專(zhuān)利名稱(chēng)：用于增強(qiáng) fm 接收機(jī)的音頻質(zhì)量的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體涉及用于調(diào)頻(FM)廣播系統(tǒng)的接收機(jī)。更具體地，本發(fā)明涉及用于提高FM廣播系統(tǒng)中使用的接收機(jī)的音頻質(zhì)量的系統(tǒng)和方法。
背景技術(shù)：
在FM廣播系統(tǒng)中，立體音頻信號(hào)的左(L)聲道和右(R)聲道作為攜帶“單聲道”信號(hào)的L+R信號(hào)和攜帶“立體聲”信息的L-R信號(hào)而傳輸。圖1示出了 FM廣播系統(tǒng)中使用的復(fù)合基帶信號(hào)的典型頻譜。該復(fù)合基帶信號(hào)有時(shí)還稱(chēng)為FM立體聲多路傳輸(MPX)信號(hào)。如圖1所示，L+R信號(hào)作為基帶音頻在30Hz至15kHz的范圍內(nèi)傳輸，而L-R信號(hào)調(diào)制為占據(jù)23至53kHz的基帶范圍的38kHz雙邊帶抑制載波(DSBSC)信號(hào)。從圖1還可看出，還生成具有38kHz副載波頻率的一半頻率的，與其具有精確相位關(guān)系的19kHz導(dǎo)頻音。其在整體調(diào)制電平的8-10%下傳輸，并由立體聲FM接收機(jī)用于重新生成具有正確相位的38kHz副載波。另外，57kHz副載波(鎖相到立體聲導(dǎo)頻音的三次諧波)可用于攜帶低帶寬無(wú)線廣播數(shù)據(jù)系統(tǒng)(RBDS)信號(hào)。復(fù)合基帶信號(hào)可進(jìn)一步包括圖1所示的直接頻帶(DirectBand)信號(hào)，以及圖1中未示出的 其他信號(hào)。復(fù)合基帶信號(hào)用于對(duì)FM發(fā)送機(jī)進(jìn)行調(diào)制。立體聲FM接收機(jī)將L+R信號(hào)與L-R信號(hào)相加，以恢復(fù)L信號(hào)，并從L+R信號(hào)中減去L-R信號(hào)，以恢復(fù)R信號(hào)。據(jù)觀測(cè)，L-R信號(hào)的信噪比(SNR)比L+R信號(hào)變差了約20dB。因此，由于載波噪聲比(CNR:carrier-to-noise ratio)下降,重構(gòu)L和R信號(hào)中的感知噪聲以L-R信號(hào)中的較高噪聲電平為主。為了解決這個(gè)問(wèn)題，在常規(guī)FM接收機(jī)設(shè)計(jì)中，L和R信號(hào)的重構(gòu)中使用的L-R分擔(dān)比例(或計(jì)算L+R和L-R信號(hào)的加權(quán)和時(shí)置于L-R信號(hào)上的“權(quán)重”)隨著CNR的降低而逐漸減小，以降低重構(gòu)L和R信號(hào)中的噪聲電平。這稱(chēng)為“立體聲混合”，其在降低立體聲分離度的情況下達(dá)到噪聲電平的下降。隨著CNR繼續(xù)降低，最終，F(xiàn)M接收機(jī)輸出有效減少至僅L+R信號(hào)或單信號(hào)。CNR在約12dB以下相交時(shí)，L+R信號(hào)中出現(xiàn)脈沖型噪聲，并被感知為“隨機(jī)噪聲(static)”。因此，由于CNR下降到相對(duì)較低的水平，立體聲分離度的下降、撕撕聲背景噪聲的增加，以及噪聲脈沖(隨機(jī)噪聲)的出現(xiàn)均大大降低了 FM接收機(jī)輸出信號(hào)的感知音頻質(zhì)量。由于目前使用的FM接收機(jī)的安裝基數(shù)較大，嘗試解決這些問(wèn)題時(shí)，不應(yīng)改變FM發(fā)送機(jī)。需要一種通過(guò)增強(qiáng)立體聲分離度，并降低FM接收機(jī)輸出音頻信號(hào)中的撕撕聲背景噪聲和隨機(jī)噪聲噪聲而能在FM接收機(jī)中運(yùn)行，并能提高低CNR下的音頻質(zhì)量的系統(tǒng)或方法。

發(fā)明內(nèi)容
(I) 一種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括:對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)；基于L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量；以及確定是否進(jìn)行以下處理:檢測(cè)從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L+R信號(hào)中的噪聲脈沖并且基于所述聲道質(zhì)量度量將檢測(cè)到的噪聲脈沖從中消除。
(2)根據(jù)(I)所述的方法，其中，所述檢測(cè)包括:使用多個(gè)噪聲脈沖模板。(3)根據(jù)(2)所述的方法，其中，使用所述多個(gè)噪聲脈沖模板包括:使用多個(gè)噪聲脈沖模板，各噪聲脈沖模板通過(guò)在不同相位下對(duì)單個(gè)噪聲脈沖進(jìn)行子采樣而獲得。(4)根據(jù)(2)所述的方法，其中，使用所述多個(gè)噪聲脈沖模板包括:使用代表多個(gè)重疊噪聲脈沖的一個(gè)或多個(gè)噪聲脈沖模板。(5)根據(jù)(I)所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。(6)根據(jù)(2)所述的方法，其中，所述檢測(cè)包括:通過(guò)至少在短期預(yù)測(cè)誤差濾波器中處理L+R信號(hào)來(lái)計(jì)算預(yù)測(cè)誤差；對(duì)每個(gè)噪聲脈沖模板與所述短期預(yù)測(cè)誤差濾波器的脈沖響應(yīng)進(jìn)行卷積，以獲得多個(gè)卷 積噪聲脈沖模板；以及將卷積噪聲模板與從預(yù)測(cè)誤差得出的比較波形進(jìn)行比較，以識(shí)別所述L+R信號(hào)中的候選噪聲脈沖的位置。(7)根據(jù)(6)所述的方法，其中，在所述短期預(yù)測(cè)誤差濾波器中處理所述L+R信號(hào)包括:在包括短期預(yù)測(cè)器的短期預(yù)測(cè)誤差濾波器中處理所述L+R信號(hào)，所述短期預(yù)測(cè)器將當(dāng)前樣本的值預(yù)測(cè)為多個(gè)先前樣本的加權(quán)和，其中，所述先前樣本彼此不相鄰或與所述當(dāng)前樣本不相鄰。(8)根據(jù)(6)所述的方法，其中，計(jì)算預(yù)測(cè)誤差進(jìn)一步包括:在長(zhǎng)期預(yù)測(cè)誤差濾波器中對(duì)由所述短期預(yù)測(cè)誤差濾波器產(chǎn)生的短期預(yù)測(cè)誤差進(jìn)行處理，以產(chǎn)生長(zhǎng)期預(yù)測(cè)誤差。(9)根據(jù)(6)所述的方法，其中，將卷積噪聲模板與從預(yù)測(cè)誤差得出的比較波形進(jìn)行比較包括:對(duì)預(yù)測(cè)誤差的預(yù)定數(shù)量的樣本中的每個(gè)執(zhí)行以下步驟:生成與所述樣本對(duì)應(yīng)的比較波形；將生成的比較波形與各卷積噪聲脈沖模板相比較，以確定與各卷積噪聲脈沖相關(guān)的不相似性度量或相似性度量；識(shí)別提供最小不相似性度量或最大相似性度量的卷積噪聲脈沖模板；以及如果最小不相似性度量小于預(yù)定不相似性閾值，或最大相似性度量大于預(yù)定相似性閾值，則基于所述樣本識(shí)別所述L+R信號(hào)中的候選噪聲脈沖的位置。(10)根據(jù)(9)所述的方法，其中，為預(yù)測(cè)誤差中的特定樣本生成比較波形包括:識(shí)別包括所述特定樣本前面的固定數(shù)量的樣本、所述特定樣本以及所述特定樣本后面的固定數(shù)量的樣本的預(yù)測(cè)誤差波形；以及將偏差標(biāo)準(zhǔn)化并應(yīng)用至所述預(yù)測(cè)誤差波形的每個(gè)樣本。(11)根據(jù)(6)所述的方法，進(jìn)一步包括:確認(rèn)所述L+R信號(hào)中的候選噪聲脈沖是噪聲脈沖；以及響應(yīng)于確認(rèn)所述候選噪聲脈沖是噪聲脈沖，從所述L+R信號(hào)中減去與所述候選噪聲脈沖對(duì)應(yīng)的噪聲脈沖模板的縮放版本。(12 )根據(jù)(11)所述的方法，其中，確認(rèn)所述L+R信號(hào)中的候選噪聲脈沖是噪聲脈沖包括:至少確定所述候選噪聲脈沖與從各噪聲脈沖模板得出的多個(gè)子向量之間的不相似性度量或相似性度量。( 13 )根據(jù)(11)所述的方法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確認(rèn)所述候選噪聲脈沖是噪聲脈沖，從所述預(yù)測(cè)誤差中減去與所述候選噪聲脈沖對(duì)應(yīng)的噪聲脈沖模板的卷積版本。(14)根據(jù)(11)所述的方法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確認(rèn)所述候選噪聲脈沖是噪聲脈沖，在所述候選噪聲脈沖之前預(yù)定數(shù)量樣本的位置處搜索所述L+R信號(hào)中的噪聲脈沖。(15)—種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括:對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)；以及以基于所述L-R噪聲信號(hào)的方式對(duì)從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L-R信號(hào)應(yīng)用單聲道噪聲抑制。
(16)根據(jù)(15)所述的方法，進(jìn)一步包括:基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量；其中，對(duì)所述L-R信號(hào)應(yīng)用所述單聲道噪聲抑制包括:基于所述聲道質(zhì)量度量確定預(yù)期L-R噪聲衰減；以及至少基于所述預(yù)期L-R噪聲衰減來(lái)確定要應(yīng)用至所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量。(17)根據(jù)(16)所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。(18)根據(jù)(16)所述的方法，其中，對(duì)所述L-R信號(hào)應(yīng)用所述單聲道噪聲抑制進(jìn)一步包括:基于所述L-R信號(hào)和所述L-R噪聲信號(hào)的功率譜獲得所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的信噪比(SNR);并且其中，確定要應(yīng)用至所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量是基于預(yù)期L-R噪聲衰減和為所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶獲得的SNR來(lái)執(zhí)行的。(19)根據(jù)(18)所述的方法，進(jìn)一步包括:基于為所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶獲得的SNR，識(shí)別所述L-R信號(hào)的頻域表示的主信號(hào)頻帶；以及確定要應(yīng)用至被確定為不在所述主信號(hào)頻帶內(nèi)的L-R信號(hào)的頻域表示的子頻帶的附加衰減的量。(20)根據(jù)(16)所述的方 法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確定所述聲道質(zhì)量度量低于預(yù)定閾值，確定附加衰減要被應(yīng)用至所述L-R信號(hào)的頻域表示的所有子頻帶。(21)根據(jù)(16)所述的方法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確定所述聲道質(zhì)量度量低于預(yù)定閾值，確定附加衰減要被應(yīng)用至所述L-R信號(hào)的頻域表示的預(yù)定數(shù)量的最高頻子帶。(22)根據(jù)(15)所述的方法，進(jìn)一步包括:以基于所述L-R噪聲信號(hào)的方式對(duì)從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L+R信號(hào)應(yīng)用單聲道噪聲抑制。(23)根據(jù)(22)所述的方法，進(jìn)一步包括:基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量；其中，對(duì)所述L+R信號(hào)應(yīng)用所述單聲道噪聲抑制包括:基于所述聲道質(zhì)量度量確定預(yù)期L+R噪聲衰減；以及至少基于所述預(yù)期L+R噪聲衰減確定要應(yīng)用至所述L+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量。(24)根據(jù)(23)所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。(25)根據(jù)(23)所述的方法，其中，對(duì)所述L+R信號(hào)應(yīng)用所述單聲道噪聲抑制進(jìn)一步包括:基于所述L-R噪聲信號(hào)的功率譜估算L+R噪聲信號(hào)的功率譜；以及基于所述L+R信號(hào)的功率譜和所述L+R噪聲信號(hào)的功率譜獲得所述L+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的信噪比(SNR);并且其中，確定要應(yīng)用至所述L+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量是基于預(yù)期L+R噪聲衰減和為所述L+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶獲得的SNR來(lái)執(zhí)行的。(26)根據(jù)(25)所述的方法，進(jìn)一步包括:基于為所述L+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶獲得的SNR，識(shí)別所述L+R信號(hào)的頻域表示的主信號(hào)頻帶；以及確定要應(yīng)用至被確定為不在所述主信號(hào)頻帶內(nèi)的L+R信號(hào)的頻域表示的子頻帶的附加衰減的量。 (27 )根據(jù)(23 )所述的方法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確定所述聲道質(zhì)量度量低于預(yù)定閾值，確定附加衰減要被應(yīng)用至所述L+R信號(hào)的頻域表示的所有子頻帶。(28)根據(jù)(23)所述的方法，進(jìn)一步包括:響應(yīng)于確定所述聲道質(zhì)量度量低于預(yù)定閾值，確定附加衰減要被應(yīng)用至所述L+R信號(hào)的頻域表示的預(yù)定數(shù)量的最高頻子帶。
