專利名稱：低率、直接轉(zhuǎn)換fsk射頻信號接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于FSK調(diào)制的低率和直接轉(zhuǎn)換射頻信號接收器。
背景技術(shù)：
在用于FSK調(diào)制的傳統(tǒng)射頻信號接收器中，如圖Ia所示，可在兩個不同正交分支中執(zhí)行直接頻率轉(zhuǎn)換，以獲得基帶信號。每個分支包括混合器4、5，用于執(zhí)行由本地振蕩器 7提供的振蕩信號的頻率轉(zhuǎn)換。在第一分支中，第一高頻混合器4將天線2提取的和接收器的低噪放大器(“LNA”) 3放大的FSK信號與同相振蕩信號&混合，以提供中間同相信號 IINT。在第二分支中，第二高頻混合器5將天線2提取的和LNA 3放大的FSK信號與正交振蕩信號&混合，以提供中間正交信號Qint。這些正交振蕩信號經(jīng)由與本地振蕩器7連接的 90°相移器6來獲得。然后，在各個低通濾波器8和9中濾波中間信號Iint和( ΙΝΤ，以提供濾波的信號。然后，每個濾波的信號通過各個限制器10和11，然后在傳統(tǒng)解調(diào)器12中進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)，從而提供數(shù)據(jù)信號Dot。對于解調(diào)級，兩個中間同相信號IInt和正交信號Qint是必要的，從而能夠識別輸入FSK信號頻移的標(biāo)記并分析輸入FSK信號數(shù)據(jù)。根據(jù)圖Ib中所示的傳統(tǒng)FSK射頻信號接收器的另一變形，90°相移器可配置在頻率轉(zhuǎn)換之前的分支之一中。首先，經(jīng)由本地振蕩器7提供的振蕩信號&在第一高頻混合器 4中混合FSK射頻信號，以提供中間同相信號IINT。然后，經(jīng)由本地振蕩器7的同樣的振蕩信號&在第二高頻混合器5中混合由相移器6相移90°的FSK射頻信號，以提供中間正交
fn 巧 Qint ο根據(jù)參照圖Ia和Ib上述的第一和第二變形，接收器1能夠提取可具有大約 2. 45GHz的載波頻率&的傳統(tǒng)FSK射頻信號。圍繞&的數(shù)據(jù)調(diào)制頻率漂移或偏差+ Δ f 或-Δι可能為大約士250kHz，或更低。由于在兩個混合器4和5中執(zhí)行高頻率直接轉(zhuǎn)換， 然后在兩個低通濾波器中濾波并在兩個顯示器中進(jìn)行振幅限制，所以接收器消耗高水平的電功率，這是缺陷。為了避免在輸入射頻信號的高頻率直接轉(zhuǎn)換期間使用兩個混合器，可參照美國專利No. 5，293, 408，其公開了 FSK數(shù)據(jù)信號接收器。這個接收器具有單混合器，用于將輸入 FSK信號直接轉(zhuǎn)換成基帶信號。為此，根據(jù)第一變形，經(jīng)由相位控制電路向單混合器提供來自本地振蕩器的振蕩信號，其中所述相位控制電路在相位切換期間交替作用，如90°相移器。相位控制電路隨時間交替地向單混合器提供同相振蕩信號和正交振蕩信號，以轉(zhuǎn)換由接收器天線提取的FSK射頻信號的頻率。因此，混合器提供的中間信號是一系列交替中間同相信號和中間正交信號。在低通濾波器中濾波這些中間信號，然后進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)操作。根據(jù)FSK射頻信號接收器的第二變形，作為90°相移器在相位切換期間交替作用的相位控制電路設(shè)置在接收器天線和單混合器之間。這個相位控制電路隨時間交替地向單混合器提供相位控制電路的同相FSK射頻信號和正交FSK射頻信號。本地振蕩器向混合器直接提供振蕩信號，從而他提供交替中間同相和正交信號。在低通濾波器中濾波這些中間信號，然后進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)操作。
在美國專利No. 5，293, 408的FSK信號接收器中，非常陡然地執(zhí)行同相信號和正交信號之間的切換。這導(dǎo)致高頻率。在這些條件下，因?yàn)樾枰浅８咚俚那袚Q，所以在單混合器之后需要具有非常寬的寬帶的低通濾波器，這是缺陷。這還意味著FSK信號接收器具有低實(shí)踐敏感性和差接收信道效率，但是具有高電功率消耗。這個接收器僅可用于控制在精確位置、但是沒有在具有若干發(fā)送和接收信道的通信領(lǐng)域中的裝置。此外，基于在低通濾波器輸出端的第一基帶信號直接控制從通信信號向正交信號改變和反向改變的相位控制電路。從一個相位向另一個相位發(fā)生非常陡峭側(cè)面的切換，這需要使用滯后組件。因此，在中心頻率上的所有寄生頻率通過濾波器以在相位之間保持快速切換。這些寄生頻率可能甚至高于輸入射頻信號的頻率，這導(dǎo)致接收器輸入級的高功耗。還引用美國專利No. 6，038，268，其公開了 FSK射頻信號接收器。這個接收器也使用單混合器，用于將射頻信號的頻率轉(zhuǎn)換成基帶信號。在本地振蕩器的輸出端設(shè)置相位控制電路，以向混合器提供同相或正交信號。設(shè)置脈沖控制生成器，用于在本地振蕩器輸出端控制相位控制電路的時鐘。對于先前文獻(xiàn)，由于相位切換也必須非?？?