本發(fā)明涉及一種無線寬帶通信估計算法，尤其涉及OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法。

背景技術：
正交頻分復用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)技術是第四代移動通信(4G)中的關鍵技術，對其信道進行估計的準確性直接影響到系統(tǒng)的誤碼率(biterrorrateBER)性能。正交頻分復用(OFDM)技術因是一種高速率的無線傳輸技術，能有效地抑制符號間干擾，被廣泛應用于各種無線通信系統(tǒng)中，如無線局域網(WLAN)、高清晰度電視(HDTV)、數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)等。由于無線信道的隨機性、未知性，使信道估計器的設計變得尤其重要，能否獲得詳細的信道信息，從而在接收端正確地解調出發(fā)射信號，是衡量一個無線通信系統(tǒng)性能的重要指標?，F(xiàn)有技術中，北京北方烽火科技有限公司，提出過《一種OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法》的發(fā)明專利(CN200810101071.5，2008年2月28日)。該發(fā)明涉及一種無線寬帶通信OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法。這種導頻插入方法兼顧所有的子載波，保證在所有的子載波上都有導頻，避免在離散插入方式中有些子載波上沒有導頻的缺陷，因為如果一些子載波上沒有導頻，這些子載波的信道衰落情況就只能依靠內插的方法得到。由于信道衰落的隨機性，內插方法得到的衰落是不準確的。子載波交叉離散導頻插入方法可以較好克服子載波信道估計由于內插而帶來的偏差，改善OFDM系統(tǒng)信道估計的精度。但是該發(fā)明中所述的這個導頻樣式只在一定程度上兼顧了子信道之間的相關性，并沒有象所提出的算法那樣充分地利用子信道間的相關性。如圖1所示就是該發(fā)明所述的導頻結構?？梢钥匆娫摪l(fā)明采用的是固定位置的導頻插入模式，并用內插法來進行非導頻子信道上的估計，對于非線性變化的信道，這個方法是不能對子信道進行很好的估計的。同時，這個算法的導頻插入樣式是固定地，即不是隨著信道的變化而變化的，因此，當信道快速變化時，這個導頻插入樣式和其中的內插算法不能很好地跟上信道的變化，當信道慢速變化時，這個導頻數(shù)目又插入地太多，從而影響了數(shù)據的傳輸速率。

技術實現(xiàn)要素：
本發(fā)明的目的是提供OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法，對現(xiàn)有技術的OFDM中的信道算法進行優(yōu)化，提出一種新的自適應導頻插入方式，同時提出一種相應的最鄰近信道估計方法。該算法利用了OFDM符號的信道相關性，能夠很快地跟上信道的變化，使新算法比原有算法大大提高了信道估計的性能。為了達到所述效果，本發(fā)明OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法，用于第四代移動通信系統(tǒng)中的信息接收端，包括以下步驟，步驟1：對于相鄰的兩個OFDM符號進行導頻插入，其中導頻插入時錯開一個導頻位置的距離；步驟2：導頻插入同時估計其它OFDM符號中子信道；步驟3：提取OFDM系統(tǒng)中傳輸數(shù)據，對每個OFDM符號所采用的導頻子信道的數(shù)目設置插入導頻的時變參數(shù)因子M，即導頻插入周期是M，對于第m個OFDM符號中第p個子信道的沖擊響應的傅里葉變換形式可以表示成：其中Xp，m、Yp，m分別表示第m個OFDM塊中第p個子信道中的傳輸?shù)囊阎盘柡徒邮盏降男盘?，當M個OFDM符號內的所有導頻信道沖擊響應估計完以后，被傳輸?shù)墓烙嬓盘柨梢杂孟率奖硎荆浩渲衁d，m是在第m個OFDM符號內的第d個數(shù)據信道上接收到的信號，是第m個OFDM符號內的第d個數(shù)據信道的頻域沖擊響應，而Xd，m則是解調后的相應傳輸數(shù)據估計值。