(29)—種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括:對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)；基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量；確定是否進(jìn)行以下處理:基于所述聲道質(zhì)量度量利用通過(guò)波形外推法的形式生成的替代波形段來(lái)替代從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L-R信號(hào)或L+R信號(hào)的波形段。(30)根據(jù)(29)所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。(31)根據(jù)(29)所述的方法，其中，替代所述L-R信號(hào)或所述L+R信號(hào)的波形段包括:從所述L-R信號(hào)獲取要被替代的波形；將所述要被替代的波形與先前接收的L-R信號(hào)的波形段相比較，以識(shí)別最匹配的波形段；基于所述聲道質(zhì)量度量確定加權(quán)因數(shù)；獲得所述要被替代的波形與最匹配的波形段的加權(quán)組合，以生成替代波形；以及用所述替代波形替代所述要被替代的波形。(32)根據(jù)(31)所述的方法，其中，將所述要被替代的波形與先前接收的L-R信號(hào)的波形段相比較以識(shí)別最匹配的波形段包括:計(jì)算所述要被替代的波形與先前接收的L-R信號(hào)的每個(gè)波形段之間的相似性度量或不相似性度量。

(33)根據(jù)(29)所述的方法，其中，替代所述L-R信號(hào)或所述L+R信號(hào)的波形段包括:從所述L+R信號(hào)獲得要被替代的波形；將所述要被替代的波形與先前接收的L+R信號(hào)的波形段相比較，以識(shí)別最匹配的波形段；基于所述聲道質(zhì)量度量確定加權(quán)因數(shù)；獲取所述要被替代的波形與所述最匹配的波形段的加權(quán)組合，以生成替代波形；以及用所述替代波形替代所述要被替代的波形。(34)根據(jù)(33)所述的方法，其中，將所述要被替代的波形與先前接收的L+R信號(hào)的波形段相比較以識(shí)別最匹配的波形段包括:計(jì)算所述要被替代的波形與先前接收的L+R信號(hào)的每個(gè)波形段之間的相似性度量或不相似性度量。


納入本文，構(gòu)成本說(shuō)明書(shū)一部分的附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了圖解，并與說(shuō)明一起進(jìn)一步用于解釋本發(fā)明的原理，并能使相關(guān)領(lǐng)域的技術(shù)人員制作和使用本發(fā)明。圖1示出了FM廣播系統(tǒng)中使用的復(fù)合基帶信號(hào)的典型頻譜。圖2為用于增強(qiáng)根據(jù)第一主要實(shí)施方式的FM接收機(jī)的音頻質(zhì)量的示例系統(tǒng)的框圖，所述系統(tǒng)包括FM立體聲解碼器和FM音頻增強(qiáng)邏輯。圖3為根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的顯示圖2的FM音頻增強(qiáng)邏輯的各個(gè)部件的框圖。圖4示出了根據(jù)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖5示出了根據(jù)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖6示出了根據(jù)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行單聲道L-R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖7示出了根據(jù)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行單聲道L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖8示出了根據(jù)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R快衰落補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ母咚搅鞒虉D。
圖9為根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的示例CNR估算器的框圖。圖10圖解了特定FM接收機(jī)恢復(fù)的L+R信號(hào)中出現(xiàn)的，低于12dB的CNR下的多個(gè)經(jīng)縮放和時(shí)間校準(zhǔn)的噪聲脈沖的平均形狀。圖11圖解了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的可用于進(jìn)行彈跳抑制的六個(gè)未標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板。圖12圖解了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的可用于進(jìn)行彈跳抑制的六個(gè)標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板。圖13為根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的L+R彈跳抑制邏輯的框圖。圖14示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的用于進(jìn)行L+R彈跳抑制的方法的流程圖。圖15示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的用于給L-R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制的方法的流程圖。圖16示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的用于給L+R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制的方法的流程圖。圖17示出了根據(jù)一個(gè)實(shí) 施方式的用于給L-R信號(hào)或L+R信號(hào)實(shí)施快衰落補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ牧鞒虉D。圖18為用于在頻域中進(jìn)行信號(hào)處理操作的示例系統(tǒng)的框圖，所述系統(tǒng)包括根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的快衰落補(bǔ)償邏輯。圖19為顯示根據(jù)第二主要實(shí)施方式的FM音頻增強(qiáng)邏輯的各個(gè)部件的框圖。圖20為顯示根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的可由阻帶噪聲提取邏輯應(yīng)用的一系列濾波器的框圖。圖21為根據(jù)一個(gè)進(jìn)一步實(shí)施方式的示例CNR估算器的框圖。圖22示出了根據(jù)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖23示出了根據(jù)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖24示出了根據(jù)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行單聲道L-R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖25示出了根據(jù)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行單聲道L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖。圖26示出了根據(jù)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R快衰落補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ母咚搅鞒虉D。根據(jù)下文所述的詳細(xì)說(shuō)明，結(jié)合附圖，本發(fā)明的特征和優(yōu)點(diǎn)將得以明確，在附圖中，相似參考符號(hào)表示對(duì)應(yīng)單元。在附圖中，相似參考數(shù)字基本表示相同的、功能上相似的和/或結(jié)構(gòu)上相似的單元。單元第一次出現(xiàn)的附圖用對(duì)應(yīng)參考數(shù)字中的最左邊數(shù)字表示。
具體實(shí)施例方式A.介紹本發(fā)明的以下詳細(xì)說(shuō)明參考了附圖，附解了本發(fā)明的例示性實(shí)施方式。也可采用其他實(shí)施方式，只要符合本發(fā)明的主旨和范圍，可對(duì)實(shí)施方式進(jìn)行修改。因此，以下詳細(xì)說(shuō)明并不限制本發(fā)明。相反，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求所限定。
說(shuō)明書(shū)中提到的“一個(gè)實(shí)施方式、” “示例實(shí)施方式”等表示所述例示性實(shí)施方式可包括特定特征、結(jié)構(gòu)或特性，但每個(gè)實(shí)施方式并不一定包括特定特征、結(jié)構(gòu)或特性。另外，這些短語(yǔ)不一定指代同一實(shí)施方式。進(jìn)一步，結(jié)合一實(shí)施方式對(duì)特定特征、結(jié)構(gòu)或特性進(jìn)行說(shuō)明時(shí)，本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)理解的是，結(jié)合其他實(shí)施方式也可實(shí)施這些特征、結(jié)構(gòu)或特性，無(wú)論是否有明確說(shuō)明。本文對(duì)輸入FM無(wú)線電信號(hào)較弱和/或CNR較低時(shí)增強(qiáng)FM接收機(jī)的輸出音頻質(zhì)量的系統(tǒng)和方法進(jìn)行了說(shuō)明。本文所述的實(shí)施方式通過(guò)增強(qiáng)立體聲分離度，并降低FM接收機(jī)輸出音頻信號(hào)中的撕撕聲背景噪聲和噪聲脈沖(隨機(jī)噪聲)而實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)。這些實(shí)施方式可提供FM接收機(jī)的用戶易于感知的，非常顯著的，有時(shí)甚至極大的音頻質(zhì)量提高效果。本文所述的用于增強(qiáng)FM接收機(jī)的輸出音頻質(zhì)量的主要技術(shù)包括:(I)給每個(gè)L+R和L-R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制；(2) CNR下降到特定閾值以下時(shí)實(shí)施本文稱(chēng)為“彈跳抑制”的技術(shù)，以檢測(cè)和消除脈沖噪聲(“噪聲脈沖”或“隨機(jī)噪聲”)；以及，(3)實(shí)施本文稱(chēng)為“快衰落補(bǔ)償”的技術(shù)，以用通過(guò)波形外推法的形式合成的替代段替代L+R和L-R信號(hào)的噪聲段。如上所述，本文所述的各個(gè)實(shí)施方式給L-R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制。該方法的前提是，增強(qiáng)立體聲分離度并降低FM接收機(jī)中的撕撕聲噪聲和隨機(jī)噪聲的問(wèn)題可作為單聲道噪聲抑制問(wèn)題而處理。具體地，通過(guò)利用單聲道噪聲抑制技術(shù)而抑制L-R信號(hào)中的噪聲，本文所述的實(shí)施方式不需要降低置于L-R信號(hào)上的權(quán)重,而常規(guī)立體聲混合方案在重構(gòu)L和R信號(hào)時(shí)會(huì)進(jìn)行這一步。因此，不僅L-R信號(hào)中(最終，L和R信號(hào)中)的撕撕聲背景噪聲可比立體聲混合大大降低，而且立體聲分離度(立體聲效果的程度)可作為副產(chǎn)物同時(shí)增強(qiáng)。

