專利名稱：一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于多接收天線通信系統(tǒng)領(lǐng)域，涉及干擾重建抑制合并技術(shù)。
背景技術(shù)：
在多接收天線的通信場(chǎng)景中，等增益合并( Equal Gain Combining EGC)、最大比合并(Maximum Ratio Combining MRC)雖然能夠利用天線分集對(duì)抗多徑信道的衰落，但兩者都沒(méi)有考慮多天線接收信號(hào)中干擾的相關(guān)性。多接收天線的干擾抑制合并(IRC，Interference Rejection Combing)方法,利用各接收天線之間干擾的相關(guān)性,進(jìn)行干擾抑制與合并。傳統(tǒng)的干擾抑制合并方法，首先以接收信號(hào)Y的協(xié)方差矩陣近似為干擾噪聲U協(xié)方差矩陣的估計(jì)值，即Ru ^ E(YYh)，然后通過(guò)期望信號(hào)信道衰落系數(shù)矩陣H獲得權(quán)值向量w = HwR-',最后合并恢復(fù)期望信號(hào)X = wY。由于接收信號(hào)Y包含干擾和噪聲分量U，還包含了期望信號(hào)分量X，因此傳統(tǒng)干擾抑制合并方法的近似處理，估計(jì)出的干擾噪聲協(xié)方差矩陣包含期望信號(hào)分量。該傳統(tǒng)方法采用近似處理，造成協(xié)方差矩陣估計(jì)不準(zhǔn)確，性能受到影響。因此，有必要研究一種有效估計(jì)干擾噪聲的干擾抑制合并方法。本發(fā)明提供了一種干擾重建抑制合并(IRRC, Interference Reconstruction RejectionCombing)方案，該方案利用干擾重建的思想，很好地解決了上述問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出了一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法，能有效地抑各種同頻干擾、鄰頻干擾，同時(shí)具有自適應(yīng)性、魯棒性等優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明提出了一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法，所述方法由重建干擾噪聲和恢復(fù)期望信號(hào)兩個(gè)過(guò)程組成。其中重建干擾噪聲包括步驟1，用傳統(tǒng)的方法從含有干擾和噪聲的未解調(diào)接收信號(hào)Y中估計(jì)出期望信號(hào)的粗略值X ;所謂傳統(tǒng)方法是指本發(fā)明之外的現(xiàn)有已知方法；步驟2，對(duì)期望信號(hào)的粗略值文進(jìn)行解調(diào)，得到基帶數(shù)字信號(hào)，再對(duì)基帶數(shù)字信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，得到去噪聲后的期望信號(hào)估計(jì)值。通過(guò)調(diào)制再解調(diào)去除了部分噪聲；步驟3，根據(jù)式 = Y-ftt從接收信號(hào)Y中剔除去噪聲后的期望信號(hào)Z'，得到重建的干擾和噪聲信號(hào) ，其中H表示期望信號(hào)衰落信道系數(shù)矩陣；恢復(fù)期望信號(hào)包括步驟4，利用重建的干擾和噪聲信號(hào) 的協(xié)方差矩陣計(jì)算恢復(fù)期望信號(hào)所需要的權(quán)值向量W。步驟5，根據(jù)式夕=wY恢復(fù)出期望信號(hào)尤ο優(yōu)點(diǎn)
本發(fā)明利用了傳統(tǒng)的方法估計(jì)期望信號(hào)，再?gòu)慕邮招盘?hào)中剔除估計(jì)期望信號(hào)，得到重建干擾和噪聲信號(hào)，比傳統(tǒng)的干擾抑制合并方法中利用接收信號(hào)近似干擾和噪聲信號(hào)精確，因此使恢復(fù)出來(lái)的期望信號(hào)準(zhǔn)確度高，可得到優(yōu)異的性能?？紤]到LTE上行通信鏈路，本發(fā)明建議的方法可以廣泛應(yīng)用在LTE上行接收機(jī)上，而且不需要對(duì)發(fā)射端作額外的標(biāo)準(zhǔn)化工作，是一種接收機(jī)實(shí)現(xiàn)技術(shù)，可廣泛實(shí)施。


圖I為本發(fā)明的典型的多接收天線接收機(jī)結(jié)構(gòu)示意；圖2為本發(fā)明的干擾和噪聲信號(hào)重建詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖；圖3為本發(fā)明一個(gè)LTE上行&WiFi頻帶重疊系統(tǒng)實(shí)例；圖4、5為本發(fā)明在LTE上行通信鏈路受到同頻WiFi信號(hào)干擾的性能對(duì)比圖； 圖6為本發(fā)明的干擾重建抑制合并方法流程圖。