優(yōu)選的，所述步驟1中在一個OFDM符號中傳輸(M-1)個OFDM數(shù)據符號后就插入一個相應的導頻符號。優(yōu)選的，所述步驟2采用最近鄰法來進行，即尋找和當前子信道在OFDM符號的時間和頻率域中最近的導頻子信道，并用此導頻子信道的參數(shù)來代替此子信道的參數(shù)，此時，當一個數(shù)據子信道附近有多個最鄰近的導頻子信道時，此數(shù)據子信道的頻域沖擊響應就采用這些最鄰近的導頻子信道沖擊響應的平均值。優(yōu)選的，在快衰落信道中，M的值非常小，而在慢衰落信道中M的值大。只有這樣才能既可以利用OFDM符號的相關性又能自適應地進行高速的傳輸數(shù)據。優(yōu)選的，所述M值的選取需要滿足使OFDM符號中的子信道能夠跟上信道的3％以下的變化的條件。即M的選取只要使估計出的前M個OFDM符號導頻子信道參數(shù)和當前OFDM符號相同頻率位置導頻處的子信道的估計出的參數(shù)的差值在3％以下就可以了。這樣既符合估算要求，同時也能簡化算法。由于采用了所述技術方案，本發(fā)明在同樣的信噪比和系統(tǒng)環(huán)境下，當誤碼率(BER)達到10-4時，本發(fā)明提出得信道估計方法較現(xiàn)有的經典算法有5dB的增益，即此時在同樣的誤碼率要求下可以大大節(jié)約發(fā)送端的發(fā)送功率，而在同樣的發(fā)送功率下，所提出的算法能大大地降低誤碼率。附圖說明下面結合附圖對本發(fā)明作進一步說明：圖1為北京北方烽火科技有限公司《一種OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法》所采用的導頻結構。圖2為本發(fā)明OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法采用的導頻插入樣式效果示意圖。圖3為本發(fā)明OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法和塊狀導頻樣式下的LS算法的性能比較效果示意圖。圖4為本發(fā)明OFDM系統(tǒng)中自適應導頻樣式的信道估計方法和北京北方烽火科技有限公司《一種OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法》的性能比較效果示意圖。具體實施方式如圖2所示，本發(fā)明采用一種新的自適應分塊錯位導頻符號樣式進行插入，在這里加載導頻的子信道用實心圓圈來表示，其余的非實心的圓圈表示加載傳輸數(shù)據的子信道。對于相鄰的兩個OFDM符號，導頻的插入位置是錯開一個導頻位置的，而不是像傳統(tǒng)方法中那樣在同一位置的。在新的導頻插入樣式中，每個OFDM符號所采用的導頻子信道的數(shù)目有一個參數(shù)。我們用M表示插入導頻的時變參數(shù)因子，即，在一個OFDM符號中傳輸(M-1)個OFDM數(shù)據符號后就插入一個相應的導頻符號，也就是新提出的導頻插入周期是M。在快衰落信道中，M的值必須非常小，而在慢衰落信道中M的值可以大些，只有這樣才能既可以利用OFDM符號的相關性又能自適應地進行高速的傳輸數(shù)據。所提出的導頻樣式能夠適應于時變信道的情況，并對時變的子信道進行很好的估計。而現(xiàn)有技術中的導頻樣式就不能很好地對時變信道加以估計，現(xiàn)有技術中當插入兩個導頻的OFDM符號之間有較大的變化時，其信道估計的方法是無法對這兩個插入導頻的OFDM符號之間的符號加以準確的估計的。同時，當OFDM信道在幾個OFDM符號的時間內變化很小或者幾乎沒有變化時，可以利用不同OFDM符號之間的子信道的相關性來進行信道估計并提高估計精度?，F(xiàn)有技術也是無法提取出這樣的相關性的信息的。和北京北方烽火科技有限公司的《一種OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法》的發(fā)明專利(CN200810101071.5，2008年2月28日)相比，在本明中，導頻的插入是自適應的，其能隨著信道的變化而變化，當信道快變時，插入更多的導頻信號，當信道緩慢變化時，少插入些導頻信號。