L+R信號(hào)也具有噪聲，但其電平低于L-R噪聲。因此，本文所述的實(shí)施方式還給L+R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制?？山oL+R信號(hào)實(shí)施強(qiáng)度低于給L-R信號(hào)實(shí)施的單聲道噪聲抑制的單聲道噪聲抑制。單聲道噪聲抑制成功的前提是可靠地估算背景噪聲(稱(chēng)為“本底噪聲”)的幅度譜。在電信應(yīng)用中實(shí)施在語(yǔ)音信號(hào)上時(shí)，常規(guī)單聲道噪聲抑制技術(shù)一般直接分析語(yǔ)音信號(hào)，并估算沒(méi)有主動(dòng)語(yǔ)音信號(hào)，僅存在背景噪聲的音節(jié)間和句間靜寂時(shí)間段內(nèi)的本底噪聲。與此相反，在FM增強(qiáng)應(yīng)用中，音頻信號(hào)通常為音樂(lè)信號(hào)，因此，僅存在背景噪聲的時(shí)間段非常少。這樣，通過(guò)直接分析音頻信號(hào)而可靠估算本底噪聲變得困難。本文所述的實(shí)施方式并非通過(guò)直接分析音頻信號(hào)而提取本底噪聲的方法解決該問(wèn)題，而是通過(guò)使用其他間接方法。采用間接方法，無(wú)論音頻信號(hào)是否存在，是否“蓋過(guò)”噪聲，都可對(duì)本底噪聲進(jìn)行相當(dāng)可靠的估算。如上所述，本文所述的各個(gè)實(shí)施方式在CNR低于特定閾值時(shí)，實(shí)施稱(chēng)為“彈跳抑制”的技術(shù)，以檢測(cè)噪聲脈沖，并將其從L+R信號(hào)中消除。具體地，輸入FM無(wú)線電信號(hào)的CNR低于特定閾值(一般約為12dB)時(shí)，L+R和L-R信號(hào)中出現(xiàn)噪聲脈沖。本文所述的實(shí)施方式給這種低CNR下的L-R信號(hào)實(shí)施強(qiáng)度相當(dāng)大的單聲道噪聲抑制，從而將經(jīng)噪聲抑制的L-R信號(hào)幾乎降為零。因此，L-R信號(hào)中的噪聲脈沖在這些實(shí)施方式中不再是問(wèn)題。另一方面，這些實(shí)施方式可僅給這種低CNR下的L+R信號(hào)實(shí)施適度量的單聲道噪聲抑制，因此，噪聲脈沖可在實(shí)施噪聲抑制之后仍可聽(tīng)到。因此，本文所述的實(shí)施方式實(shí)施單獨(dú)處理步驟，以檢測(cè)L+R信號(hào)中的這種噪聲脈沖并隨后將其消除。由于噪聲脈沖在信號(hào)中看起來(lái)像彈跳，因此將其稱(chēng)為“彈跳抑制(pop suppression)”。本發(fā)明的發(fā)明人意識(shí)到，雖然有時(shí)多個(gè)脈沖可能互相重疊，但L+R信號(hào)中的所有獨(dú)立噪聲脈沖都具有非常相似的形狀和持續(xù)時(shí)間。因此，本文所述的實(shí)施方式使用脈沖形狀“碼本(codebook)”檢測(cè)噪聲脈沖，來(lái)利用這一事實(shí)。在特定實(shí)施方式中，脈沖形狀碼本包含通過(guò)對(duì)不同相位下的單個(gè)代表性噪聲脈沖進(jìn)行采樣而獲取的噪聲脈沖模板，以及用于代表多個(gè)重疊噪聲脈沖的噪聲脈沖模板。本文所述的實(shí)施方式還利用短期和長(zhǎng)期線性預(yù)測(cè)在對(duì)結(jié)果預(yù)測(cè)殘差開(kāi)始脈沖檢測(cè)步驟之前盡可能地消除底層音頻信號(hào)。獲取了與脈沖形狀碼本中的一個(gè)模板充分匹配的脈沖形狀之后，在最佳縮放之后從音頻信號(hào)中減去最匹配的脈沖模板。這種彈跳抑制方案效果非常好，可消除特定實(shí)施方式中的CNR水平低至8至9dB的大多數(shù)噪聲脈沖。如上所述，本文所述的各個(gè)實(shí)施方式實(shí)施本文稱(chēng)為“快衰落補(bǔ)償”的技術(shù)，以用通過(guò)波形外推法的形式合成的段替代L+R和L-R信號(hào)的噪聲段?！翱焖ヂ洹敝篙斎隖M無(wú)線電信號(hào)的CNR快速下降到非常低的水平(例如，低于4dB)。例如，F(xiàn)M無(wú)線電監(jiān)聽(tīng)器經(jīng)過(guò)FM無(wú)線電信號(hào)受到多路失真或阻塞的一系列 “衰落區(qū)域”時(shí)，這種快速下降可能會(huì)頻繁發(fā)生。本文所述的實(shí)施方式的前提是，如果受到快衰落影響的L-R和L+R信號(hào)的段非常短，可利用與用于替代電信應(yīng)用中攜帶語(yǔ)音信號(hào)的丟失包和擦除幀的技術(shù)有些相似的技術(shù)替代。例如，根據(jù)各個(gè)實(shí)施方式，可使用新形式的波形外推法替代受到快衰落影響的L-R和L+R信號(hào)。這種方法可用于大大提高快衰落狀況期間的音頻輸出信號(hào)質(zhì)量。本文所述的實(shí)施方式還以連續(xù)動(dòng)態(tài)的方式有利地估算接收的FM信號(hào)的CNR，并以用于將當(dāng)前估算的CNR下的輸出音頻質(zhì)量最大化的方式實(shí)施彈跳抑制、L-R噪聲抑制、L+R噪聲抑制、L-R快衰落補(bǔ)償和L+R快衰落補(bǔ)償中的每種技術(shù)?，F(xiàn)在將對(duì)用于增強(qiáng)FM接收機(jī)的音頻質(zhì)量的系統(tǒng)的兩個(gè)主要實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。這兩個(gè)主要實(shí)施方式通過(guò)用于估算L-R本底噪聲、L+R本底噪聲和CNR的間接方法進(jìn)行區(qū)分。估算L-R本底噪聲用于對(duì)L-R信號(hào)進(jìn)行單聲道噪聲抑制，估算L+R本底噪聲用于對(duì)L+R信號(hào)進(jìn)行單聲道噪聲抑制，估算的CNR用于控制是否進(jìn)行彈跳抑制、噪聲抑制和快衰落補(bǔ)償及/或進(jìn)行到何種程度。B部分將對(duì)第一主要實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。在該實(shí)施方式中，產(chǎn)生“經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲”的FM立體聲解碼器中使用專(zhuān)用硬件。基本理念是，用與通常用于解調(diào)L-R信號(hào)的載波成90度異相的特殊載波解調(diào)L-R信號(hào)。由于該特殊載波與用于L-R信號(hào)的正常載波“正交”，其不會(huì)拾取L-R信號(hào)，相反，會(huì)產(chǎn)生正交解調(diào)版的L-R噪聲。這種經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲的樣本值將與解調(diào)L-R信號(hào)中的真實(shí)噪聲不同，但與解調(diào)L-R信號(hào)中的真實(shí)噪聲相比時(shí)，平均幅度譜基本相同。因此，L-R本底噪聲可容易可靠地通過(guò)計(jì)算該經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲的幅度譜而獲取。獲取L-R本底噪聲之后，可基于根據(jù)經(jīng)驗(yàn)得出的表通過(guò)查找表和沿頻率和CNR軸的內(nèi)插法而估算L+R本底噪聲。另外，經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲的平均功率還由該第一主要實(shí)施方式用于估算CNR。 C部分將對(duì)第二主要實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。在該實(shí)施方式中，假定沒(méi)有專(zhuān)用硬件可用于產(chǎn)生經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲。這種情況下，以足夠高的采樣率對(duì)L+R信號(hào)進(jìn)行采樣，以提取15和23kHz之間的阻帶信號(hào)(見(jiàn)圖1)。抑制19kHz立體聲導(dǎo)頻音，以及為避免某些亂真音而可能進(jìn)行的進(jìn)一步頻帶選擇之后，該阻帶信號(hào)的平均功率可與查找表和沿頻率和CNR軸的內(nèi)插法組合，以基于根據(jù)經(jīng)驗(yàn)得出的表估算L-R本底噪聲、L+R本底噪聲和CNR。在任一實(shí)施方式中，除CNR和L+R和L-R本底噪聲的估算之外，單聲道噪聲抑制、彈跳抑制和快衰落補(bǔ)償?shù)暮诵牟僮骺苫颈３植蛔?。D部分為結(jié)束語(yǔ)。B.用于增強(qiáng)FM接收機(jī)的音頻質(zhì)量的第一示例系統(tǒng)和方法圖2為用于增強(qiáng)根據(jù)第一主要實(shí)施方式的FM接收機(jī)的音頻質(zhì)量的示例系統(tǒng)200的框圖。系統(tǒng)200例如可實(shí)施為FM接收機(jī)的集成部分，或包括FM接收機(jī)的系統(tǒng)的集成部分。如圖2所示，系統(tǒng)200至少包括FM立體聲解碼器202和FM音頻增強(qiáng)邏輯204。現(xiàn)在將對(duì)每個(gè)部件進(jìn)行簡(jiǎn)要說(shuō)明。一般來(lái)說(shuō)，F(xiàn)M立體聲解碼器202是一種用于對(duì)輸入FM音頻信號(hào)進(jìn)行信號(hào)處理操作，以生成L+R信號(hào)、L-R信號(hào)和經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的部件。FM立體聲解碼器202例如可從天線或與天 線連接的信號(hào)處理部件(例如，下采樣器)接收輸入FM無(wú)線電信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施方式中，F(xiàn)M立體聲解碼器202實(shí)施為使用模擬和/或數(shù)字電路的硬件。如圖2所示，F(xiàn)M立體聲解碼器202至少包括FM解調(diào)器212、L+R濾波器214、導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)邏輯216和L-R恢復(fù)邏輯218。FM解調(diào)器212用于 對(duì)輸入FM無(wú)線電信號(hào)進(jìn)行頻率解調(diào)，以生成復(fù)合基帶信號(hào)，復(fù)合基帶信號(hào)隨后由L+R濾波器214、導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)邏輯216和L-R恢復(fù)邏輯218接收。在該實(shí)施方式中，所述復(fù)合基帶信號(hào)具有與圖1所示相似的頻譜。L+R濾波器214用于對(duì)復(fù)合基帶信號(hào)進(jìn)行低通濾波，以恢復(fù)占據(jù)30Hz至15kHz的基帶范圍的L+R信號(hào)。導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)邏輯216對(duì)復(fù)合基帶信號(hào)進(jìn)行處理，以恢復(fù)19kHz下的導(dǎo)頻音。L-R恢復(fù)邏輯218用于使用19kHz導(dǎo)頻音重新生成具有正確相位的L-R信號(hào)。具體地，L-R恢復(fù)邏輯218包括同相L-R解調(diào)器220，所述同相L-R解調(diào)器220用與導(dǎo)頻音同相的載波對(duì)復(fù)合基帶信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，以生成L-R fg號(hào)。如圖2進(jìn)一步所示，L-R恢復(fù)邏輯218還包括正交相位L-R解調(diào)器222,所述正交相位L-R解調(diào)器222用與導(dǎo)頻音成90度異相的載波解調(diào)復(fù)合基帶信號(hào)，以生成經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)。如上所述，所述經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的樣本值將與L-R信號(hào)中的真實(shí)噪聲不同，但與解調(diào)L-R信號(hào)中的真實(shí)噪聲相比時(shí)，平均幅度譜基本相同。如圖2進(jìn)一步所示，F(xiàn)M立體聲解碼器202生成的L+R信號(hào)、L-R信號(hào)和經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)傳遞給FM音頻增強(qiáng)邏輯204。在一個(gè)實(shí)施方式中，這些信號(hào)中的每個(gè)均為32kHz信號(hào)。FM音頻增強(qiáng)邏輯204以本文所述的方式處理L+R信號(hào)，以生成增強(qiáng)L+R信號(hào)。FM音頻增強(qiáng)邏輯204還以本文所述的方式處理L-R信號(hào)，以生成增強(qiáng)L-R信號(hào)。FM音頻增強(qiáng)邏輯204以本文所述的方式使用經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)估算輸入FM無(wú)線電信號(hào)的CNR，并估算L-R和L+R信號(hào)的本底噪聲。估算的CNR和估算的本底噪聲用于驅(qū)動(dòng)L-R和L+R信號(hào)的處理的特定方面，如本文所述。圖3為根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的示出FM音頻增強(qiáng)邏輯204的各個(gè)部件的框圖。如圖3所示，F(xiàn)M音頻增強(qiáng)邏輯204包括CNR估算邏輯302、基于CNR的參數(shù)自適應(yīng)邏輯304、L+R彈跳抑制邏輯306、L-R噪聲抑制邏輯308、L+R噪聲抑制邏輯310、L_R快衰落補(bǔ)償邏輯312和L+R快衰落補(bǔ)償邏輯314。FM音頻增強(qiáng)邏輯204的每個(gè)部件可實(shí)施為硬件、軟件，或硬件或軟件的組合。根據(jù)一些實(shí)施方式，F(xiàn)M音頻增強(qiáng)邏輯204的一個(gè)或多個(gè)部件實(shí)施為由處理單元執(zhí)行的固件，其中，所述處理單元可包括在FM接收機(jī)內(nèi)，F(xiàn)M音頻增強(qiáng)邏輯204屬于FM接收機(jī)的一部分，或可與這種FM接收機(jī)連接。根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式，圖3所示的每個(gè)部件逐幀操作。幀尺寸的范圍例如可為5毫秒(ms)至20ms。