專利名稱：濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)和信息處理技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
多載波技術(shù)，其本質(zhì)上就是把一路寬帶高速數(shù)據(jù)流通過(guò)串并變換轉(zhuǎn)換為并行的多路相對(duì)低速的數(shù)據(jù)流，然后再對(duì)應(yīng)調(diào)制到相互正交的多個(gè)子載波上，從而有效延長(zhǎng)符號(hào)周期，降低多徑帶來(lái)的頻率選擇性衰落影響。OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用技術(shù))作為多載波技術(shù)中的特例，其每個(gè)子載波上傳輸?shù)氖蔷匦蚊}沖包絡(luò)的復(fù)指數(shù)信號(hào)，并且在相鄰時(shí)域符號(hào)間添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，簡(jiǎn)稱 CP)作為保護(hù)間隔。由于矩形脈沖優(yōu)良的時(shí)域性能和CP的保護(hù)，并通過(guò)頻域單抽頭均衡處理，OFDM能夠很好的抑制符號(hào)間干擾(Inter-symbol Interference，簡(jiǎn)稱ISI)和降低系統(tǒng)接收復(fù)雜度；但由于傳統(tǒng)OFDM相當(dāng)于采用矩形脈沖來(lái)成型濾波，其頻譜可以看作是Sine函數(shù)與一組位于各個(gè)子載波頻點(diǎn)上的δ函數(shù)的卷積，盡管頻域上這組Sine譜重疊且相互正交，但由于Sine函數(shù)旁瓣較大、衰減緩慢，所以O(shè)FDM的子載波間正交性在復(fù)雜移動(dòng)條件下的快時(shí)變衰落信道中是十分脆弱的，難以得到保證。為了達(dá)到多載波技術(shù)對(duì)ISI和ICI干擾的折衷考慮，實(shí)現(xiàn)在時(shí)頻雙彌散信道下的可靠通信，已經(jīng)有一些相關(guān)文獻(xiàn)提出了非矩形脈沖子帶成型的多載波，如文獻(xiàn)“Kozek W， Molisch A F. Nonorthogonal pulseshapes for multicarrier communications in doubly dispersivechannels[J]. IEEE Journal on Selected Areas in Communications. ,1998, 16(8) :1579-1589"以及 “Matz G, Schafhuber D, Grochenig K, Hartmann M, Hlawatsch F. Analysis, optimization, and implementation of low-interference wireless multicarrier systems[J]. IEEE Transactions onffireless Communications, 2007, 6(5) :1921-1931”提出的非正交多載波和低干擾時(shí)頻局部化多載波，文獻(xiàn)“G.Cherubini， Ε. Eleftheriou, S. ΟΙ εΓ, er, and J. Μ. Cioffi, Filter bankmodulation techniques for very high-speed digital subscriber lines[J]. IEEE Commun. Mag. ,vol. 38,pp. 98-104, May 2000”提出的濾波多音調(diào)制，文獻(xiàn)“高西奇，尤肖虎.面向后三代移動(dòng)通信的MIM0-GMC 無(wú)線傳輸技術(shù)[J].電子學(xué)報(bào)，2004，12A:105-108”提出的廣義多載波等。這些非OFDM多載波技術(shù)基本思想相同，即首先在每個(gè)子帶上采用時(shí)域和頻域均有較好緊支性能的濾波器進(jìn)行濾波處理，然后合成為寬帶信號(hào)進(jìn)行發(fā)送和接收，只是分析的思路、系統(tǒng)的參數(shù)和實(shí)現(xiàn)的方法上有所區(qū)別，因此可以把它們統(tǒng)稱為濾波多音調(diào)制技術(shù) (Filtered Multitone Modulation，簡(jiǎn)稱FMT)。