，在混合器輸出端的第一低通濾波器具有非常高的帶寬。這是缺陷，因?yàn)樵跀?shù)據(jù)解調(diào)階段之前必須設(shè)置具有窄帶寬的第二低通濾波器，以去除還未通過第一低通濾波器過濾出的所有寄生頻率。因此觀察到在輸入級(尤其相位控制電路)中的高功耗，并且在頻率轉(zhuǎn)換和數(shù)據(jù)解調(diào)之間設(shè)置額外組件，這是另一缺陷。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供用于FSK調(diào)制的直接轉(zhuǎn)換射頻信號接收器，其在低率模式下具有高水平的敏感性和低功耗，以克服本領(lǐng)域現(xiàn)有狀態(tài)下的上述缺陷。因此，本發(fā)明涉及FSK射頻信號接收器，其包括在獨(dú)立權(quán)利要求1中定義的特征。在從屬權(quán)利要求2至14中定義了接收器的特定實(shí)施例。根據(jù)本發(fā)明的用于FSK調(diào)制的射頻信號接收器的一個優(yōu)點(diǎn)在于，相比于輸入FSK 射頻信號中的數(shù)據(jù)調(diào)制頻率漂移，以低頻率執(zhí)行相位切換。然而，相位切換頻率高于在所述 FSK射頻信號中的數(shù)據(jù)率頻率。因此，數(shù)據(jù)調(diào)制頻率偏差高于要解調(diào)的中間信號的低數(shù)據(jù)率，這確?？墒褂谜瓗У牡屯V波器。作為用于頻率轉(zhuǎn)換的FSK信號接收器和單合成器的低頻率相位切換的結(jié)果，大大降低接收器的電功耗。此外，更慢的相位切換不影響解調(diào)級中的數(shù)據(jù)解調(diào)。根據(jù)本發(fā)明的FSK射頻信號接收器的另一個優(yōu)點(diǎn)在于，在解調(diào)級中，當(dāng)選擇其他分支以便于解調(diào)器中的解調(diào)時，在每個分支中重構(gòu)選擇的中間同相和正交信號。


基于附圖中示出的非限制性實(shí)施例，F(xiàn)SK射頻接收器的目的、優(yōu)點(diǎn)和特征將在以下描述中更加清楚，其中以上引用的圖Ia和Ib示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的FSK射頻接收器的兩個實(shí)施例的簡化視圖；圖加和2b示出根據(jù)本發(fā)明的直接轉(zhuǎn)換、低率、FSK射頻信號接收器的兩個實(shí)施例的簡化視圖3示出根據(jù)本發(fā)明通過FSK射頻信號接收器的解調(diào)級的具有相位選擇信號的中間同相和正交信號的時間圖；圖如示出使用sigma-delta合成的頻率合成器的第一簡化實(shí)施例，其形成具有圖 2a的FSK射頻信號接收器的集成相移電路的本地振蕩器；圖4b示出兩個時間圖，示出經(jīng)由向圖2的FSK射頻信號接收器的圖如的合成器的sigma-delta調(diào)制器提供的二進(jìn)制字的頻率編程；圖5示出具有兩個可切換延遲單元的頻率合成器的第二簡化實(shí)施例，其形成具有圖加的FSK射頻信號接收器的集成相移的本地振蕩器；圖6示出具有兩個可切換延遲單元的頻率合成器的第二簡化實(shí)施例，其形成具有圖加的FSK射頻信號接收器的集成相移的本地振蕩器；以及圖7示出相移器的實(shí)施例，其被設(shè)置在圖2b的FSK射頻信號接收器的輸入端。
具體實(shí)施例方式在以下描述中，將僅以簡化方式描述本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的射頻信號調(diào)制接收器 (FSK)的所有那些組件。設(shè)置所述FSK射頻信號接收器，主要用于經(jīng)由單混合器執(zhí)行低數(shù)據(jù)率射頻信號向基帶信號的直接轉(zhuǎn)換。如圖加和2b所示的FSK射頻信號接收器1被配置為能夠在低率數(shù)據(jù)或控制接收模式下運(yùn)行。因此，在FSK信號中該調(diào)制的數(shù)據(jù)或控制率低于10千比特/秒，例如大約1千比特/秒。在這些條件下，接收器1的天線2提取的射頻信號的功率通常集中于與FSK信號的載波頻率fo相對的(正負(fù))調(diào)制頻率漂移或偏差Δ ·。這個載波頻率&可大于300MHz， 例如，大約2. 45GHz。調(diào)制頻率漂移或偏差必須理論上足夠高，例如高于或等于100kHz，優(yōu)選地為250kHz，以避免在頻率轉(zhuǎn)換之后受到接近OHz的噪聲的高電平Ι/f的影響。一般地， 在輸入信號頻率調(diào)制中，通過將載波頻率&與調(diào)制頻率漂移Δ f相加來定義“1”調(diào)制狀態(tài)， 其給出 ^+Δ ·，而通過從載波頻率&減去調(diào)制頻率漂移Af來定義“0”調(diào)制狀態(tài)，其給出 fo" Δ f。當(dāng)然，可設(shè)想將“0”調(diào)制狀態(tài)定義為載波頻率&，但是Δ f禾Π ff Δ f的數(shù)據(jù)調(diào)制頻率是優(yōu)選的。圖加中示出FSK射頻信號接收器1的第一實(shí)施例。