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，使用8ms的巾貞尺寸。根據(jù)在32kHz下對(duì)L+R和L-R信號(hào)進(jìn)行采樣的實(shí)施方式，每個(gè)8ms幀由256個(gè)樣本組成。如圖3所示，CNR估算邏輯302用于接收FM立體聲解碼器202生成的經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)。CNR估算邏輯302使用該信號(hào)為L(zhǎng)-R和L+R信號(hào)的每個(gè)幀生成當(dāng)前估值。具體地，CNR估算邏輯302為當(dāng)前幀確定經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的平均功率，隨后基于該值為當(dāng)前幀生成估算的CNR。一個(gè)幀的估算的CNR用于控制是否為該幀進(jìn)行L+R彈跳抑制、噪聲抑制和快衰落補(bǔ)償及/或進(jìn)行到何種程度。一般來(lái)說(shuō)，估算的CNR非常高時(shí)，不進(jìn)行L+R彈跳抑制、噪聲抑制和快衰落補(bǔ)償，因?yàn)槿魏涡盘?hào)修正都可能降低音頻質(zhì)量。但是，估算的CNR下降時(shí)，將以逐漸增加的強(qiáng)度實(shí)施噪聲抑制。估算的CNR下降到第一閾值(例如，根據(jù)一些實(shí)施方式，14dB)以下時(shí)，將實(shí)施L+R彈跳抑制，估算的CNR下降到更低閾值(例如，根據(jù)一些實(shí)施方式，4dB)以下時(shí)，將根據(jù)進(jìn)一步實(shí)施方式實(shí)施快衰落補(bǔ)償。在一些實(shí)施方式中，使用單個(gè)估算的CNR來(lái)控制是否對(duì)指定幀進(jìn)行L+R彈跳抑制、噪聲抑制和快衰落補(bǔ)償及/或進(jìn)行到何種程度。在替代實(shí)施方式中，可計(jì)算不同估算的CNR,以控制這些不同操作中的各個(gè)操作。例如，可計(jì)算第一估算的CNR，以控制L+R彈跳抑制，可計(jì)算第二估算的CNR，以 控制噪聲抑制。為了使特定處理塊對(duì)使用略微不同的幀邊界的幀進(jìn)行處理，使不同處理塊使用利用不同程度的平滑確定的估算的CNR (例如，一個(gè)處理塊可使用平滑估算的CNR，另一個(gè)處理塊可使用瞬時(shí)估算的CNR)，或?yàn)榱似渌康?，以這種方式計(jì)算不同估算的CNR被視為是期望的。基于CNR的參數(shù)自適應(yīng)邏輯304使用CNR估算邏輯302輸出的估算的CNR選擇將用于控制進(jìn)行L-R噪聲抑制、L+R噪聲抑制、L-R快衰落補(bǔ)償和L+R快衰落補(bǔ)償?shù)姆绞降母鱾€(gè)參數(shù)?；诠浪愕腃NR選擇這些參數(shù)的方式將在下文中描述這些操作的部分中進(jìn)行說(shuō)明。如上所述，L+R彈跳抑制邏輯306將在從CNR估算邏輯302接收的估算的CNR下降到預(yù)定閾值(在一個(gè)實(shí)施方式中為14dB)以下時(shí)對(duì)L+R信號(hào)進(jìn)行彈跳抑制，以生成經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)。否則，L+R彈跳抑制邏輯306將輸出非修正版的L+R信號(hào)，作為經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)。L+R彈跳抑制邏輯306啟動(dòng)時(shí)，利用短期和長(zhǎng)期線性預(yù)測(cè)技術(shù)嘗試將底層音頻信號(hào)從L+R信號(hào)中消除，具體如下文中的B.3部分所述。L+R彈跳抑制邏輯306隨后嘗試將預(yù)測(cè)殘差中出現(xiàn)的脈沖與預(yù)測(cè)殘差域中的脈沖形狀碼本中的噪聲脈沖模板相匹配。如果獲得充分匹配，L+R彈跳抑制邏輯306在最佳縮放之后從音頻信號(hào)中減去最匹配的噪聲脈沖模板。通過(guò)這種方式的操作，L+R彈跳抑制邏輯306的一個(gè)實(shí)施方式可消除特定實(shí)施方式中的CNR水平低至8至9dB的L+R信號(hào)中出現(xiàn)的大多數(shù)噪聲脈沖。圖4示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式進(jìn)行L+R彈跳抑制的方法的高水平流程圖400。流程圖400的方法例如可由上文所述的圖2和圖3所示的系統(tǒng)200的部件進(jìn)行。但是，本發(fā)明并不限于該實(shí)施方式。
如圖4所示，流程圖400的方法從步驟402開(kāi)始。在步驟402中，給FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)實(shí)施正交L-R解調(diào)，以獲取經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)(為了簡(jiǎn)潔起見(jiàn)，下文稱(chēng)為“L-R噪聲信號(hào)”)。例如，該步驟可由上文所述的圖2所示的正交L-R解調(diào)器222進(jìn)行。在步驟404中，基于L-R噪聲信號(hào)計(jì)算估算的CNR。例如，該步驟可由上文所述的圖3所示的CNR估算邏輯302進(jìn)行。關(guān)于如何計(jì)算估算的CNR的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.1部分中說(shuō)明。在步驟406中，確定估算的CNR是否低于預(yù)定閾值(例如，14dB)。在步驟408中，響應(yīng)于確定估算的CNR低于預(yù)定閾值，對(duì)從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L+R信號(hào)中的噪聲脈沖進(jìn)行檢測(cè)，并將檢測(cè)到的噪聲脈沖從中消除，其中，噪聲脈沖的檢測(cè)包括使用多個(gè)噪聲脈沖模板。例如，步驟406和408可由上文所述的圖3所示的L+R彈跳抑制邏輯306進(jìn)行。關(guān)于L+R彈跳抑制邏輯306如何操作的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.3部分中說(shuō)明。L-R噪聲抑制邏輯308用于接收L-R信號(hào)并在頻域中對(duì)其實(shí)施單聲道噪聲抑制，以生成經(jīng)噪聲抑制的L-R信號(hào)。相似地， L+R噪聲抑制邏輯310用于從L+R彈跳抑制邏輯306接收經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)并在頻域中對(duì)其實(shí)施單聲道噪聲抑制，以生成經(jīng)噪聲抑制的L+R信號(hào)。L-R噪聲抑制邏輯308和L+R噪聲抑制邏輯310用于在頻域中進(jìn)行單聲道噪聲抑制的基本技術(shù)效仿2010年10月4日提交的標(biāo)題為“噪聲抑制系統(tǒng)和方法”的與Thyssen共同擁有共同待決的第12/897，548號(hào)美國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)中所述的技術(shù)，其完整內(nèi)容納入本文，作為參考。如該申請(qǐng)所述，要實(shí)施到音頻信號(hào)的頻域表示的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量可基于每個(gè)子頻帶的預(yù)期噪聲衰減(可為平坦型或有形狀)和SNR而確定。在當(dāng)前實(shí)施方式中，L-R和L+R噪聲抑制的預(yù)期噪聲衰減均基于CNR估算邏輯302確定的估算的CNR而選擇，L-R信號(hào)的子頻帶的SNR利用L-R信號(hào)和L-R噪聲信號(hào)的功率譜而獲取，L+R信號(hào)的子頻帶的SNR利用經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)的功率譜和基于L-R噪聲信號(hào)(由L-R噪聲抑制邏輯308確定，并傳遞給L+R噪聲抑制邏輯，如圖3所示)的功率譜而估算的L+R噪聲信號(hào)的功率譜而獲取。圖5示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R噪聲抑制的方法的高水平流程圖500。流程圖500的方法例如可由上文所述的圖2和圖3所示的系統(tǒng)200的部件進(jìn)行。但是，本發(fā)明并不限于該實(shí)施方式。如圖5所示，流程圖500的方法從步驟502開(kāi)始。在步驟502中，給FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)實(shí)施正交L-R解調(diào)，以獲取L-R噪聲信號(hào)。例如，該步驟可由上文所述的圖2所示的正交L-R解調(diào)器222進(jìn)行。在步驟504中，基于L-R噪聲信號(hào)計(jì)算估算的CNR。例如，該步驟可由上文所述的圖3所示的CNR估算邏輯302進(jìn)行。關(guān)于如何計(jì)算估算的CNR的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.1部分中說(shuō)明。在步驟506中，基于L-R噪聲信號(hào)和估算的CNR對(duì)從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L-R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制。例如，該步驟可由上文所述的圖3所示的L-R噪聲抑制邏輯308進(jìn)行。
在步驟508中，基于L-R噪聲信號(hào)和估算的CNR對(duì)從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L+R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制。例如，該步驟可由上文所述的圖3所示的L+R噪聲抑制邏輯310進(jìn)行。應(yīng)注意的是，根據(jù)本特定示例，“從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L+R信號(hào)”指L+R彈跳抑制邏輯306生成的該信號(hào)的彈跳抑制版本。圖6示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的可進(jìn)行流程圖500的步驟506的方法的高水平流程圖600。如圖6所示，流程圖600的方法從步驟602開(kāi)始，在步驟602中，基于估算的CNR確定預(yù)期L-R噪聲衰減。在步驟604中，基于L-R信號(hào)和L-R噪聲信號(hào)的功率譜為L(zhǎng)-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶獲取SNR。在步驟606中，要實(shí)施到L-R信號(hào)的頻域表示的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量可基于步驟602中確定的預(yù)期L-R噪聲衰減和步驟604中獲取的SNR而確定。關(guān)于L-R噪聲抑制邏輯308如何操作的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.4部分中說(shuō)明。圖7示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的可進(jìn)行流程圖500的步驟508的方法的高水平流程圖700。如圖7所示，流程圖700的方法從步驟702開(kāi)始，在步驟702中，基于L-R噪聲信號(hào)的功率譜估算L+R噪聲信號(hào)的功率譜。在步驟704中，基于估算的SNR確定預(yù)期L+R噪聲衰減。在步驟706中，基于L+ R信號(hào)和L+R噪聲信號(hào)的功率譜為L(zhǎng)+R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶獲取SNR。在步驟708中，要實(shí)施到L+R信號(hào)的頻域表示的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量基于步驟704中確定的預(yù)期L+R噪聲衰減和步驟706中獲取的SNR而確定。關(guān)于L+R噪聲抑制邏輯310如何操作的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.4部分中說(shuō)明。L-R快衰落補(bǔ)償邏輯312用于接收L-R噪聲抑制邏輯308生成的經(jīng)噪聲抑制的L-R信號(hào)，并對(duì)其實(shí)施快衰落補(bǔ)償，以生成增強(qiáng)L-R信號(hào)。相似地，L+R快衰落補(bǔ)償邏輯314用于接收L+R噪聲抑制邏輯310生成的經(jīng)噪聲抑制的L+R信號(hào)，并對(duì)其實(shí)施快衰落補(bǔ)償，以生成增強(qiáng)L+R信號(hào)。如上所述，快衰落補(bǔ)償涉及利用新形式的波形外推法(waveformextrapolation)替代非常低的CNR下的L-R和L+R信號(hào)的噪聲段。圖8示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式進(jìn)行L-R和L+R快衰落補(bǔ)償?shù)姆椒ǖ母咚搅鞒虉D800。流程圖800的方法例如可由上文所述的圖2和圖3所示的系統(tǒng)200的部件進(jìn)行。但是，本發(fā)明并不限于該實(shí)施方式。如圖8所示，流程圖800的方法從步驟802開(kāi)始。在步驟802中，給FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)實(shí)施正交L-R解調(diào)，以獲取L-R噪聲信號(hào)。例如，該步驟可由上文所述的圖2所示的正交L-R解調(diào)器222進(jìn)行。在步驟804中，基于L-R噪聲信號(hào)計(jì)算估算的CNR。例如，該步驟可由上文所述的圖3所示的CNR估算邏輯302進(jìn)行。關(guān)于如何計(jì)算估算的CNR的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.1部分中說(shuō)明。在步驟806中，確定估算的CNR是否低于預(yù)定閾值(例如，4dB)。在步驟808中，響應(yīng)于確定估算的CNR低于預(yù)定閾值，從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L-R信號(hào)或L+R信號(hào)的波形段用通過(guò)波形外推法的形式生成的替代波形段替代。例如，步驟806和808可由上文所述的圖3所示的L-R快衰落補(bǔ)償邏輯312或L+R快衰落補(bǔ)償邏輯314進(jìn)行。關(guān)于L-R快衰落補(bǔ)償邏輯312和L+R快衰落補(bǔ)償邏輯314如何操作的額外細(xì)節(jié)將在下文中的B.5部分中說(shuō)明。