濾波多音調(diào)制是通過(guò)濾波器組將整個(gè)信道劃分為若干個(gè)帶限且互不相交的子信道，在每個(gè)子信道上用相應(yīng)的子載波進(jìn)行信息傳輸； 為了劃分子信道，可以選擇一組濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)，其中每個(gè)濾波器都是同一個(gè)濾波器經(jīng)過(guò)等間隔的頻譜搬移得到的帶限濾波器。不過(guò)FMT如同其它多載波技術(shù)一樣，對(duì)載波偏移和多普勒頻偏的影響也十分敏感，因此要提高系統(tǒng)性能，必須要較好的解決頻率同步問(wèn)題。針對(duì)OFDM的同步技術(shù)已經(jīng)很成熟，但由于FMT符號(hào)間非矩形脈沖帶來(lái)的拖尾重疊和記憶效應(yīng)，在同步數(shù)據(jù)構(gòu)造和同步算法的實(shí)現(xiàn)都比OFDM更復(fù)雜。針對(duì)FMT的同步技術(shù)近年來(lái)也有一些相關(guān)的研究，如文獻(xiàn) “Fusco,T. ；Petrella,A. ；Tanda,Μ. ,Blind CFO Estimation for Noncritically Sampled FMTSystems[J]. IEEE Transactions on Signal Processing,vol.56,no. 6,pp. 2603-2608, June 2008”提到的利用成型脈沖的循環(huán)冗余實(shí)現(xiàn)盲同步頻偏估計(jì)，該方法需要較多的數(shù)據(jù)符號(hào)和較長(zhǎng)的估計(jì)時(shí)間，不太適合突發(fā)無(wú)線通信；文獻(xiàn)“A. Tonello and F. Rossi, Synchronization andchannel estimation for filtered multitone modulation[C] in Proc. WPMC 2004，Abano Terme, pp. 590-594，Sept. 2004” 首次提出針對(duì) FMT 幀結(jié)構(gòu)的頻偏估計(jì)算法，該方法釆用同步訓(xùn)練符號(hào)，在時(shí)域上通過(guò)延遲相關(guān)的方式來(lái)估計(jì)頻偏，但是該算法的估計(jì)精度和魯棒性均較差；文獻(xiàn)“Tilde Fusco, Angelo Petrella，and Mario Tanda. Data-Aided Symbol Timing and CFOSynchronization for Filter Bank Multicarrier Systems [J]. IEEE Transactions On WirelessCommunications, vol. 8, No.5，May 2009. 2705-2715”在上述技術(shù)基礎(chǔ)上優(yōu)化了估計(jì)度量函數(shù)，優(yōu)化改進(jìn)后的方法盡管估計(jì)頻偏精度有所提高，但是頻偏估計(jì)范圍太小，還不到濾波多音調(diào)制系統(tǒng)載波間隔的士 1/20，難以符合濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的實(shí)際需要，不具備廣泛的實(shí)用意義。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的上述不足，本發(fā)明為了解決濾波多音調(diào)制系統(tǒng)頻偏估算精度較低、估算魯棒性較差問(wèn)題，提出一種廣泛適用于濾波多音調(diào)制系統(tǒng)且精度較高的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用了如下的技術(shù)手段濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法，包括如下步驟a)在濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的發(fā)送端連續(xù)重復(fù)發(fā)送相同的同步訓(xùn)練符號(hào)，形成Ltk個(gè)符號(hào)周期的同步訓(xùn)練發(fā)送信號(hào)^i(H)，通過(guò)信道發(fā)送至接收端；其中，
權(quán)利要求