圖加的接收器首先包括FSK 射頻信號接收器天線2和LAN 3，后者用于傳統(tǒng)FSK信號的放大和濾波。接收器還包括本地振蕩器7，用于向相移電路16提供振蕩信號。生成振蕩信號L0，其具有與輸入FSK信號的載波頻率fo等同的頻率。由相位選擇信號SEL來控制相移電路16，以在相位切換周期1/ fs的每個半期內(nèi)將本地振蕩器7提供的振蕩信號LO從0°相移到90°和反向相移。這使得能夠向單混合器4交替提供同相振蕩信號和正交振蕩信號，所述正交信號對于同相振蕩信號相移90°。例如，當(dāng)信號SEL在“0”狀態(tài)時提供同相振蕩信號，然而例如，當(dāng)信號SEL在“1” 狀態(tài)時提供正交振蕩信號。然而，還可設(shè)想由信號SEL的反向選擇。將相位切換周期的頻率fs設(shè)計(jì)為低于頻率偏差Δ ·，但是遠(yuǎn)大于FSK射頻信號中的調(diào)制的數(shù)據(jù)率D的頻率。切換周期的頻率fs可設(shè)置為低于頻率偏差Δ f的10至20倍，例如在10和25kHz之間，而頻率偏差Δ f可在100和250kHz之間。然而，相位切換周期頻率高于數(shù)據(jù)率頻率D的10至 20倍，例如1千比特/秒。
因此，經(jīng)由振蕩信號在混合器4中執(zhí)行輸入FSK信號頻率轉(zhuǎn)換，以提供中間基帶信號INT。由于向混合器4提供的振蕩信號LO是交替和連續(xù)的同相振蕩信號和正交振蕩信號，所以在單混合器4的輸出端生成的中間信號INT是交替和連續(xù)的中間同相和正交信號。然后，這些中間信號INT通過低通濾波器8來濾波，考慮到接收器1被配置為接收低率FSK射頻信號，并且相位切換頻率有利地較低，所以低通濾波器8具有低帶寬。濾波的中間信號INT在進(jìn)入解調(diào)級20之前同樣在振幅限制器10中放大?；跒V波和放大的中間信號，這個解調(diào)級能夠在解調(diào)之后在輸出端提供數(shù)據(jù)信號Dott。這些數(shù)據(jù)信號Dott可通過處理單元(未示出)立即使用，例如用于控制其中設(shè)置接收器的器件的功能。解調(diào)級20輸入端包括去多路復(fù)用器13，其接收濾波和放大的中間信號INT。這個去多路復(fù)用器13由相位選擇信號SEL控制，當(dāng)信號SEL在“0”狀態(tài)時，在第一輸出端提供選擇的中間同相信號Im，當(dāng)信號SEL在“1”狀態(tài)時，在第二輸出端提供選擇的正交中間信號 Qm。由于相對慢地以例如等于IOkHz的切換周期頻率f s執(zhí)行相位切換，這在相位切換期間并未導(dǎo)致高寄生頻率，例如抖動。僅出現(xiàn)切換瞬態(tài)，但是在低頻率下，不影響數(shù)據(jù)解調(diào)。由于去多路復(fù)用器13在時間上滯后1Λ2 -fs)周期地提供中間同相信號Lii以及在連續(xù)時間周期1Λ2 · fs)提供中間正交信號Qm，在去多路復(fù)用器輸出端的每個解調(diào)分支的信號中保留有“孔”。因此，相對于具有兩個轉(zhuǎn)換分支的傳統(tǒng)接收器，這降低了接收器的大小和功耗，但是還使得接收器的敏感度降低了大約3dB，這并非不利。然而，為了允許在解調(diào)級20中連續(xù)數(shù)據(jù)解調(diào)，在每個各自分支中使用稱為“魔術(shù)電路” 14和15的第一和第二電路。第一魔術(shù)電路14接收選擇的中間同相信號Im，而第二魔術(shù)電路15接收選擇的中間正交信號咖。每個魔術(shù)電路的任務(wù)是根據(jù)相位選擇信號SEL在每個分支的暫停時間內(nèi)重構(gòu)同相Lii或正交Qm信號。因此，在經(jīng)由相位選擇信號SEL控制的去多路復(fù)用器提供新同相信號加或正交信號Qm之前，對于暫停的整個持續(xù)時間，每個魔術(shù)電路14、15利用輸入信號的圖像，基于此重構(gòu)所述信號。作為這些魔術(shù)電路的結(jié)果，重要地，在解調(diào)級輸出端向數(shù)據(jù)解調(diào)器連續(xù)提供選擇的中間同相信號Lii和正交信號Qm。每個魔術(shù)電路14、15有利地包括已知偽數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)，其在其他分支的選擇之前連續(xù)生成表示接收信號的同相信號Lii或正交信號Qm。在經(jīng)由選擇信號SEL在去多路復(fù)用器13輸出端獲取選擇的中間同相信號加或Qm的階段中，通過接收器中的時鐘來計(jì)算時鐘的魔術(shù)電路計(jì)數(shù)器測量在切斷之前接收的所述中間信號的平均周期。時鐘頻率例如可為大約^MHz?；谶@個測量，通過接收器時鐘來計(jì)算時鐘的數(shù)字PLL(NC0合成器)在每個切換操作經(jīng)過一次頻率調(diào)節(jié)，并且開始于與平均測量的相位相等的相位。因此，每個數(shù)字 PLL的寄存器可存儲接收信號的相位和頻率，以在暫停或切斷時刻生成接收信號的圖像信號。因此，解調(diào)器12連續(xù)接收中間同相和正交信號Lii和Qm。