FM音頻增強(qiáng)邏輯204生成的增強(qiáng)L-R信號(hào)和增強(qiáng)L+R信號(hào)隨后可由FM接收機(jī)以已知方式組合，以生成L和R音頻輸出聲道。以下部分將對(duì)關(guān)于FM音頻增強(qiáng)邏輯204的前述部件的操作方式的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明。具體地，B.1部分將對(duì)關(guān)于CNR估算邏輯302的操作的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明，B.2部分將對(duì)關(guān)于基于CNR的參數(shù)自適應(yīng)邏輯304的操作的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明，B.3部分將對(duì)關(guān)于L+R彈跳抑制邏輯306的操作的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明，B.4部分將對(duì)關(guān)于L-R噪聲抑制邏輯308和L+R噪聲抑制邏輯310的操作的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明，B.5部分將對(duì)關(guān)于L-R快衰落補(bǔ)償邏輯312和L+R快衰落補(bǔ)償邏輯314的操作的額外細(xì)節(jié)進(jìn)行說(shuō)明。1.CNR 估算圖9為示出如何根據(jù)一個(gè)示例實(shí)施方式實(shí)施CNR估算邏輯302的框圖。如圖9所示，CNR估算邏輯302可包括第一邏輯塊902，所述第一邏輯塊902接收經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)，并用其計(jì)算當(dāng)前幀的L-R噪聲能量。該步驟例如可能涉及獲取經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的頻域表示，并總計(jì)經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的頻域表示的每個(gè)子頻帶上的能量。在一個(gè)實(shí)施方式中，獲取經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的頻域表示的步驟包括:對(duì)經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT)。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，使用實(shí)施為硬件的FFT加速器有效地進(jìn)行該操作。在替代實(shí)施方式中，使用經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的時(shí)域表示計(jì)算當(dāng)前幀的L-R噪聲能量?？墒褂糜糜诖_定時(shí)域信號(hào)的能量的各種已知技術(shù)進(jìn)行該操作。為當(dāng)前幀獲取了 L-R噪聲能量之后，第二邏輯塊904計(jì)算L-R信號(hào)的預(yù)定最大信號(hào)能量與L-R噪聲能量之間的比， 從而生成當(dāng)前幀的最大信噪比(MNR)。L-R信號(hào)的最大信號(hào)能量可包括可根據(jù)經(jīng)驗(yàn)為指定實(shí)施方式確定的固定或可配置系統(tǒng)參數(shù)。最大信號(hào)能量提供可用于協(xié)助縮放的參考值，縮放操作可在由FM音頻增強(qiáng)邏輯204接收該信號(hào)之前對(duì)L-R信號(hào)實(shí)施，并能隨后映射到瞬時(shí)CNR。為當(dāng)前幀計(jì)算了 MNR之后，第三邏輯塊906將MNR轉(zhuǎn)換為當(dāng)前幀的瞬時(shí)CNR。在一個(gè)實(shí)施方式中，將MNR轉(zhuǎn)換為瞬時(shí)CNR的步驟包括:獲取MNR的對(duì)數(shù)值，隨后減去預(yù)定偏差，其中，預(yù)定偏差包括根據(jù)觀測(cè)在L+R信號(hào)中出現(xiàn)噪聲脈沖的MNR與預(yù)計(jì)沒(méi)有音頻信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)噪聲脈沖的CNR之間的差(例如，12dB)。因此，例如，對(duì)于一個(gè)指定實(shí)施方式，如果根據(jù)觀測(cè)在30dB的MNR下出現(xiàn)噪聲脈沖，12dB為預(yù)計(jì)沒(méi)有音頻信號(hào)時(shí)會(huì)出現(xiàn)噪聲脈沖的CNR，則從第二邏輯塊904計(jì)算的MNR中減去18dB的偏差，以獲取瞬時(shí)CNR。還可使用其他方法基于計(jì)算的MNR確定瞬時(shí)CNR。為當(dāng)前幀獲取了瞬時(shí)CNR之后，該瞬時(shí)CNR由第四邏輯塊908進(jìn)行平滑，以獲取當(dāng)前幀的平滑CNR，平滑CNR隨后由CNR估算器302輸出，作為當(dāng)前幀的估算的CNR。平滑操作例如可通過(guò)計(jì)算為當(dāng)前幀確定的瞬時(shí)CNR與為先前幀確定的瞬時(shí)CNR的長(zhǎng)期移動(dòng)平均值的加權(quán)和而實(shí)現(xiàn)，但該示例并不具有限制性。由上文可以看出，圖9的示例實(shí)施方式輸出單個(gè)估算的CNR。但是，如上所述，CNR估算邏輯302可輸出不同估算的CNR，以控制L+R彈跳抑制、噪聲抑制和快衰落補(bǔ)償。例如，可計(jì)算第一估算的CNR，以控制L+R彈跳抑制，并可計(jì)算第二估算的CNR，以控制噪聲抑制。2.基于CNR的參數(shù)自適應(yīng)基于CNR的參數(shù)自適應(yīng)邏輯304使用CNR估算邏輯302輸出的估算的CNR選擇將用于控制由L-R噪聲抑制邏輯308進(jìn)行L-R噪聲抑制、由L+R噪聲抑制邏輯310進(jìn)行L+R噪聲抑制、由L-R快衰落補(bǔ)償邏輯312進(jìn)行L-R快衰落補(bǔ)償，并由L+R快衰落補(bǔ)償邏輯14進(jìn)行L+R快衰落補(bǔ)償?shù)姆绞降母鱾€(gè)參數(shù)。對(duì)于L+R噪聲抑制，估算的CNR用于基于L-R噪聲的功率譜確定L+R噪聲的功率譜。對(duì)于L-R和L+R噪聲抑制，估算的CNR用于確定預(yù)期噪聲衰減、要在主信號(hào)頻帶之外實(shí)施的額外噪聲衰減的量、要實(shí)施的軟靜噪(soft-muting)衰減的量，以及子頻帶指標(biāo)(在該指標(biāo)或以上時(shí)，將實(shí)施任何高截頻(high-cut)衰減)。關(guān)于如何使用估算的CNR確定這些參數(shù)，以進(jìn)行L-R和L+R噪聲抑制的進(jìn)一步細(xì)節(jié)將在下文中的B.4部分中說(shuō)明。對(duì)于L-R和L+R快衰落補(bǔ)償，估算的CNR用于確定是否完全實(shí)施快衰落補(bǔ)償，并且，對(duì)于實(shí)施快衰落補(bǔ)償?shù)膸?，確定用于生成作為要替代的波形與從歷史緩存中獲取的最匹配波形段的加權(quán)和的替代波形的加權(quán)因數(shù)。關(guān)于如何使用估算的CNR確定加權(quán)因數(shù)的進(jìn)一步細(xì)節(jié)將在下文中的B.5部分中說(shuō)明。3.L+R彈跳抑制如上所述，雖然有時(shí)多個(gè) 脈沖可能互相重疊，但L+R彈跳抑制邏輯306實(shí)施的技術(shù)的前提是，L+R信號(hào)中的所有獨(dú)立噪聲脈沖都具有非常相似的形狀和持續(xù)時(shí)間。例如，根據(jù)觀測(cè)，在一個(gè)FM接收機(jī)實(shí)施方式中，L+R信號(hào)中的所有獨(dú)立噪聲脈沖的基本形狀由一個(gè)非常大的峰值和后面的多個(gè)較小峰值(峰值振幅限于非常窄的振幅范圍)組成，其持續(xù)時(shí)間約為4ms。本文所述的實(shí)施方式使用脈沖形狀“碼本”檢測(cè)噪聲脈沖，來(lái)利用這一事實(shí)。脈沖形狀碼本包括通過(guò)對(duì)不同相位下的單個(gè)代表性噪聲脈沖進(jìn)行采樣而獲取的噪聲脈沖模板。例如，根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式，部分地，脈沖形狀碼本通過(guò)從在IldB CNR下捕獲的解調(diào)L+R信號(hào)的片段中獲取八個(gè)代表性正噪聲脈沖和八個(gè)代表性負(fù)噪聲脈沖，并從在9dB CNR下捕獲的解調(diào)L+R信號(hào)的片段中獲取八個(gè)代表性正噪聲脈沖和八個(gè)代表性負(fù)噪聲脈沖而生成。三十二個(gè)代表性噪聲脈沖隨后通過(guò)從48kHz至192kHz的上采樣、縮放和時(shí)間校準(zhǔn)而進(jìn)行平滑。隨后，三十二個(gè)經(jīng)過(guò)縮放和時(shí)間校準(zhǔn)的代表性噪聲脈沖的樣本的振幅一起平均，生成圖10所示的平均噪聲脈沖。圖10所示的平均噪聲脈沖隨后在六個(gè)不同相位下進(jìn)行二次采樣，以生成32kHz下的六個(gè)未標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板，每個(gè)模板都由九個(gè)樣本組成。隨后通過(guò)在模板的第一和第九樣本的幅度之間進(jìn)行內(nèi)插，并從對(duì)應(yīng)樣本中減去為每個(gè)樣本確定的偏差，而為每個(gè)未標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板的每個(gè)樣本確定偏差。這使第一和第九樣本的幅度為零。生成的具有零值終點(diǎn)的未標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板如圖11所示。在一個(gè)實(shí)施方式中，圖11所不的每個(gè)未標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板被位于其第三樣本的峰值的幅度相除，以得到六個(gè)標(biāo)準(zhǔn)化(歸一化)噪聲脈沖模板。進(jìn)一步根據(jù)該實(shí)施方式，零值終點(diǎn)并非存儲(chǔ)作為脈沖形狀碼本中噪聲脈沖模板的一部分，因?yàn)槠渲祵?duì)于每個(gè)模板都相同。這種方法增加了噪聲脈沖搜索的效率，并減小了存儲(chǔ)脈沖形狀碼本所需的存儲(chǔ)量。圖12示出了去除了零值終點(diǎn)的生成的32kHz下的標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板。如圖12所示，每個(gè)標(biāo)準(zhǔn)化噪聲脈沖模板由七個(gè)樣本組成。在一個(gè)進(jìn)一步實(shí)施方式中，生成額外噪聲脈沖模板，以滿足兩個(gè)噪聲脈沖重疊的方案。根據(jù)一個(gè)特定實(shí)施方式，生成這種額外噪聲脈沖模板，以滿足32kHz域中第二噪聲脈沖僅比第一噪聲脈沖落后一個(gè)或兩個(gè)樣本的方案。對(duì)于32kHz域中第二噪聲脈沖比第一噪聲脈沖落后三個(gè)或四個(gè)樣本的方案，采用特殊處理步驟檢測(cè)這種重疊噪聲脈沖。對(duì)于32kHz域中第二噪聲脈沖比第一噪聲脈沖落后五個(gè)或更多個(gè)樣本的方案，根據(jù)觀測(cè)，將噪聲脈沖分別與“單脈沖”噪聲脈沖模板匹配，可獲得令人滿意的結(jié)果。上文對(duì)根據(jù)本文所述的各種技術(shù)生成用于進(jìn)行L+R彈跳抑制的噪聲脈沖模板的碼本的某些示例方法進(jìn)行了說(shuō)明。但是，應(yīng)理解的是，可采用多種方法中的任何方法生成合適噪聲脈沖模板的碼本，這些方法并不一定限于上文所述的方法。另外，根據(jù)FM接收機(jī)的設(shè)計(jì)，L+R信號(hào)中出現(xiàn)的噪聲脈沖的特征形狀可與上文所述的不同。例如，使用具有不同脈沖響應(yīng)的不同濾波器恢復(fù)L+R信號(hào)可生成具有不同特征形狀的噪聲脈沖。由此，可對(duì)不同F(xiàn)M接收機(jī)設(shè)計(jì)生成不同噪聲脈沖模板，以進(jìn)行彈跳抑制。圖13為根據(jù)一個(gè)示例實(shí)施方式的L+R彈跳抑制邏輯306的框圖。如圖13所示，L+R彈跳抑制邏輯306包括一起運(yùn)行，以進(jìn)行上述操作的多個(gè)互連邏輯塊、部件或模塊。根據(jù)該實(shí)施方式，這些部件中的每個(gè)部件可實(shí)施為硬件、軟件或硬件和軟件的組合。現(xiàn)在將對(duì)這些部件的運(yùn)行方式進(jìn)行說(shuō)明。繼續(xù)如圖13所示，L+R彈跳抑制邏輯306包括開(kāi)關(guān)邏輯，開(kāi)關(guān)邏輯用符號(hào)表示為第一開(kāi)關(guān)1302和第二開(kāi)關(guān)1304。