具體實(shí)施例方式以下結(jié)合附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步的詳細(xì)說(shuō)明。圖I為本發(fā)明的典型的多接收天線接收機(jī)結(jié)構(gòu)示意圖，該裝置包括信道衰落系數(shù)模塊11、重建干擾和噪聲信號(hào)模塊12、生成權(quán)值向量II模塊13，恢復(fù)期望信號(hào)模塊14。圖2為本發(fā)明的干擾和噪聲信號(hào)重建詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖，即模塊12的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖，該裝置包括信道衰落系數(shù)模塊11、生成權(quán)值向量I模塊21，粗略估計(jì)期望信號(hào)模塊22，解調(diào)模塊23，調(diào)制模塊24，剔除期望信號(hào)模塊25。考慮LTE上行通信鏈路受到WiFi信號(hào)干擾，假設(shè)LTE上行通信鏈路的收發(fā)雙方完全同步，根據(jù)LTE上行單載波頻分多址(SC-FDMA)的子載波映射規(guī)則，解映射得到單個(gè)用戶的接收信號(hào)?？紤]兩根接收天線，單個(gè)用戶的接收信號(hào)模型為IγυΛ = Uhk + G”’kIl’k + Nl’,’k(I)
\y2,l,k = H2JJcX1J1; + G2lkIlk + Vl2Jk其中yz, k表示第z根天線收到的第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)Au表示第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的期望信號(hào)，Hza,k表示第z根天線中第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上期望信號(hào)的信道衰落Jllk表示第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的WiFi干擾信號(hào)，Gzil,,表示第z根天線中第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上WiFi干擾信號(hào)的信道衰落nz,!, k表示第z根天線中第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的加性白高斯噪聲。將兩根天線上的接收信號(hào)合并，則式(I)可以寫(xiě)為列向量形式Υχ, k — Hlj J5X1j k+Gi, kli, k+ni, k⑵將干擾與噪聲合并后，式(2)可簡(jiǎn)寫(xiě)為Υχ, k — Hlj J5X1j k+ui, k⑶其中，U1, k表示第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上干擾與噪聲信號(hào)之和。
結(jié)合附圖和實(shí)施例具體的實(shí)施步驟如下步驟1，從含有干擾和噪聲的未解調(diào)接收信號(hào)Y1,,中估計(jì)出期望信號(hào)的粗略值Xhk ,其中I、k表示第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波，具體估計(jì)步驟步驟I. 1，在多個(gè)SC-FDMA符號(hào)與多個(gè)子載波之間，將接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣進(jìn)行
I [1/LUL+L [k/KjxK+K
平均，得到近似的干擾噪聲協(xié)方差矩陣X X，L表示累加
LK m^Z/iJxL+i n=lk/KjxK+\
的SC-FDMA符號(hào)個(gè)數(shù)、K表示累加的子載波個(gè)數(shù)，L和K應(yīng)滿足的條件為L(zhǎng)個(gè)SC-FDMA符號(hào)的持續(xù)時(shí)間小于相干時(shí)間，K個(gè)子載波占用的帶寬小于相干帶寬(由于式⑵中的干擾部分存在乘性的信道衰落因子，考慮到在相干帶寬、相干時(shí)間內(nèi)，干擾的二階統(tǒng)計(jì)性較為一 致)；步驟1. 2 (模塊21)，根據(jù)最大化信干噪比(MSINR)準(zhǔn)則計(jì)算權(quán)值行向量
JP-Itt H/^Ra，或根據(jù)最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則計(jì)算權(quán)值行向量
~MMSE __^_TTw B-1 ·
α ~ I .TX^ 0-1 TT >’k D，步驟I.3(模塊22)，估計(jì)期望信號(hào)的粗略值文μMXKk;步驟2 (模塊23、24)，將文經(jīng)過(guò)IDFT變換到時(shí)域上，再經(jīng)過(guò)QPSK解調(diào)可以得到基帶數(shù)字信號(hào)Ds，最后對(duì)&進(jìn)行QPSK調(diào)制，再進(jìn)行DFT變換到頻域上，得到尤“。步驟3 (模塊25)，利用式 /，Λ = Yu -從接收信號(hào)Y1, k中剔除噪聲后的期望信號(hào)，得到重建的干擾和噪聲信號(hào)，其中H1,,表示期望信號(hào)衰落信道系數(shù)矩陣。步驟4(模塊13)，利用重建的干擾和噪聲信號(hào)的協(xié)方差矩陣計(jì)算恢復(fù)期望信號(hào)所需要的權(quán)值向量W。具體步驟見(jiàn)為