解調(diào)級20的解調(diào)器12可以是簡單的D觸發(fā)器，例如在D輸入端接收中間同相信號Lii并通過中間正交信號Qm在其時鐘端子CLK計(jì)算時鐘。通過這個觸發(fā)器并依賴于每個數(shù)據(jù)位的狀態(tài)，觸發(fā)器在數(shù)據(jù)信號Dot中的輸出為等級1或等級0。圖3示出經(jīng)過FSK射頻信號接收器的解調(diào)級、具有相位選擇信號SEL的濾波的中間同相和正交信號Lii和Qm的時間圖的簡化圖。應(yīng)注意，在切換周期Ι/fs的每個半期內(nèi)， 在信號^ii或to中存在“孔”，但是作為每個魔術(shù)電路的結(jié)果，重構(gòu)這些信號的圖像，如信號Lii和Qm之下的每個箭頭所示。因此，在魔術(shù)電路的輸出端的中間同相信號Lii和Qm不間斷，用于在解調(diào)器中進(jìn)行連續(xù)數(shù)據(jù)解調(diào)。圖2b示出FSK射頻信號接收器1的第二實(shí)施例。這個第二實(shí)施例與上述圖加的接收器的第一實(shí)施例相比區(qū)別僅在于，相移電路26位于天線2提取的FSK射頻信號的路徑上。這個相移電路沈設(shè)置在LNA 3和單混合器4之間。相移電路通過相位選擇信號SEL 來計(jì)算時鐘，以在每個連續(xù)相位切換周期交替生成同相FSK射頻信號和正交FSK射頻信號。 這些同相和正交FSK信號經(jīng)由振蕩信號LO在混合器4中進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換，以生成中間基帶信號INT。這些中間信號INT交替包括中間同相信號和中間正交信號。這些中間信號INT通過與參照圖加描述的接收器1的第一實(shí)施例相同的方式在解調(diào)級20中處理。對于圖加和2b的FSK射頻信號接收器的第一和第二實(shí)施例，可通過與本地振蕩器7的基準(zhǔn)石英振蕩器連接的可編程或多模式頻分器來有利地獲得相位選擇信號SEL。用于對魔術(shù)電路14和15計(jì)算時鐘的時鐘頻率也可由本地振蕩器的石英振蕩器來提供。這個本地振蕩器7可以是傳統(tǒng)頻率合成器。這個合成器包括基準(zhǔn)石英振蕩器，其生成用于相位和頻率檢測器的基準(zhǔn)頻率。這控制合成器PLL中的VC0，其生成用于單混合器4中的混合操作的振蕩信號L0。在VCO的輸出端以及相位和頻率檢測器之間的可編程分割器確定振蕩信號LO的頻率fQ。由于相位選擇信號SEL的切換周期的低頻率fs，F(xiàn)SK信號接收器有可能具有標(biāo)準(zhǔn)結(jié)構(gòu)。通過單頻率轉(zhuǎn)換混合器4來使用單分支，這相比于現(xiàn)有接收器降低了電功耗。此外， 如上所示，這個類型的接收器的敏感性(在_3dB)基本與具有FSK的兩個頻率轉(zhuǎn)換分支的傳統(tǒng)接收器相同。圖如描述本地振蕩器的第一簡化實(shí)施例，其結(jié)合了用于圖加的FSK射頻信號接收器的相移電路。這個本地振蕩器優(yōu)選地是使用sigma-delta合成作用的頻率合成器。因此，這個頻率合成器包括石英基準(zhǔn)振蕩器30，其能夠向PLL中的相位和頻率檢測器31提供基準(zhǔn)頻率信號Fref。頻率Fref可大約為^MHz。在PLL中，這個相位和頻率檢測器31還接收分割的頻率信號。這些分割的頻率信號來源于在VCO 34的輸出端提供的振蕩信號L0，他們是由可編程分割器35分割的頻率。分割器35的分割因子通過傳統(tǒng) sigma-delta調(diào)制器36來編程。這個頻率合成器還包括從相位和頻率檢測器接收比較信號的電荷泵32，用于濾波在電荷泵輸出端提供的信號的低通濾波器33，以及VCO 34。這個VCO 34通過在低通濾波器33的輸出端提供的確定電壓來控制，以生成在預(yù)定頻率的振蕩信號。這個預(yù)定頻率可以是例如頻率&，其匹配于輸入FSK射頻信號的載波頻率。根據(jù)sigma-delta調(diào)制器36的二進(jìn)制編程字而，頻率合成器的這個第一實(shí)施例可在頻率合成器輸出端生成在預(yù)定頻率fo的振蕩信號L0。經(jīng)由sigma-delta調(diào)制器36的特定時間編程，可執(zhí)行90°相移，以在VCO 34的輸出端將同相振蕩信號改變?yōu)檎恍盘?。也可?zhí)行-90°的反向相移，以將正交振蕩信號改變?yōu)橥嗾袷幮盘?。圖4b的簡化圖中還示出，為了將同相振蕩信號改變?yōu)檎徽袷幮盘枺ㄟ^特定第一二進(jìn)制字而來編程調(diào)制器36。根據(jù)這個第一二進(jìn)制字，振蕩信號LO的期望頻率等于在周期At將頻率f^與低補(bǔ)償頻率相加。在這個周期At的結(jié)尾，通過基礎(chǔ)二進(jìn)制字而再次編程調(diào)制器，以在振蕩信號LO中再次獲得頻率&。在這個周期At期間，執(zhí)行90°相移，以在VC034的輸出端將同相振蕩信號改變?yōu)檎徽袷幮盘?。為了?zhí)行這個相位切換，當(dāng)從 “0”狀態(tài)改變?yōu)椤?”狀態(tài)時，相位選擇信號(未示出)向調(diào)制器36提供第一二進(jìn)制字而。