而在對比的發(fā)明中，采用的是固定位置的導頻插入模式，并用內插法來進行非導頻子信道上的估計，對于非線性變化的信道，這個方法是不能對子信道進行很好的估計的。對此，本發(fā)明采用最近鄰法來估計傳輸數(shù)據的子信道，能適合信道非線性的變化。同時，這個算法的導頻插入樣式是固定地，即不是隨著信道的變化而變化的，因此，當信道快速變化時，這個導頻插入樣式和其中的內插算法不能很好地跟上信道的變化，當信道慢速變化時，這個導頻數(shù)目又插入地太多，從而影響了數(shù)據的傳輸速率。在導頻子信道中，估計的信道沖擊響應的傅里葉變化形式可以用以下形式表示：其中XP為發(fā)送的已知的導頻信號，YP為接收到的導頻處信號，p為導頻子信道的索引值。在本發(fā)明的算法中，考慮到不同OFDM符號的子信道之間的相關性，故對于第m個OFDM符號中第p個子信道的沖擊響應的傅里葉變換形式可以表示成：其中Xp，m、Yp，m分別表示第m個OFDM塊中第p個子信道中的傳輸?shù)囊阎盘柡徒邮盏降男盘?。?M+1)個OFDM符號內的所有導頻信道沖擊響應被估計以后。我們必須估計完M個OFDM符號內傳輸?shù)臄?shù)據子信道沖擊響應以后才能進行對數(shù)據的解碼。在本發(fā)明提出的算法中，一個數(shù)據子信道處的頻域沖擊響應是采用最鄰近法進行估計的。即，如果一個數(shù)據子信道附近只有一個最鄰近的導頻子信道時，此數(shù)據子信道的頻域沖擊響應就采用這個最鄰近的導頻子信道沖擊響應；如果一個數(shù)據子信道附近有多個最鄰近的導頻子信道時，此數(shù)據子信道的頻域沖擊響應就采用這些最鄰近的導頻子信道沖擊響應的平均值。當M個OFDM符號內的所有導頻信道沖擊響應都采用上述最鄰近法進行估計完以后，被傳輸?shù)墓烙嬓盘柨梢杂孟率奖硎荆浩渲衁d，m是在第m個OFDM符號內的第d個數(shù)據信道上接收到的信號，是第m個OFDM符號內的第d個數(shù)據信道的頻域沖擊響應，而Xd，m則是解調后的相應傳輸數(shù)據估計值。如圖3所示為本發(fā)明和經典的采用線性內插LS信道估計方法進行比較。為了保證對比的可信性，我們采用相同的信道環(huán)境和相同的信噪比。同時，OFDM的所有子信道采用抽頭延時的DCT變換后的系數(shù)來進行模擬，并且采用256個子信道、16QAM的調制方式和M＝4的參數(shù)因子。接著編程計算每種算法的特定SNR下的誤碼率BER，然后進行1000次迭代求出每個信噪比下的平均的BER，最后得到的所提出算法和塊狀導頻樣式下的LS算法的仿真結果。從此圖中，可以看出所提出的算法的性能明顯地超過了塊狀導頻樣式下的LS算法的性能。接著在同樣的系統(tǒng)環(huán)境下，我們模擬了時變的信道。其時變公式如下：H(m，n)＝H(1，n)*Sin(2*π*0.005*m)其中，H(m，n)是第m個符號上的第n個子信道上的頻率響應，H(1，n)是第一個符號上第n個子信道上的頻率響應。圖4是本發(fā)明所提出的算法和和北京北方烽火科技有限公司的《一種OFDM系統(tǒng)中的子載波交叉離散導頻插入方法》的發(fā)明專利(CN200810101071.5，2008年2月28日)中的算法相比的實驗結果圖。在這個實驗中，信道和導頻數(shù)設置成一樣的數(shù)目。從此圖中，可以看出本發(fā)明所提出的方法更優(yōu)越。本發(fā)明用于第四代移動通信系統(tǒng)中的信息接收端，可用所提出的算法以更準確地估計信道參數(shù)來更準確的譯碼。當然，如果有反饋信道存在的話，其也可以應用于信息的發(fā)送端，由接受端將各子信道參數(shù)反饋到發(fā)送端，然后發(fā)送端可選擇傳輸質量好的子信道來傳輸重要信息。通過圖3、圖4我們可以看出，在同樣的信噪比和系統(tǒng)環(huán)境下，當誤碼率(BER)達到10-4時，本發(fā)明提出得信道估計方法較現(xiàn)有的經典算法有5dB的增益，即此時在同樣的誤碼率要求下可以大大節(jié)約發(fā)送端的發(fā)送功率，而在同樣的發(fā)送功率下，所提出的算法能大大地降低誤碼率。