1.濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法，其特征在于，包括如下步驟a)在濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的發(fā)送端連續(xù)重復(fù)發(fā)送相同的同步訓(xùn)練符號(hào)，形成Ltk個(gè)符號(hào)周期的同步訓(xùn)練發(fā)送信號(hào)^i(H)，通過(guò)信道發(fā)送至接收端；其中，Ltr=\{Nl-N)IN^ + Q；Nl表示濾波多音調(diào)制系統(tǒng)中濾波器的時(shí)域截?cái)嚅L(zhǎng)度；N表示濾波多音調(diào)制系統(tǒng)中一個(gè)符號(hào)周期的采樣點(diǎn)數(shù)；符號(hào)「 為上取整運(yùn)算符號(hào)；Q取大于等于2的整數(shù)；b)濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的接收端接收到Ltk個(gè)符號(hào)周期的同步訓(xùn)練發(fā)送信號(hào)^i(Ii)對(duì)應(yīng)的同步訓(xùn)練接收信號(hào)為1 ⑷；c)取循環(huán)參數(shù)q= 1 ；d)確定頻偏估計(jì)范圍εrange(q) = ["K/2qN, K/2qN]；并以qN為延遲間隔，以Np = LtkN-(NL-N)-qN為相關(guān)長(zhǎng)度，求取同步訓(xùn)練接收信號(hào)rTK (η)與其延遲信號(hào)rTK(n+qN)在相關(guān)長(zhǎng)度范圍內(nèi)的互相關(guān)值Y (q)Np-Ir(q) = Σ IrTR (η+qNXR O)]；M=O進(jìn)而確定頻偏估計(jì)值ε (q) ,,K + 「Im(KW)_s{q) =-arctan ——；-f ；InqN Re (K^))其中，η表示采樣點(diǎn)序號(hào)；K表示濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的子載波總數(shù)；Im( γ (q))和 Re(Y (q))分別表示互相關(guān)值Y (q)復(fù)數(shù)形式的虛部和實(shí)部；e)判斷循環(huán)參數(shù)q的當(dāng)前取值是否能夠同時(shí)滿足如下遞歸條件q < Q、ε (q) e ε range(q) , ε (q) e ε range(q+l)> ε (q+1) e ε range(q+l)和 ε (q) · ε (q+1) > O ；若能同時(shí)滿足，執(zhí)行步驟f)；若不能，則執(zhí)行步驟g)；f)令循環(huán)參數(shù)q的取值自加1，然后返回步驟d)；g)以循環(huán)參數(shù)q的當(dāng)前取值對(duì)應(yīng)的頻偏估計(jì)值ε(q)為頻偏估計(jì)結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟e)中，判斷循環(huán)參數(shù)q的當(dāng)前取值是否能夠同時(shí)滿足的遞歸條件還包括q < 8。
全文摘要
本發(fā)明提供一種濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的自適應(yīng)遞歸頻偏估計(jì)方法，該方法通過(guò)在濾波多音調(diào)制系統(tǒng)的發(fā)送端連續(xù)重復(fù)發(fā)送相同的同步訓(xùn)練符號(hào)，形成長(zhǎng)度大于系統(tǒng)中濾波器時(shí)域截?cái)嚅L(zhǎng)度的LTR個(gè)符號(hào)周期的同步訓(xùn)練發(fā)送信號(hào)sTR(n)發(fā)送至接收端，從而使得接收端相應(yīng)接收到的同步訓(xùn)練接收信號(hào)rTR(n)在時(shí)域上具有多重循環(huán)延遲冗余特性，利用同步訓(xùn)練接收信號(hào)rTR(n)在時(shí)域上的多重冗余自適應(yīng)遞歸選擇合適的延遲間隔和相關(guān)長(zhǎng)度，借助其冗余延遲相關(guān)性進(jìn)行頻偏估計(jì)，并在求取頻偏估計(jì)值過(guò)程中通過(guò)設(shè)立遞歸條件進(jìn)行自適應(yīng)遞歸循環(huán)，以針對(duì)不同的頻偏情況實(shí)現(xiàn)頻偏估計(jì)范圍和估計(jì)精度的最優(yōu)化。
文檔編號(hào)H04L25/03GK102377706SQ201110378769
公開(kāi)日2012年3月14日 申請(qǐng)日期2011年11月24日 優(yōu)先權(quán)日2011年11月24日
發(fā)明者仲元紅, 吳華, 張振宇, 朱斌, 陳禮 申請(qǐng)人:重慶大學(xué)