為了將正交振蕩信號改變?yōu)橥嗾袷幮盘?，通過第二特定二進(jìn)制字而來編程調(diào)制器。根據(jù)這個第二二進(jìn)制字，振蕩信號的期望頻率等于在周期At從頻率&減去低補(bǔ)償頻率f\。在這個周期At的結(jié)尾，通過基礎(chǔ)二進(jìn)制字1 再次編程調(diào)制器，以在振蕩信號LO 中再次獲得頻率fo。在這個周期At期間，振蕩信號相移再次改變90°而到0°，以在VCO 的輸出端提供同相振蕩信號。為了執(zhí)行這個相位切換，當(dāng)從“1”狀態(tài)改變?yōu)椤?”狀態(tài)時，例如，相位選擇信號(未示出)向調(diào)制器36提供第二二進(jìn)制字而。由于這個相移方法已知， 將不給出額外細(xì)節(jié)。應(yīng)注意，通過這個類型的頻率合成器，相移電路有利地集成在本地振蕩器中。還應(yīng)注意，取代于在短周期At期間向sigma-delta調(diào)制器36提供第一和第二二進(jìn)制字1 ，還可設(shè)想在合成器輸出端設(shè)置多路復(fù)用器。多路復(fù)用器輸入端(未示出)接收由不同類型VCO提供的同相和正交振蕩信號。這個多路復(fù)用器可有利地由相位選擇信號 SEL控制，以在輸出端提供同相振蕩信號、或正交振蕩信號。圖5描述本地振蕩器的第二簡化實(shí)施例，其結(jié)合了用于圖加的FSK射頻信號接收器的相移電路。這個本地振蕩器優(yōu)選地是具有兩個延遲單元46和47 (可通過相位選擇信號SEL切換)的頻率合成器。由于這個第二實(shí)施例的頻率合成器的若干組件等同于參照圖如所述的那些組件，為了簡化，將不再重復(fù)其描述。因此，頻率合成器的這個第二實(shí)施例和參照圖如的上述第一實(shí)施例之間的區(qū)別在于使用兩個可切換延遲單元46和47代替sigma-delta調(diào)制器。由VCO 34生成的振蕩信號LO在標(biāo)準(zhǔn)N分器或多模式分割器45中根據(jù)需要進(jìn)行分割，然后將分割的信號指向第一延遲單元46和第二延遲單元47的輸入端。每個延遲單元的輸出端連接至多路復(fù)用器48 的輸入端，其中將多路復(fù)用器48的分割的輸出端信號提供至相位和頻率檢測器31。相位選擇信號SEL使得分割信號的選擇在多路復(fù)用器48的輸出端提供。在相位切換周期Ι/fs的第一半期期間，向檢測器31提供分割的“同相”信號，以執(zhí)行與基準(zhǔn)信號Fref的比較。在相位切換周期的第二連續(xù)半期期間，向檢測器31提供分割的“正交”信號。因此，在每個切換周期，VCO 34在輸出端交替和連續(xù)生成同相振蕩和正交信號L0。每個延遲單元46、47可通過串聯(lián)設(shè)置逆變器和壓控延遲傳輸門來實(shí)現(xiàn)。這個電壓被控制以建立向檢測器31提供的必要延遲。延遲可通過串聯(lián)的m個逆變器來控制，隨后是 m個可變控制電壓傳輸門。因此，這形成了環(huán)振蕩器，其被相位鎖定在例如由石英振蕩器30 生成的基準(zhǔn)頻率Fref。在第二延遲控制單元47中，環(huán)振蕩器包括η個逆變器，隨后是η個可變控制電壓傳輸門，其被相位鎖定在基準(zhǔn)頻率Fref。在兩個延遲單元的組件之間的延遲差通過公式((l/Fref)/m)-((l/Fref)/n)來精確設(shè)置。在m等于37且η等于31的情況下，基準(zhǔn)頻率Fref等于^MHz,延遲差為大約lOOps。在振蕩信號LO中2. 45GHZ的頻率fQ 的情況下，由延遲單元提供的分割信號中的時間差因此大約為lOOps。圖6描述本地振蕩器的第三簡化實(shí)施例，其結(jié)合了用于圖加的FSK射頻信號接收器的相移電路。這個本地振蕩器優(yōu)選地是具有兩個延遲單元56和57 (可通過相位選擇信號SEL切換)的頻率合成器。由于這個第三實(shí)施例的頻率合成器的若干組件等同于參照圖如和5所述的那些組件，為了簡化，將不再重復(fù)其描述。
頻率合成器的這個第三實(shí)施例非常類似于圖5中所示的第二實(shí)施例。在這個第三實(shí)施例中，此時在基準(zhǔn)振蕩器30以及相位和頻率檢測器31之間設(shè)置兩個延遲單元56、57。 由VCO 34生成的振蕩信號LO僅通過可編程或多模式分割器55來分割。這個可編程分割器55向PLL中的相位和頻率檢測器31提供分割的信號。每個延遲單元56和57接收基準(zhǔn)信號Fref。每個延遲單元的輸出端連接至多路復(fù)用器58的輸入端，從而在多路復(fù)用器58的輸出端的基準(zhǔn)信號Fref被提供到相位和頻率檢測器31。通過相位選擇信號SEL在多路復(fù)用器58中選擇必須向檢測器31提供基準(zhǔn)信號的延遲單元之一。在相位切換周期的第一半期Ι/fs期間，向檢測器31提供“同相”基準(zhǔn)信號，以執(zhí)行與來自可編程分割器陽的分割信號的比較。在相位切換周期的第二連續(xù)半期期間，向檢測器31提供“正交”基準(zhǔn)信號。因此，在每個切換周期，VC034在輸出端交替和連續(xù)生成同相振蕩和正交信號L0。如第二實(shí)施例，這個第三實(shí)施例的延遲單元56、57類似于上述單元46和47。