綴的長度；Λ為根據(jù)所有多普勒切片的功率分布數(shù)組構(gòu)造出來的二維度量矩陣；I · I表示取絕對值。
全文摘要
本發(fā)明公開一種存在剩余時(shí)偏的OFDM系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，解決了現(xiàn)有技術(shù)出現(xiàn)的信道頻譜利用率低和整數(shù)倍頻偏估計(jì)精確性低的問題。具體步驟包括(1)根據(jù)系統(tǒng)的性能要求生成訓(xùn)練序列，將其存儲(chǔ)在發(fā)射端和接收端；(2)將去掉循環(huán)前綴的接收信號進(jìn)行快速傅里葉變換，獲得接收信號的頻域信號；(3)根據(jù)接收端頻域信號和本地訓(xùn)練序列，生成互模糊函數(shù)；(4)根據(jù)互模糊函數(shù)的多普勒切片構(gòu)造二維度量矩陣；(5)在整個(gè)時(shí)延和頻偏范圍內(nèi)遍歷二維度量矩陣，獲得整數(shù)倍頻偏估計(jì)值與剩余時(shí)偏估計(jì)值。本發(fā)明具有系統(tǒng)開銷小、整數(shù)倍頻偏估計(jì)精確性高和抗頻率選擇性衰落的能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號H04L27/26GK102238125SQ20111016823
公開日2011年11月9日 申請日期2011年6月21日 優(yōu)先權(quán)日2011年6月21日
發(fā)明者吳蕊琴, 張海林, 李丹萍, 李勇朝, 王曉元 申請人:西安電子科技大學(xué)