該開(kāi)關(guān)邏輯將從CNR估算邏輯302接收的估算的CNR與彈跳出現(xiàn)閾值相比較。如果 估算的CNR超過(guò)閾值，開(kāi)關(guān)邏輯在不進(jìn)行修正的情況下直接將從FM立體聲解碼器202接收的L+R信號(hào)傳遞到L+R彈跳抑制邏輯306的輸出端。若用符號(hào)表示，在圖13中通過(guò)將開(kāi)關(guān)1302和1304置于“上”位置來(lái)表示。跳過(guò)彈跳抑制功能的原因在于，在較高CNR下，L+R信號(hào)中的噪聲脈沖非常少，或沒(méi)有噪聲脈沖，因此，實(shí)施彈跳抑制沒(méi)有益處。相反，在這種較高CNR下實(shí)施彈跳抑制會(huì)造成錯(cuò)誤檢測(cè)，實(shí)際上會(huì)將噪聲脈沖意外引入L+R信號(hào)。但是，如果估算的CNR小于或等于彈跳抑制閾值，開(kāi)關(guān)邏輯將從FM立體聲解碼器202接收的L+R信號(hào)傳遞給邏輯塊1306、1308和1320，以進(jìn)行彈跳抑制，并輸出邏輯塊1324生成的經(jīng)處理L+R信號(hào)，作為L(zhǎng)+R彈跳抑制邏輯306生成的經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)。若用符號(hào)表示，在圖13中通過(guò)將開(kāi)關(guān)1302和1304置于“下”位置來(lái)表示。彈跳抑制閾值可根據(jù)實(shí)施方式的不同而不同。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，彈跳抑制閾值設(shè)為純熱噪聲條件和無(wú)音頻信號(hào)情況下L+R信號(hào)中開(kāi)始出現(xiàn)噪聲脈沖的CNR，外加可配置“安全裕度”。例如，根據(jù)這種實(shí)施方式，如果純熱噪聲條件和無(wú)音頻信號(hào)情況下L+R信號(hào)中開(kāi)始出現(xiàn)噪聲脈沖的CNR為12dB，可配置安全裕度為2dB，則彈跳抑制閾值將為14dB。還可采用其他方法確定彈跳出現(xiàn)閾值。在某些實(shí)施方式中，即使估算的CNR小于或等于彈跳抑制閾值，噪聲脈沖也可能會(huì)發(fā)生錯(cuò)誤檢測(cè)。但是，可確定的是，消除這種估算的CNR下的實(shí)際噪聲脈沖的好處比噪聲脈沖的錯(cuò)誤檢測(cè)可能造成的輕微信號(hào)衰減重要地多。如上所述，如果估算的CNR小于或等于彈跳抑制閾值，開(kāi)關(guān)邏輯將從FM立體聲解碼器202接收的L+R信號(hào)傳遞給邏輯塊1306、1308和1320，以進(jìn)行彈跳抑制。邏輯塊1306在時(shí)域內(nèi)對(duì)L+R信號(hào)的當(dāng)前幀進(jìn)行線性預(yù)測(cè)編碼(LPC)分析(還稱(chēng)為短期預(yù)測(cè)分析)。邏輯塊1306進(jìn)行LPC分析，以確定LPC預(yù)測(cè)器的系數(shù)，所述LPC預(yù)測(cè)器將當(dāng)前幀的每個(gè)樣本的值預(yù)測(cè)為多個(gè)先前樣本的加權(quán)和。邏輯塊1308使用邏輯塊1306獲取的LPC預(yù)測(cè)器計(jì)算LPC預(yù)測(cè)誤差(還稱(chēng)為短期預(yù)測(cè)誤差或短期預(yù)測(cè)殘差)。具體地，對(duì)于L+R信號(hào)的當(dāng)前幀中的每個(gè)樣本，邏輯塊1308從樣本的實(shí)際值中減去利用LPC預(yù)測(cè)器獲取的樣本的預(yù)測(cè)值，以獲取LPC預(yù)測(cè)誤差的樣本。前述操作用于生成消除了音頻信號(hào)的短期冗余的L+R信號(hào)的表示。在一個(gè)實(shí)施方式中，為了避免計(jì)算LPC預(yù)測(cè)誤差時(shí)消除噪聲脈沖，使用LPC預(yù)測(cè)器，用于將當(dāng)前幀的每個(gè)樣本的值預(yù)測(cè)為多個(gè)先前樣本的加權(quán)和，其中，先前樣本互相不相鄰，或與當(dāng)前樣本不相鄰。這種LPC預(yù)測(cè)在本文中稱(chēng)為“稀疏預(yù)測(cè)”。例如，在一個(gè)實(shí)施方式中，用于LPC預(yù)測(cè)的每個(gè)先前樣本與另一個(gè)先前樣本距離(away from)兩個(gè)樣本，最靠近當(dāng)前樣本的先前樣本與當(dāng)前樣本距離兩個(gè)樣本。根據(jù)觀測(cè)，這種LPC預(yù)測(cè)器不太可能預(yù)測(cè)上述噪聲脈沖模板代表的噪聲脈沖，因此，由于邏輯塊1306和1308的運(yùn)行，使用這種LPC預(yù)測(cè)器將有助于確保噪聲脈沖不會(huì)從LPC預(yù)測(cè)誤差中消除。但是，根據(jù)觀測(cè)，這種LPC預(yù)測(cè)器在進(jìn)行短期預(yù)測(cè)功能時(shí)仍會(huì)提供令人滿意的精確度。根據(jù)一個(gè)特定實(shí)施方式，使用30階稀疏LPC預(yù)測(cè)器將當(dāng)前樣本預(yù)測(cè)為30個(gè)先前樣本的加權(quán)和，其中，每個(gè)先前樣本與另一個(gè)先前樣本距離兩個(gè)樣本，最靠近當(dāng)前樣本的先前樣本與當(dāng)前樣本距離兩個(gè)樣本。在32kHz下，這種30階稀疏LPC預(yù)測(cè)器將在一般由將當(dāng)前樣本預(yù)測(cè)為所有先前樣本的加權(quán)和的60階LPC預(yù)測(cè)器覆蓋的時(shí)間段上進(jìn)行預(yù)測(cè)，但復(fù)雜
度小得多。應(yīng)注意的是，在替代實(shí)施方式中，可采用除LPC預(yù)測(cè)之外的短期預(yù)測(cè)技術(shù)計(jì)算短期預(yù)測(cè)誤差。例如，在一個(gè)實(shí)施方式中，可采用簡(jiǎn)單線性?xún)?nèi)插法進(jìn)行短期預(yù)測(cè)，以降低復(fù)雜度。還可采用其他技術(shù)。邏輯塊1308計(jì)算的LPC預(yù)測(cè)誤差傳遞給邏輯塊1310。邏輯塊1310對(duì)LPC預(yù)測(cè)誤差進(jìn)行基音(Pitch)預(yù)測(cè)分析(還稱(chēng)為長(zhǎng)期預(yù)測(cè)分析)，以確定基音預(yù)測(cè)器的系數(shù)。邏輯塊1310使用基音預(yù)測(cè)器計(jì)算基音預(yù)測(cè) 誤差(還稱(chēng)為長(zhǎng)期預(yù)測(cè)誤差或長(zhǎng)期預(yù)測(cè)殘差)。具體地，對(duì)于LPC預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本，邏輯塊1310從樣本的實(shí)際值中減去利用基音預(yù)測(cè)器獲取的樣本的預(yù)測(cè)值，以獲取基音預(yù)測(cè)誤差的樣本。前述操作用于生成消除了音頻信號(hào)的短期和長(zhǎng)期冗余的L+R信號(hào)的表示。在一個(gè)實(shí)施方式中，確定基音預(yù)測(cè)器的系數(shù)的步驟包括:估算基音周期或延遲，隨后導(dǎo)出一個(gè)或多個(gè)基音預(yù)測(cè)器抽頭(tap)。相關(guān)領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)理解的是，可使用已知標(biāo)準(zhǔn)化互相關(guān)函數(shù)估算基音周期。在一個(gè)替代實(shí)施方式中，使用基于平均幅度差函數(shù)(AMDF)的簡(jiǎn)單基音提取算法。這種基音提取算法的一個(gè)示例在2008年6月27日提交的標(biāo)題為“低復(fù)雜度幀擦除掩蔽”的與Chen共同擁有共同待決美國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)第12/147，781號(hào)中進(jìn)行了說(shuō)明，其完整內(nèi)容納入本文，作為參考。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，使用單個(gè)基音預(yù)測(cè)器抽頭。根據(jù)觀測(cè)，對(duì)32kHz信號(hào)使用單個(gè)基音預(yù)測(cè)器抽頭會(huì)在降低復(fù)雜度的同時(shí)產(chǎn)生令人滿意的結(jié)果。由邏輯塊1310計(jì)算了基音預(yù)測(cè)誤差之后，將其提供給邏輯塊1316，以開(kāi)始與多個(gè)噪聲脈沖模板1312進(jìn)行匹配。噪聲脈沖模板1312的各個(gè)示例和如何獲得這種模板的描述如上文所述。在一個(gè)實(shí)施方式中，使用六個(gè)“單脈沖”和五個(gè)“雙脈沖”噪聲脈沖模板。由于將由邏輯塊1316執(zhí)行的匹配針對(duì)邏輯塊1310生成的基音預(yù)測(cè)誤差而不是L+R信號(hào)的原始幀來(lái)執(zhí)行，因此噪聲脈沖模板1312先用邏輯塊1308使用的LPC預(yù)測(cè)誤差濾波器的脈沖響應(yīng)進(jìn)行卷積，以計(jì)算LPC預(yù)測(cè)誤差。邏輯塊1314進(jìn)行的該操作在與LPC預(yù)測(cè)誤差相同的域中生成后續(xù)匹配操作所需的噪聲脈沖模板的表示。應(yīng)注意的是，在圖13所示的實(shí)施方式中，噪聲脈沖模板并非用基音預(yù)測(cè)誤差濾波器的脈沖響應(yīng)進(jìn)行卷積，因?yàn)樽钚』糁芷诖笥谠肼暶}沖模板的持續(xù)時(shí)間。邏輯塊1316用于找到從邏輯塊1310接收的基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本的最匹配的卷積噪聲脈沖模板。在一個(gè)實(shí)施方式中，邏輯塊1316通過(guò)以下步驟對(duì)邏輯塊1310生成的基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本進(jìn)行該功能:生成比較波形；將生成的比較波形與每個(gè)卷積噪聲脈沖模板相比較，以確定與每個(gè)卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的不相似性度量或相似性度量；并且，識(shí)別提供最小不相似性度量或最大相似性度量的卷積噪聲脈沖模板。在一個(gè)實(shí)施方式中，為基音預(yù)測(cè)誤差中的特定樣本生成比較波形的步驟包括:識(shí)別預(yù)測(cè)誤差波形，其包括該樣本前面的兩個(gè)樣本、當(dāng)前樣本、該樣本后面的六個(gè)樣本，并且，以與用于生成噪聲脈沖模板的方式(如上所述)相同的方式對(duì)預(yù)測(cè)誤差波形實(shí)施偏差消除和標(biāo)準(zhǔn)化。由于實(shí)施了偏差消除，零值終點(diǎn)可從處理的預(yù)測(cè)誤差波形中消除，生成七樣本比較波形，可用于與七樣本的卷積噪聲脈沖模板進(jìn)行匹配。在一個(gè)實(shí)施方式中，通過(guò)計(jì)算每個(gè)比較波形與每個(gè)卷積噪聲脈沖模板之間的幅度差的總和(SMD)，并選擇提供最小SMD的卷積噪聲脈沖模板而為基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本識(shí)別提供最小不相似性度量的卷積 噪聲脈沖模板。邏輯塊1316為基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本找到最匹配的卷積噪聲脈沖模板之后，邏輯塊1318進(jìn)行閾值測(cè)試，以識(shí)別初級(jí)候選噪聲脈沖。在一個(gè)實(shí)施方式中，邏輯塊1318通過(guò)對(duì)基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本確定與最匹配的卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的不相似性度量是否小于預(yù)定閾值，或與最匹配的卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的相似性度量是否大于預(yù)定閾值而進(jìn)行該功能。隨后使用找到了最匹配的卷積噪聲模板且滿足閾值測(cè)試的樣本，以識(shí)別L+R信號(hào)域中初級(jí)候選噪聲脈沖的位置。在一個(gè)實(shí)施方式中，在進(jìn)行閾值測(cè)試之前對(duì)包括基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本的最小不相似性度量(例如，SMD)的信號(hào)進(jìn)行操作，以更好識(shí)別初級(jí)候選噪聲脈沖。例如，可對(duì)包括基音預(yù)測(cè)誤差中的每個(gè)樣本的最小不相似性度量的信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，以促進(jìn)識(shí)別初級(jí)候選噪聲脈沖的峰值檢測(cè)技術(shù)的實(shí)施。這種轉(zhuǎn)換例如可涉及對(duì)信號(hào)的脈沖振幅進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化，轉(zhuǎn)換標(biāo)準(zhǔn)化信號(hào)，限制轉(zhuǎn)換信號(hào)的范圍，并利用原始信號(hào)電平將轉(zhuǎn)換信號(hào)放大。另外，可用需要對(duì)轉(zhuǎn)換信號(hào)實(shí)施從峰值樣本的值中減去峰值后的兩個(gè)樣本后面的樣本的值的峰值增強(qiáng)技術(shù)。該技術(shù)的前提是，轉(zhuǎn)換信號(hào)具有代表噪聲脈沖位置的正峰值時(shí)，其后的兩個(gè)樣本后面通常會(huì)有一個(gè)負(fù)峰值。應(yīng)注意的是，在采用這種“雙樣本差分”峰值增強(qiáng)技術(shù)的實(shí)施方式中，卷積噪聲脈沖模板匹配從基音預(yù)測(cè)誤差的最后一個(gè)樣本開(kāi)始，并倒退到第一樣本。