因此，將不再重復(fù)這些延遲單元56和57的描述。還應(yīng)注意，除了參照圖如、5和6所述的所有頻率合成器實(shí)施例，可設(shè)想首先提供同相振蕩和正交信號的VC0，其頻率仍舊適用于輸入射頻信號。在第一變形中，VCO 34可生成振蕩信號，其頻率是FSK射頻信號的頻率f^的一半。在這個情況下，頻率雙倍器必須設(shè)置在VCO輸出端。通過在VCO輸出端的45°相移，可在雙倍器輸出端獲得90°相移。在第二變形中，VCO可生成振蕩信號，其頻率是FSK射頻信號的兩倍。在這個情況下，在VCO輸出端設(shè)置二分器。通過在VCO輸出端的180°相移，這意味著在二分器輸出端的90°相移。圖7示出相移電路沈的實(shí)施例，其設(shè)置在圖2b所示的第二實(shí)施例的FSK射頻信號接收器的輸入端。圖7僅示出接收器的輸入端部分。相移電路沈主要包括不同連接的可切換電容器的陣列?？汕袚Q電容器的這個陣列經(jīng)由LNA 3與電感器L和天線2并行設(shè)置，以形成諧振電路。如下所述，這個諧振電路必須被校準(zhǔn)，使得由天線提取的FSK射頻信號在每個連續(xù)相位切換周期中是交替的同相FSK 射頻信號和正交FSK射頻信號。對于這個相移電路沈應(yīng)用相位選擇信號SEL，以在諧振電路中執(zhí)行相位切換。由于可切換電容器的這個陣列為不同類型，LNA 3具有相位反向的兩個輸出端。因此，可切換電容器的陣列連接至LNA 3的兩個輸出端，以及單混合器4的雙輸入端。因此， 可切換電容器的陣列包括η個電容組，其并行連接至LNA 3的兩個輸出端線。每個電容組包括兩個電容器Cl、Cl’、C2、C2’、Cn、Cn'和一個開關(guān)，例如在兩個電容器之間串聯(lián)的MOS 晶體管Nl、N2、Nm。MOS晶體管優(yōu)選地是NMOS型。將陣列的每對電容器的電容值加權(quán)為2 的冪。為了從要與電感器L并行設(shè)置的電容組中選擇一對電容器或另一對電容器，NMOS晶體管N1、N2至Nm被跨門lc、2c至nc來控制，以使得所述晶體管經(jīng)由自校準(zhǔn)邏輯電路四提供的η比特配置字導(dǎo)電。在第一相位中，必須通過可切換電容器的陣列來校準(zhǔn)諧振電路。這通過使可切換相移電路26基于與并行諧振電路的振幅和相位相關(guān)聯(lián)的屬性來實(shí)現(xiàn)。這需要精確確定距離最大諧振增益位于-3dB的兩個點(diǎn)。這兩個點(diǎn)(在距離最大增益的_3dB)具有正好90° 的相位差。此外，根據(jù)FSK射頻信號接收器的質(zhì)量因子，這個差對于帶寬限制中的頻率相對恒定。由電容組形成的諧振電路簡單地需要依據(jù)自校準(zhǔn)邏輯電路四根據(jù)相位選擇信號交替發(fā)送的兩個二進(jìn)制字來校準(zhǔn)，上述相位選擇信號控制自校準(zhǔn)邏輯電路。由于向可切換電容器的陣列交替發(fā)送的這兩個二進(jìn)制字，相移電路向混合器4交替提供同相射頻信號和正交射頻信號。這個校準(zhǔn)通過引入并測量測試振蕩信號LO來發(fā)生。這些振蕩測試信號LO通過本地振蕩器7提供至LNA 3的輸入端，特別地經(jīng)由電容器Ce。當(dāng)然，一旦校準(zhǔn)了可切換電容器的陣列，本地振蕩器不再需要向LNA 3輸入端提供振蕩測試信號L0。為此，可在電容器Cc 之前在本地振蕩器輸出端和LNA 3輸入端之間提供開關(guān)(未示出)。來自優(yōu)選為頻率合成器的本地振蕩器7的其他振蕩信號LO直接提供至混合器4，用于FSK射頻信號向中間基帶信號INT的頻率轉(zhuǎn)換。對于這個直接轉(zhuǎn)換，將振蕩信號頻率設(shè)置為等于輸入FSK射頻信號的頻率fo。為了執(zhí)行振幅測量，首先配置第一測量電路27，其連接至LNA 3輸出端和可切換電容器的陣列。這個第一測量電路27的目的是確定經(jīng)由自校準(zhǔn)邏輯電路四的最大增益點(diǎn)。 這個自校準(zhǔn)邏輯電路連續(xù)使得一定數(shù)目個NMOS晶體管導(dǎo)電，以將電容組的一對或若干對電容器并行設(shè)置，直到第一測量電路確定最大增益。一旦確定了最大增益，與第一測量電路 27并行的第二測量電路觀接收(例如使用衰減器，諸如電容分割器)衰減了 _3dB的信號。 在第二測量電路測量和第一測量電路測量之間進(jìn)行比較。這使得距離最大增益_3dB的兩個點(diǎn)被確定，從而自校準(zhǔn)邏輯電路四向可切換電容器的陣列連續(xù)提供兩個二進(jìn)制校準(zhǔn)字。應(yīng)注意，至少第一測量電路27可被配置為執(zhí)行公知的增強(qiáng)Bessel振幅測量。這通過使用與要測量的FSK射頻信號耦合的弱逆變MOS晶體管的指數(shù)特征來實(shí)現(xiàn)。正弦函數(shù)的指數(shù)是零階Bessel函數(shù)，當(dāng)耦合的FSK射頻信號的振幅增加時其輸出端電壓值降低。為了依據(jù)振幅獲得更大改變，公知的增強(qiáng)Bessel檢測器通過在電壓電源的兩個端子之間串聯(lián)設(shè)置兩個互補(bǔ)NMOS和PMOS晶體管和電流源來耦合兩個類似行為。