ΛI(xiàn) y/L}<L+L [k/KjxK+K步驟4·1，根據(jù)式Σ Σ Kn計(jì)算干擾和噪聲~的協(xié)方
■^人 m=y/LjxL+i n=LV^Jx^+'
差矩陣先>，其中L、K的選取準(zhǔn)則同步驟I. I ；步驟4. 2，根據(jù)步驟I. 2中對(duì)應(yīng)的優(yōu)化準(zhǔn)則，確定權(quán)值向量，當(dāng)采用根最大化信干噪比(MSINR)準(zhǔn)則時(shí)，權(quán)值行向量=;當(dāng)采用最小均方誤差
(MMSE)準(zhǔn)則時(shí)，權(quán)值行向量1^Tsg = 二 ;步驟5(模塊H)，利用式Ia =喊，k =從接收信號(hào)Y1, k中恢
復(fù)出期望信號(hào)。圖3為本發(fā)明一個(gè)LTE上行&WiFi旁瓣重疊系統(tǒng)實(shí)施例；由圖5中可知，LTE信號(hào)和WiFi信號(hào)旁瓣的頻譜存在重疊，因此相互之間會(huì)產(chǎn)生頻譜干擾，這將導(dǎo)致上下行接收信號(hào)互相干擾，覆蓋和容量縮水嚴(yán)重，更嚴(yán)重的將導(dǎo)致系統(tǒng)不可用。本發(fā)明可以在抑制干擾同時(shí)不損失有用信號(hào)，解決上述寬帶同頻干擾的問(wèn)題。圖4為本發(fā)明在LTE上行&WiFi旁瓣重疊系統(tǒng)的性能對(duì)比圖。在MSINR準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、OdB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用不同合并方法的誤比特率性能對(duì)比。MRC表示最大比合并；理想IRC表示在理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣條件下的干擾抑制合并；IRC表示現(xiàn)有技術(shù)方案建議的干擾抑制合并方法，以接收信號(hào)協(xié)方差矩陣作為干擾噪聲協(xié)方差矩陣的估計(jì)值；IRRC表示本文建議的干擾重建抑制合并方法，其中L、K的取值均為6。從圖6可以看出，本發(fā)明在MSINR準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、OdB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，與理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣的IRC相比，IRRC方法的誤比特率性能只差了 O. 5dB ;此外，與現(xiàn)有技術(shù)方案建議的IRC方法相比，IRRC方法的誤比特率性能約有I. 5dB的改善。
圖5本發(fā)明在LTE上行&WiFi旁瓣重疊系統(tǒng)的性能對(duì)比圖。在麗SE準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、OdB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用不同合并方法的誤比特率性能對(duì)比。MRC表示最大比合并；理想IRC表示在理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣條件下的干擾抑制合并；IRC表示現(xiàn)有技術(shù)方案建議的干擾抑制合并方法，以接收信號(hào)協(xié)方差矩陣作為干擾噪聲協(xié)方差矩陣的估計(jì)值；IRRC表示本文建議的干擾重建抑制合并方法，其中L、K的取值均為6。從圖7可以看出，本發(fā)明在麗SE準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、OdB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，與理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣的IRC相比，IRRC方法的誤比特率性能只差了 O. 5dB ;此外，與現(xiàn)有技術(shù)方案建議的IRC方法相比，IRRC方法的誤比特率性能約有2dB的改善。圖6為本發(fā)明的干擾重建抑制合并方法流程圖。這里已經(jīng)通過(guò)具體的實(shí)施例子對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)描述，提供上述實(shí)施例的描述為了使本領(lǐng)域的技術(shù)人員制造或適用本發(fā)明，這些實(shí)施例的各種修改對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是容易理解的。