還可采用其他信號(hào)處理技術(shù)識(shí)別初級(jí)候選噪聲脈沖。邏輯塊1320進(jìn)行操作，以確認(rèn)邏輯塊1318在L+R信號(hào)域中識(shí)別的初級(jí)候選噪聲脈沖實(shí)際上與對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板匹配。例如，邏輯塊1320可計(jì)算L+R信號(hào)域中的初級(jí)候選噪聲脈沖與對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板之間的不相似性度量，并確定不相似性度量是否小于預(yù)定閾值?？商娲?，邏輯塊1320可計(jì)算初級(jí)候選噪聲脈沖與L+R信號(hào)域中的對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板之間的相似性度量，并確定相似性度量是否超過(guò)預(yù)定閾值。在一個(gè)實(shí)施方式中，邏輯塊1320通過(guò)以下步驟確認(rèn)在L+R信號(hào)域中識(shí)別的初級(jí)候選噪聲脈沖實(shí)際上與對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板匹配:為對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板生成多個(gè)匹配子向量；計(jì)算每個(gè)子向量的不相似性度量或相似性度量；總計(jì)所有子向量上的不相似性度量或相似性度量；將總和與閾值相比較，確定不相似性總度量是否小于預(yù)定閾值，或相似性總度量是否大于預(yù)定閾值。例如，在每個(gè)噪聲脈沖模板包括時(shí)間指數(shù)[1，2，3，4，5，6，7]的向量代表的七個(gè)樣本的實(shí)施方式中，可為噪聲脈沖模板的以下七個(gè)子向量確定失真度量或相似性度量:[I, 2，3，4]、[2，3，4，5]、[I, 2，3，4，5]、[2，3，4，5，6]、[I, 2，3，4，5，6]、[2，3，4，5，6，7]和[I, 2，3，4，5，6，7]。隨后可總計(jì)所有七個(gè)子向量上的失真度量或相似性度量，并可將總和與閾值相比較，以確定初級(jí)候選噪聲脈沖實(shí)際上是否為噪聲脈沖。這種基于子向量的匹配方法可用于確保初級(jí)候選噪聲脈沖在消除前與噪聲脈沖模板嚴(yán)密匹配。如果邏輯塊1320確定初級(jí)候選噪聲脈沖實(shí)際上與對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板匹配，邏輯塊1322則從L+R信號(hào)的當(dāng)前幀中的適當(dāng)位置減去對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板的合適縮放版。為了確保噪聲脈沖沒(méi)有被邏輯塊1320使用的基音預(yù)測(cè)器向前傳播，邏輯塊1322從邏輯塊1108生成的LPC預(yù)測(cè)誤差中減去對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板的卷積版。某些噪聲脈沖可重疊。如上所述，根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式，噪聲脈沖模板1312包括多個(gè)“雙脈沖”噪聲脈沖模板，用于在32kHz域中的第二噪聲脈沖僅比第一噪聲脈沖落后一個(gè)或兩個(gè)樣本的情況下檢測(cè)和消除重疊噪聲脈沖。進(jìn)一步根據(jù)這種實(shí)施方式，根據(jù)觀測(cè)，“單脈沖”噪聲脈沖模板足以在32kHz域中的第二噪聲脈沖比第一噪聲脈沖落后五個(gè)或更多個(gè)樣本的情況下檢測(cè)和消除重疊噪 聲脈沖。還包括邏輯塊1324，用于完成32kHz域中的第二噪聲脈沖比第一噪聲脈沖落后三個(gè)或四個(gè)樣本的方案。根據(jù)這種方案，應(yīng)理解的是，圖13所示的前述部件的操作足以檢測(cè)和消除第二噪聲脈沖，因?yàn)榈诙肼暶}沖的形狀與“單脈沖”噪聲脈沖模板的其中之一非常相似。但是，這種操作不足以檢測(cè)和消除第一噪聲脈沖，因?yàn)榈谝辉肼暶}沖不具有這種形狀，直到邏輯塊1320消除了第二噪聲脈沖。因此，由邏輯塊1320從L+R信號(hào)的當(dāng)前幀消除了噪聲脈沖之后，邏輯塊1324將搜索處于消除的噪聲脈沖的位置前的3個(gè)或4個(gè)樣本前面的噪聲脈沖。如果邏輯塊1324在這些位置檢測(cè)到噪聲脈沖，其將消除這些噪聲脈沖，并調(diào)用邏輯塊1322以上文所述的方式從LPC預(yù)測(cè)誤差中消除卷積版。一種替代方法為，在整個(gè)幀中第二次搜索額外噪聲脈沖；但是，這種方法的效率比在被消除的噪聲脈沖的位置前的3個(gè)或4個(gè)樣本的位置上進(jìn)行搜索的方法低。邏輯塊1324檢測(cè)到任何額外噪聲脈沖，并將其從L+R信號(hào)的當(dāng)前幀中消除之后，輸出修正幀，作為經(jīng)彈跳抑制的L+R信號(hào)的一部分。圖13所示的L+R彈跳抑制邏輯306的實(shí)施方式的復(fù)雜度可高于給定FM接收機(jī)實(shí)施方式所需的復(fù)雜度。例如，F(xiàn)M接收機(jī)可能不包括用以進(jìn)行關(guān)于圖13的各個(gè)邏輯塊的所有上述操作的必要處理能力和/或存儲(chǔ)器。為了解決該問(wèn)題，可實(shí)施L+R彈跳抑制邏輯306的低復(fù)雜度版。例如，為了降低復(fù)雜度，可對(duì)前述實(shí)施方式進(jìn)行任何或所有以下修改:(I)可使用8階LPC預(yù)測(cè)器，代替前述30階LPC預(yù)測(cè)器；(2)可完全取消基音預(yù)測(cè)，使卷積噪聲脈沖模板直接與LPC預(yù)測(cè)誤差進(jìn)行匹配；(3)不進(jìn)行關(guān)于邏輯塊1320的上述多子向量搜索；并且(4)噪聲脈沖模板1312中不包括“雙脈沖”噪聲脈沖模板。另外，為了降低復(fù)雜度，可對(duì)LPC預(yù)測(cè)誤差實(shí)施“預(yù)篩選”，僅考慮可配置數(shù)量的樣本由邏輯塊1316進(jìn)行匹配，而不是上述所有樣本?？紤]的樣本可為幅度最大的樣本(因此，最可能與噪聲脈沖的峰值對(duì)應(yīng))。進(jìn)一步根據(jù)該示例，如果樣本的可配置數(shù)量為10，LPC預(yù)測(cè)誤差包括256個(gè)樣本，僅考慮幅度最大的10個(gè)樣本由邏輯塊1316進(jìn)行匹配，而不是所有256個(gè)樣本。前述方法可大大降低復(fù)雜度，但缺點(diǎn)在于，會(huì)輕微降低噪聲脈沖檢測(cè)和消除的穩(wěn)定性。圖14示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的用于進(jìn)行L+R彈跳抑制的方法的流程圖1400。流程圖1400的方法例如可由上文所述的圖3和圖13所示的L+R彈跳抑制邏輯306進(jìn)行。然而，該方法不限于此實(shí)施方式。確定與L+R信號(hào)的幀相關(guān)聯(lián)的估算的CNR低于預(yù)定閾值時(shí)，對(duì)該幀實(shí)施流程圖1400的方法。如圖14所示，從步驟1402開(kāi)始流程圖1400的方法，隨后控制過(guò)程進(jìn)入步驟1404。在步驟1404中，對(duì)L+R信號(hào)的當(dāng)前幀進(jìn)行LPC分析，以確定LPC預(yù)測(cè)器的系數(shù)，LPC預(yù)測(cè)器將當(dāng)前幀的每個(gè)樣本的值預(yù)測(cè)為多個(gè)先前樣本的加權(quán)和。該步驟例如可由圖13的邏輯塊1306進(jìn)行。在步驟1406中，步驟1404中獲取的LPC預(yù)測(cè)器用于計(jì)算LPC預(yù)測(cè)殘差(還可稱(chēng)為L(zhǎng)PC預(yù)測(cè)誤差或短期預(yù)測(cè)殘差/誤差)。具體地，對(duì)于L+R信號(hào)的當(dāng)前幀中的每個(gè)樣本，從樣本的實(shí)際值中減去利用LPC預(yù)測(cè)器獲取的樣本的預(yù)測(cè)值，以獲取LPC預(yù)測(cè)殘差的樣本。在步驟1408中，對(duì)LPC預(yù)測(cè)殘差進(jìn)行基音預(yù)測(cè)分析，以確定基音預(yù)測(cè)器的系數(shù)，包括估算的基音周期。在步驟1410中，基音預(yù)測(cè)器用于計(jì)算基音預(yù)測(cè)殘差(還可稱(chēng)為基音預(yù)測(cè)誤差或長(zhǎng)期預(yù)測(cè)殘差/誤差)。具體地，對(duì)于LPC預(yù)測(cè)殘差中的每個(gè)樣本，從樣本的實(shí)際值中減去利用基音預(yù)測(cè)器獲取的樣本的預(yù)測(cè)值，以獲取基音預(yù)測(cè)殘差的樣本。在步驟1412中，碼本中存儲(chǔ)的多個(gè)噪聲脈沖模板用步驟1406中使用的LPC預(yù)測(cè)誤差濾波器的脈沖響應(yīng)進(jìn)行卷積，以計(jì)算LPC預(yù)測(cè)殘差。該操作在與LPC預(yù)測(cè)殘差相同的域中生成后續(xù)匹配操作所需的 噪聲脈沖模板的表示。在步驟1414中，為基音預(yù)測(cè)殘差的每個(gè)樣本找到最匹配的卷積噪聲脈沖模板。該步驟可包括以下步驟:生成與樣本對(duì)應(yīng)的比較波形；將生成的比較波形與每個(gè)卷積噪聲脈沖模板相比較，以確定與每個(gè)卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的不相似性度量或相似性度量；并且，識(shí)別提供最小不相似性度量或最大相似性度量的卷積噪聲脈沖模板。為基音預(yù)測(cè)殘差中的每個(gè)樣本找到最匹配的卷積噪聲脈沖模板之后，進(jìn)行閾值測(cè)試，以找到L+R信號(hào)中的初級(jí)候選噪聲脈沖的位置，如步驟1416所示。在一個(gè)實(shí)施方式中，通過(guò)為基音預(yù)測(cè)殘差中的每個(gè)樣本確定與最匹配的卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的不相似性度量是否小于預(yù)定閾值，或與最匹配的卷積噪聲脈沖關(guān)聯(lián)的相似性度量是否大于預(yù)定閾值而進(jìn)行該步驟。還可采用其他技術(shù)進(jìn)行該步驟。隨后使用找到了最匹配的卷積噪聲模板且滿足閾值測(cè)試的樣本識(shí)別L+R信號(hào)域中初級(jí)候選噪聲脈沖的位置。在步驟1418中，在L+R信號(hào)中的初級(jí)候選噪聲脈沖的識(shí)別位置處或周?chē)M(jìn)行搜索，以檢測(cè)噪聲脈沖。在一個(gè)實(shí)施方式中，在步驟1416生成的每個(gè)識(shí)別位置的+/-1樣本內(nèi)進(jìn)行搜索。搜索步驟可包括進(jìn)行匹配操作，以確定位于L+R信號(hào)內(nèi)的波形是否與對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板匹配。應(yīng)理解的是，為步驟1418中檢測(cè)到的每個(gè)噪聲脈沖進(jìn)行步驟1420、1422和1424。具體地，在步驟1420中，從L+R信號(hào)中消除步驟1418中檢測(cè)到的噪聲脈沖。在一個(gè)實(shí)施方式中，該步驟包括:從L+R信號(hào)中減去對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板的合適縮放版。在步驟1422中，還從LPC預(yù)測(cè)殘差中消除檢測(cè)到的噪聲脈沖的卷積版。該步驟可包括:從LPC預(yù)測(cè)殘差中減去對(duì)應(yīng)噪聲脈沖模板的卷積版。在步驟1424中，在消除的噪聲脈沖前的3個(gè)或4個(gè)樣本的位置處進(jìn)行噪聲脈沖搜索。如果在該位置處檢測(cè)到噪聲脈沖，以與步驟1420和1422相似的方式將其消除。最后，在步驟1426中，流程圖1400的方法結(jié)束。應(yīng)注意的是，流程圖1400的方法僅對(duì)進(jìn)行L+R彈跳抑制的一種方式進(jìn)行了說(shuō)明?？墒褂枚喾N不同方法進(jìn)行L+R彈跳抑制。例如，上文參考圖13對(duì)進(jìn)行L+R彈跳抑制的高復(fù)雜度和低復(fù)雜度方法，以及用于進(jìn)行L+R彈跳抑制的各個(gè)步驟的各種替代技術(shù)進(jìn)行了說(shuō)明。因此，流程圖1400在本文中僅作為示例而說(shuō)明，并不具有限制性。4.L-R和L+R單聲道噪聲抑制圖15示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式的用于對(duì)L-R信號(hào)實(shí)施單聲道噪聲抑制的方法的流程圖1500。流程圖1500的方法例如可由上文所述的圖3所示的L-R噪聲抑制邏輯308進(jìn)行。但是，本方法并不限于該實(shí)施方式。一次對(duì)L-R信號(hào)的一個(gè)幀實(shí)施流程圖1500的方法。由該方法操作之前，L-R信號(hào)的每個(gè)幀從時(shí)域轉(zhuǎn)換為頻域。另外， 對(duì)于將由該方法操作的L-R信號(hào)的每個(gè)幀，還接收經(jīng)正交解調(diào)的L-R噪聲信號(hào)的時(shí)間校準(zhǔn)幀，并將其從時(shí)域轉(zhuǎn)換為頻域。這些幀從時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)換例如可通過(guò)進(jìn)行FFT而完成。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，使用實(shí)施為硬件的FFT加速器有效地進(jìn)行轉(zhuǎn)換。如圖15所示，從步驟1502開(kāi)始流程圖1500的方法，隨后控制過(guò)程進(jìn)入步驟1504。