將輸出端電壓信號提供至PMOS晶體管源，其連接至電流源。這個檢測器具有不同配置，以利用相關(guān)的虛質(zhì)量。上述FSK射頻信號接收器包括集成電路，其中集成了大部分接收器組件。這個集成電路可通過例如0. 18um CMOS技術(shù)來形成。從給出的說明書，本領(lǐng)域技術(shù)人員可在不脫離權(quán)利要求定義的本發(fā)明的范圍的情況下設(shè)計(jì)FSK射頻信號接收器的若干變形?？稍谔炀€和低噪放大器之間設(shè)置相移電路。相移電路的可切換電容器的陣列可通過電容組形成，其具有與雙極或MOS晶體管串聯(lián)的單電容器，其連接在LAN的單輸出線和接地端子之間。可切換電容器的這個陣列還可直接連接至天線。
權(quán)利要求
1.用于FSK調(diào)制的低率射頻信號接收器(1)，所述低功率接收器包括天線O)，用于接收FSK射頻信號；低噪放大器(3)，用于放大和濾波由天線提取的信號；本地振蕩器(7)，用于提供具有與輸入FSK射頻信號的載波頻率基本相同頻率的振蕩信號(LO)；相移電路(16二6)，用于在相位切換周期(Ι/fs)的每個半期內(nèi)執(zhí)行振蕩信號(LO)或輸入FSK射頻信號的0°到90°相移和反向相移，以交替和連續(xù)地生成同相和正交振蕩信號或同相和正交輸入FSK射頻信號；混合器(4)，用于將同相和正交信號與濾波和放大的輸入FSK射頻信號混合，或?qū)⒄袷幮盘?LO)與同相和正交FSK射頻信號混合，以交替生成中間同相和正交基帶信號(INT)；至少一個低通濾波器(8)，用于濾波中間同相和正交信號；以及解調(diào)級(20)，用于從濾波的中間同相和正交(Im，Qm)信號解調(diào)數(shù)據(jù)(Dout)；其特征在于，所述接收器被設(shè)置為使得相移電路(16，26)通過相位選擇信號(SEL)被切換至相位切換周期頻率(fs)，其低于FSK射頻信號中的調(diào)制數(shù)據(jù)的頻率偏差(Af)并高于數(shù)據(jù)率。
2.如權(quán)利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述接收器被設(shè)置為使得，相移電路 (16，26)通過相位選擇信號被切換至相位切換周期頻率(fs)，其在低于FSK射頻信號中的調(diào)制數(shù)據(jù)的頻率偏差(Δι)的10和20倍之間并在高于數(shù)據(jù)率的10和20倍之間。
3.如權(quán)利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述解調(diào)級00)輸入端包括去多路復(fù)用器(13)，用于接收濾波的中間同相和正交信號，所述去多路復(fù)用器(13)通過相位選擇信號(SEL)控制，以在第一輸出端周期地提供濾波的中間同相信號(Im)以及在第二輸出端提供濾波的中間正交信號(Qm)，所述解調(diào)級00)輸入端還包括數(shù)據(jù)解調(diào)器(12)，用于從去多路復(fù)用器(13)接收濾波的中間同相和正交信號以提供數(shù)據(jù)信號(Dott)。
4.如權(quán)利要求3所述的接收器(1)，其特征在于，所述解調(diào)級00)包括在第一去多路復(fù)用器(1 輸出端和所述解調(diào)器(1 之間的第一魔術(shù)電路(14)，以及在第二去多路復(fù)用器(1 輸出端和所述解調(diào)器(12)之間的第二魔術(shù)電路(15)，每個魔術(shù)電路包括偽數(shù)字鎖相環(huán)，用于連續(xù)生成同相或正交信號，以在由相位選擇信號(SEL)在去多路復(fù)用器(13)中產(chǎn)生的相位切換引起的任何中斷之后重構(gòu)中間同相或正交信號。
5.如權(quán)利要求4所述的接收器(1)，其特征在于，每個魔術(shù)電路(14，15)包括計(jì)數(shù)器， 用于測量選擇的濾波中間信號的周期；以及數(shù)字鎖相環(huán)，其在每個切換操作經(jīng)過一次頻率調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)的相位等于在由于相位切換引起的任何中斷之前在濾波的中間信號的持續(xù)時間期間測量的平均相位，以在中斷之后連續(xù)生成向解調(diào)器(12)提供的中間同相或正交信號， 用于從兩個魔術(shù)電路(14，15)連續(xù)解調(diào)濾波的中間同相和正交信號。
6.如權(quán)利要求3所述的接收器(1)，其特征在于，所述解調(diào)器(12)是D觸發(fā)器，用于在一個輸入端接收濾波的中間同相(Im)或正交(Qm)信號，以及通過其他濾波的中間正交或同相信號計(jì)算時鐘。
7.如權(quán)利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移電路(16)集成在本地振蕩器中，其是頻率合成器，以交替和連續(xù)地提供同相和正交振蕩信號。