本發(fā)明不限于只處理LTE上行和WiFi旁瓣頻譜重疊配置情況，還可以處理其他同頻干擾、鄰頻干擾情況。本發(fā)明并不限于這些例子，或其中的某些方面。本發(fā)明的范圍通過(guò)附加的權(quán)利要求進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。上述說(shuō)明示出并描述了本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例，但如前所述，應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明并非局限于本文所披露的形式，不應(yīng)看作是對(duì)其他實(shí)施例的排除，而可用于各種其他組合、修改和環(huán)境，并能夠在本文所述發(fā)明構(gòu)想范圍內(nèi)，通過(guò)上述教導(dǎo)或相關(guān)領(lǐng)域的技術(shù)或知識(shí)進(jìn)行改動(dòng)。而本領(lǐng)域人員所進(jìn)行的改動(dòng)和變化不脫離本發(fā)明的精神和范圍，則都應(yīng)在本發(fā)明所附權(quán)利要求的保護(hù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法，所述方法由重建干擾噪聲和恢復(fù)期望信號(hào)兩個(gè)過(guò)程組成，其中重建干擾噪聲包括 步驟1，用傳統(tǒng)的方法從含有干擾和噪聲的未解調(diào)接收信號(hào)Y中估計(jì)出期望信號(hào)的粗略值文； 步驟2，對(duì)期望信號(hào)的粗略值X進(jìn)行解調(diào)，得到基帶數(shù)字信號(hào)，再對(duì)基帶數(shù)字信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，得到去噪聲后的期望信號(hào)估計(jì)值I'; 步驟3，根據(jù)式0 =從接收信號(hào)Y中剔除去噪聲后的期望信號(hào)X、得到重建的干擾和噪聲信號(hào) ,其中H表示期望信號(hào)衰落信道系數(shù)矩陣； 恢復(fù)期望信號(hào)包括 步驟4，利用重建的干擾和噪聲信號(hào)的協(xié)方差矩陣食 計(jì)算恢復(fù)期望信號(hào)所需要的權(quán)值向量w ; 步驟5，根據(jù)式X = wY恢復(fù)出期望信號(hào)I。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法，針對(duì)LTE上行單載波頻分多址系統(tǒng)，從未解調(diào)接收信號(hào)Y的第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波信號(hào)Yllk中估計(jì)出期望信號(hào)的粗略值X所對(duì)應(yīng)的第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波信號(hào)尤>方法包括 步驟I. 1，在多個(gè)SC-FDMA符號(hào)與多個(gè)子載波之間，將接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均，得到近似的第I個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波的干擾噪聲協(xié)方差矩陣
全文摘要
本發(fā)明提供了一種多接收天線的干擾重建抑制合并方法，考慮多接收天線的移動(dòng)通信，本發(fā)明建議了一種新的多天線合并方法干擾重建抑制合并(IRRC，Interference Reconstruction Rejection Combing)。首先用傳統(tǒng)的方法從含有干擾和噪聲的未調(diào)制接收信號(hào)中估計(jì)出期望信號(hào)，再進(jìn)行解調(diào)、調(diào)制，得到去除噪聲后的期望信號(hào)估計(jì)值；然后從接收信號(hào)中剔除期望信號(hào)，得到重建的干擾信號(hào)；最后，利用干擾信號(hào)的協(xié)方差矩陣計(jì)算恢復(fù)期望信號(hào)所需要的權(quán)值，恢復(fù)期望信號(hào)。本發(fā)明比傳統(tǒng)的干擾抑制合并方法中利用接收信號(hào)近似干擾和噪聲信號(hào)精確，因此使恢復(fù)出來(lái)的期望信號(hào)準(zhǔn)確度高，性能優(yōu)異。
文檔編號(hào)H04B7/08GK102904627SQ201110212818
公開(kāi)日2013年1月30日 申請(qǐng)日期2011年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2011年7月28日
發(fā)明者于輝越, 趙宏志, 符初生, 唐友喜 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)