在步驟1504中，為L(zhǎng)-R信號(hào)和L-R噪聲信號(hào)的當(dāng)前幀獲取瞬時(shí)功率譜。在一個(gè)實(shí)施方式中，通過(guò)對(duì)其頻域表示中包括的每個(gè)頻率分量的幅度進(jìn)行平方而獲取L-R信號(hào)的當(dāng)前幀的瞬時(shí)功率譜?？刹捎孟嗨品椒ǐ@取L-R噪聲信號(hào)的當(dāng)前幀的瞬時(shí)功率譜。在步驟1506中，基于從CNR估算邏輯302接收的估算的CNR為L(zhǎng)-R信號(hào)的當(dāng)前幀獲取預(yù)期噪聲衰減。一般來(lái)說(shuō)，估算的CNR越低，選擇的預(yù)期噪聲衰減的量越大。在一個(gè)實(shí)施方式中，當(dāng)前估算的CNR下降到指定的估算的CNR值的其中之一之間時(shí)，通過(guò)將指定的估算的CNR映射到對(duì)應(yīng)噪聲衰減量，并在噪聲衰減量之間進(jìn)行線性?xún)?nèi)插法而進(jìn)行該步驟。但是，還可采用完全不同的方法基于估算的CNR為L(zhǎng)-R信號(hào)的當(dāng)前幀獲取預(yù)期噪聲衰減。在步驟1508中，利用步驟1306中確定的L-R信號(hào)的預(yù)期噪聲衰減確定譜形狀，以進(jìn)行L-R噪聲譜整形。所選譜形狀確定了以逐個(gè)子頻帶的形式應(yīng)用總預(yù)期噪聲衰減的方式。使用譜形狀在基于頻率的單聲道噪聲抑制系統(tǒng)中實(shí)施噪聲譜整形的方式在上文所述的且納入本文的2010年10月4日提交的標(biāo)題為“噪聲抑制系統(tǒng)和方法”的Thyssen發(fā)明的第12/897，548號(hào)美國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)中進(jìn)行了說(shuō)明。在第12/897，548號(hào)美國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)的范圍內(nèi)，用于噪聲譜整形的譜形狀用頻率相關(guān)噪聲衰減系數(shù)Hs(f)表示。如第12/897，548號(hào)美國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)所述，如果頻率相關(guān)噪聲衰減系數(shù)Hs (f)在所有子頻帶上都相同，則其與對(duì)噪聲信號(hào)實(shí)施平坦衰減(即，不對(duì)噪聲信號(hào)進(jìn)行整形)的情況相同，而如果噪聲衰減系數(shù)在子頻帶之間不同，可進(jìn)行任意噪聲整形。在步驟1510中，基于L-R信號(hào)的當(dāng)前幀和L-R噪聲信號(hào)的當(dāng)前幀的瞬時(shí)功率譜為每個(gè)子頻帶獲取SNR。在一個(gè)實(shí)施方式中，步驟1510包括:為每個(gè)子頻帶獲取平滑SNR。SNR平滑可用于避免實(shí)施噪聲抑制時(shí)在L-R信號(hào)中產(chǎn)生過(guò)度波動(dòng)，因?yàn)榻o每個(gè)子頻帶實(shí)施的噪聲抑制增益的量由該子頻帶的估算的CNR部分地驅(qū)動(dòng)。在一個(gè)特定實(shí)施方式中，為每個(gè)子頻帶獲取平滑SNR的步驟包括:(I)基于每個(gè)子頻帶的當(dāng)前瞬時(shí)L-R噪聲功率為每個(gè)子頻帶更新平滑L-R噪聲功率；(2)通過(guò)用對(duì)應(yīng)子頻帶的平滑L-R噪聲功率驅(qū)動(dòng)每個(gè)子頻帶的瞬時(shí)L-R噪聲功率而為每個(gè)子頻帶獲取瞬時(shí)SNR ;并且(3)基于每個(gè)子頻帶的瞬時(shí)SNR為每個(gè)子頻帶更新平滑SNR。進(jìn)一步根據(jù)這種實(shí)施方式，基于每個(gè)子頻帶的當(dāng)前瞬時(shí)L-R噪聲功率為每個(gè)子頻帶更新平滑L-R噪聲功率的步驟可通過(guò)實(shí)施指數(shù)平均而進(jìn)行。例如，給定子頻帶的平滑L-R噪聲功率可根據(jù)以下等式而更新Plmrnsm=AFLMEN*PImrnsm+ (1-AFlmen)*Plmrn (等式 I)其中，Plmrnsm為給定子頻帶的平滑L-R噪聲功率，Plmrn為給定子頻帶的瞬時(shí)L-R噪聲功率，AFukn為用于對(duì)L-R噪聲功率進(jìn)行平滑的指數(shù)衰減系數(shù)。相似的，為每個(gè)子頻帶更新平滑SNR的步驟也可通過(guò)實(shí)施指數(shù)平均而進(jìn)行。例如，給定子頻帶的平滑SNR可根據(jù)以下等式而更新SnrImrsm=AFLME*SnrImrsm+ (1-AFlme)^Snrlmr (等式 2)其中，Snrlmrsm為給定子頻帶的平滑SNR, Snrlmr為給定子頻帶的瞬時(shí)SNR, AFlme為用于對(duì)SNR進(jìn)行平滑的指數(shù)衰減系數(shù)。在利用衰減系數(shù)對(duì)接近I的SNR進(jìn)行平滑的實(shí)施方式中，根據(jù)觀測(cè)，系統(tǒng)復(fù)位或FM站點(diǎn)變化之后達(dá)到SNR平滑的預(yù)期水平需要較長(zhǎng)時(shí)間(例如，100個(gè)以上的8-ms幀)。在該時(shí)間段內(nèi)，輸出音頻質(zhì)量下降。為了更快地達(dá)到SNR平滑的預(yù)期水平，一個(gè)實(shí)施方式在系統(tǒng)復(fù)位或FM站點(diǎn)變化之后對(duì)預(yù)定數(shù)量的幀進(jìn)行SNR矩形平均，隨后在處理了預(yù)定數(shù)量的幀后切換為指數(shù)平均。例如，在一個(gè)特定實(shí)施方式中，系統(tǒng)復(fù)位或FM站點(diǎn)變化后不對(duì)第一幀進(jìn)行平滑，隨后，從第2幀到第20幀 ，給定子頻帶的平滑L-R噪聲功率根據(jù)以下等式而更新Plmrnsm= ((k~l) *PlmrnSII1+Plmrn) /k (等式 3)其中，k為幀數(shù)，給定子頻帶的平滑SNR根據(jù)以下等式而更新Snrlmrsm= ((k~l) *Snrlmrsm+Snrlmr) /k (等式 4)可以看出，等式3和4與從第一幀到第k幀用矩形窗進(jìn)行平均的方式相同，但其優(yōu)點(diǎn)在于，具有與等式I和2相同的形式，并且不需要將來(lái)自第(k-1)巾貞的Plmrn和Snrlmr存儲(chǔ)回第一幀。在第20幀之后，采用指數(shù)平均利用上述等式I和2為每個(gè)子頻帶計(jì)算平滑L-R噪聲功率和平滑SNR。這種實(shí)施方式可在系統(tǒng)復(fù)位或FM站點(diǎn)變化之后在前20個(gè)幀內(nèi)實(shí)現(xiàn)SNR的充分平滑。另外，可在前20個(gè)幀內(nèi)對(duì)輸出音頻信號(hào)實(shí)施靜噪(muting)，以避免該時(shí)間段內(nèi)生成質(zhì)量差的音頻輸出。如上所述，SNR平滑可用于避免在噪聲抑制的應(yīng)用中將過(guò)度波動(dòng)引入L-R信號(hào)中。然而，存在過(guò)度SNR平滑可能使得L-R信號(hào)的有效部分被抑制的實(shí)例。一般來(lái)說(shuō)，出現(xiàn)這種狀況是因?yàn)楸M管在L-R信號(hào)的有效部分期間L-R信號(hào)的瞬時(shí)SNR可迅速增大，但相應(yīng)的平滑SNR將不能充分地迅速增大以產(chǎn)生噪聲抑制增益的充分增大。為解決此問(wèn)題，又一實(shí)施方式以瞬時(shí)SNR來(lái)代替任意子頻帶(在該任意子頻帶中，L-R信號(hào)被認(rèn)為是有效的或者L-R信號(hào)當(dāng)前不有效但被認(rèn)為在前一幀中是有效的)中的平滑SNR。例如，這可通過(guò)用瞬時(shí)SNR來(lái)代替任意子頻帶(在該任意子頻帶中，當(dāng)前幀的瞬時(shí)SNR超過(guò)預(yù)定閾值(例如，20)，或者當(dāng)前幀的瞬時(shí)SNR未超過(guò)預(yù)定閾值但是前一幀的瞬時(shí)SNR卻超過(guò)了預(yù)定閾值)中的平滑SNR來(lái)實(shí)現(xiàn)。為每個(gè)子頻帶獲取了 SNR之后，在步驟1512中，基于獲取的SNR和步驟1508中確定的L-R噪聲的譜形狀確定要施加在每個(gè)子頻帶上的噪聲抑制增益。在一個(gè)實(shí)施方式中，給定子頻帶的噪聲抑制增益根據(jù)以下等式而確定
權(quán)利要求
1.一種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括: 對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)； 基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量；以及 確定是否進(jìn)行以下處理:檢測(cè)從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L+R信號(hào)中的噪聲脈沖并且基于所述聲道質(zhì)量度量將檢測(cè)到的噪聲脈沖從中消除。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述檢測(cè)包括:使用多個(gè)噪聲脈沖模板。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，使用所述多個(gè)噪聲脈沖模板包括:使用多個(gè)噪聲脈沖模板，各噪聲脈沖模板通過(guò)在不同相位下對(duì)單個(gè)噪聲脈沖進(jìn)行子采樣而獲得。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，使用所述多個(gè)噪聲脈沖模板包括:使用代表多個(gè)重疊噪聲脈沖的一個(gè)或多個(gè)噪聲脈沖模板。
5.一種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括: 對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)；以及以基于所述L-R噪聲信號(hào)的方式對(duì)從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L-R信號(hào)應(yīng)用單聲道噪聲抑制。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，進(jìn)一步包括:基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量; 其中，對(duì)所述L-R信號(hào)應(yīng)用所述單聲道噪聲抑制包括: 基于所述聲道質(zhì)量度量確定預(yù)期L-R噪聲衰減；以及 至少基于所述預(yù)期L-R噪聲衰減來(lái)確定要應(yīng)用至所述L-R信號(hào)的頻域表示的多個(gè)子頻帶中的每個(gè)子頻帶的噪聲抑制增益的量。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。
8.一種用于增強(qiáng)調(diào)頻(FM)接收機(jī)的音頻質(zhì)量的方法，包括: 對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)； 基于所述L-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量； 確定是否進(jìn)行以下處理:基于所述聲道質(zhì)量度量利用通過(guò)波形外推法的形式生成的替代波形段來(lái)替代從所述復(fù)合基帶信號(hào)獲得的L-R信號(hào)或L+R信號(hào)的波形段。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，計(jì)算所述聲道質(zhì)量度量包括:計(jì)算估計(jì)的載波噪聲比。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，替代所述L-R信號(hào)或所述L+R信號(hào)的波形段包括: 從所述L-R信號(hào)獲取要被替代的波形； 將所述要被替代的波形與先前接收的L-R信號(hào)的波形段相比較，以識(shí)別最匹配的波形段； 基于所述聲道質(zhì)量度量確定加權(quán)因數(shù)； 獲得所述要被替代的波 形與最匹配的波形段的加權(quán)組合，以生成替代波形；以及 用所述替代波形替代所述要被替代的波形。
全文摘要
描述了用于增強(qiáng)FM接收機(jī)的音頻質(zhì)量的系統(tǒng)和方法。在本文所述的實(shí)施方式中，對(duì)FM解調(diào)器輸出的復(fù)合基帶信號(hào)應(yīng)用正交L-R解調(diào)，以獲得L-R噪聲信號(hào)?；贚-R噪聲信號(hào)計(jì)算聲道質(zhì)量度量，并將其用于控制是否將彈跳抑制技術(shù)應(yīng)用于從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L+R信號(hào)，以檢測(cè)噪聲脈沖并從中將其消除。對(duì)聲道質(zhì)量度量和L-R噪聲信號(hào)被利用，以在從復(fù)合基帶信號(hào)獲取的L-R信號(hào)和L+R信號(hào)上的頻域中進(jìn)行單聲道噪聲抑制。聲道質(zhì)量度量還用于控制快衰落補(bǔ)償過(guò)程的應(yīng)用，該過(guò)程用通過(guò)波形外推法生成的替代波形替代L-R和L+R信號(hào)的噪聲段。
文檔編號(hào)H04B1/10GK103227651SQ201310040868
公開(kāi)日2013年7月31日 申請(qǐng)日期2013年1月31日 優(yōu)先權(quán)日2012年1月31日
發(fā)明者陳俊慧, 托馬斯·F·巴克爾, 伊萬(wàn)·S·麥卡錫, 杰西·泰森, 沃爾特·J·韋哈德詹, 戴維·C·加勒特 申請(qǐng)人:美國(guó)博通公司