8.如權(quán)利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述頻率合成器包括石英基準(zhǔn)振蕩器(30)，能夠向鎖相環(huán)中的相位和頻率檢測器(31)提供基準(zhǔn)頻率信號(Fref)；該石英基準(zhǔn)振蕩器包括電荷泵(32)，連接至檢測器(31)輸出端；低通濾波器(3 ；壓控振蕩器(34)， 接收濾波的信號以生成振蕩信號(LO)；可編程或多模式分割器(35)，用于與sigma-delta 調(diào)制器(36)結(jié)合對振蕩信號進(jìn)行頻率分割，以向相位和頻率檢測器(31)提供分割的信號， 所述sigma-delta調(diào)制器在每個相位切換周期通過二進(jìn)制字0 )來編程，從而壓控振蕩器 (34)交替和連續(xù)地提供同相和正交振蕩信號。
9.如權(quán)利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述頻率合成器包括石英基準(zhǔn)振蕩器(30)，能夠向鎖相環(huán)中的相位和頻率檢測器(31)提供基準(zhǔn)頻率信號(Fref)；該石英基準(zhǔn)振蕩器包括電荷泵(32)，連接至檢測器(31)輸出端；低通濾波器(3 ；壓控振蕩器(34)， 接收濾波的信號以生成振蕩信號(LO)；多模式分割器或N分器(35)，用于對振蕩信號進(jìn)行頻率分割；兩個延遲單元06，47)，用于從分割器05)接收分割的信號；以及多路復(fù)用器 (48)，連接至兩個延遲單元并由相位選擇信號(SEL)控制，以經(jīng)由第一延遲單元G6)和第二延遲單元G7)向相位和頻率檢測器(31)交替提供分割的信號，從而壓控振蕩器(34)交替和連續(xù)生成同相和正交振蕩信號。
10.如權(quán)利要求7所述的接收器(1)，其特征在于，所述頻率合成器包括石英基準(zhǔn)振蕩器(30)，能夠向兩個延遲單元(56，57)提供基準(zhǔn)頻率信號(Fref)，所述延遲單元連接至由相位選擇信號(SEL)控制的多路復(fù)用器(58)，以經(jīng)由第一延遲單元(56)和第二延遲單元 (57)向鎖相環(huán)中的相位和頻率檢測器(31)交替提供基準(zhǔn)信號；該石英基準(zhǔn)振蕩器包括電荷泵(32)，連接至檢測器(31)輸出端；低通濾波器(3 ；壓控振蕩器(34)，接收濾波的信號以交替生成同相和正交振蕩信號；N分器或多模式分割器(55)，用于對振蕩信號進(jìn)行頻率分割，并向相位和頻率檢測器(31)提供分割的信號。
11.如權(quán)利要求1所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移電路06)設(shè)置在LNA(3) 和單混合器⑷之間。
12.如權(quán)利要求11所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移電路06)包括經(jīng)由低噪放大器⑶與電感器(L)和天線(2)并行設(shè)置的可切換電容器的陣列，以定義諧振電路；自校準(zhǔn)邏輯電路09)，由相位選擇信號(SEL)控制，用于向可切換電容器的陣列交替提供兩個二進(jìn)制配置字，以向混合器(4)提供同相射頻信號和正交射頻信號。
13.如權(quán)利要求12所述的接收器(1)，其特征在于，所述相移電路06)包括第一測量電路(27)，用于確定經(jīng)由自校準(zhǔn)邏輯電路09)的諧振電路的最大增益點(diǎn)；以及第二測量電路( )，用于確定相對于最大增益點(diǎn)衰減_3dB的兩個點(diǎn)，以配置自校準(zhǔn)邏輯電路，該自校準(zhǔn)邏輯電路向可切換電容器的陣列交替和連續(xù)提供兩個配置字以在輸入FI射頻信號中執(zhí)行0°至90°的相移和反向相移。
14.如權(quán)利要求13所述的接收器(1)，其特征在于，所述本地振蕩器(7)被設(shè)置為在校準(zhǔn)可切換電容器的陣列的校準(zhǔn)周期期間向低噪放大器(3)提供振蕩信號。
全文摘要
接收器提取低率FSK射頻信號。該接收器包括天線；連接至天線的低噪放大器；本地振蕩器；相移電路，用于在相位切換周期的每個半期內(nèi)執(zhí)行振蕩信號或輸入FSK射頻信號的0°到90°相移和反向相移。相移電路交替和連續(xù)地生成同相和正交振蕩信號或同相和正交輸入FSK射頻信號。接收器包括混合器，用于將振蕩信號與輸入FSK射頻信號混合。接收器還包括低通濾波器，用于濾波中間同相和正交信號；以及解調(diào)級，用于從濾波的中間同相和正交信號解調(diào)數(shù)據(jù)。所述接收器被設(shè)置為使得，相移電路通過相位選擇信號被切換至相位切換周期頻率。解調(diào)級中的魔術(shù)電路在解調(diào)器中的連續(xù)解調(diào)的每個切換操作期間重構(gòu)中間信號。
文檔編號H04L27/152GK102377709SQ201110236610
公開日2012年3月14日 申請日期2011年8月17日 優(yōu)先權(quán)日2010年8月18日
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