基于CMOS的TX/RX開關(guān)優(yōu)先權(quán)申請的引用本申請要求下列的優(yōu)先權(quán)：2012年9月23日提交的序列號No.61/704,510、題為“AnIntegratedTransformer(集成變壓器)”的美國申請，2012年9月25日提交的序列號No.61/705,150、題為“AMethodandSystemforNoiseReductioninWirelessCommunication(用于無線通信中降噪的方法和系統(tǒng))”的美國申請，2012年10月30日提交的序列號No.61/720,001、題為“SystemandMethodforRadioFrequencySignalAmplification(射頻信號放大的系統(tǒng)和方法)”的美國申請，2012年11月15日提交的序列號No.61/726,699、題為“DCDCConverterwithFastOutputVoltageTransitions(具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)換的DC-DC變壓器)”的美國申請，2012年11月15日提交的序列號No.61/726,717、題為“High-EfficiencyEnvelopTrackingMethodandSystemUtilizingDC-DCConverterWithFastOutputVoltageTransitions(利用具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)換的DC-DC變壓器的高效包絡(luò)跟蹤方法和系統(tǒng))”的美國申請，2012年11月16日提交的序列號為No.61/727,120、題為“AMethodandDeviceforSelfAlignedPAandLNAVSWROut/InImprovement,DynamicallyAdjusttoAntenna(用于自對準(zhǔn)PA和LNAVSWR輸出/輸入改進(jìn)、動態(tài)調(diào)整天線的方法和設(shè)備)”的美國申請，2012年11月16日提交的序列號No.61/727,121、題為“AMethodandDeviceforSelfAlignedLinearityDrivenLNAImprovement(自對準(zhǔn)線性驅(qū)動LNA改進(jìn)的方法和裝置)”的美國申請，其所有內(nèi)容在此引入作為參考。技術(shù)領(lǐng)域本發(fā)明涉及射頻(RF)電路，更具體地，涉及具有高線性度和高效率功率 放大器的RF前端模塊(FEM)電路。

背景技術(shù)：
目前，無線通信系統(tǒng)在涉及從一點到另一點的信息傳輸?shù)脑S多場景中找到應(yīng)用，并且存在適于滿足每個場景的特定需要的廣泛形態(tài)。這些系統(tǒng)包括用于遠(yuǎn)距離語音通信的蜂窩電話和雙向無線電，以及用于計算機(jī)系統(tǒng)的短程數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)等等。一般來說，無線通信涉及進(jìn)行調(diào)制以表示數(shù)據(jù)的射頻(RF)載波信號以及符合一組標(biāo)準(zhǔn)的信號的調(diào)制、發(fā)送、接收和解調(diào)。對于無線數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)，示例性標(biāo)準(zhǔn)包括無線LAN(IEEE802.11)、藍(lán)牙(IEEE802.15.1)以及ZigBee(IEEE802.15.4)，它們通常是時域雙工系統(tǒng)，其中在時分通信信道上仿真雙向鏈路。無線通信系統(tǒng)的一個基本組成部分是包括發(fā)射器和接收器電路的收發(fā)器。具有數(shù)字基帶子系統(tǒng)的收發(fā)器將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)編碼到基帶信號并且將基帶信號與RF載波信號一起調(diào)制。用于WLAN的調(diào)制包括正交頻分復(fù)用(OFDM)、正交相移鍵控(QPSK)和正交振幅調(diào)制(16QAM、64QAM)；用于WLAN的調(diào)制包括GFSK和4/8-DQPSK；以及用于Zigbee的調(diào)制包括BPSK和OQPSK(或MSK)。從天線收到信號后，該收發(fā)器將RF信號下變頻，解調(diào)基帶信號并且將由基帶信號所表示的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行解碼。連接到收發(fā)器的天線將電信號轉(zhuǎn)換成電磁波并且反之亦然。根據(jù)具體的配置，所述收發(fā)器可以包括專用發(fā)送(TX)線和專用接收(RX)線或者收發(fā)器可以具有組合的發(fā)送/接收線。在單獨的TX和RX線的情況下，發(fā)送線和接收線通常結(jié)合到單個天線，尤其是對于低成本和/或小尺寸的應(yīng)用。在收發(fā)器和天線之間的電路通常稱為前端模塊(FEM)。該FEM包括RF功率放大器(PA)，其通過放大諸如蜂窩電話手機(jī)之類的無線設(shè)備中的較弱的輸入信號來生成輸出發(fā)送信號。許多這些通信設(shè)備被配置為工作在用于不同通信系統(tǒng)的不同頻帶中。例如，第三代(3G)蜂窩通信系統(tǒng)、4G蜂窩(LTE)系統(tǒng)、802.11WLAN系統(tǒng)等等。因此，希望有一種前端模塊，其能夠滿足現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)(如802.11、3G和 4G蜂窩系統(tǒng))的性能要求，同時降低制造復(fù)雜性、尺寸和成本。

技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明是一種新穎的和有用的射頻(RF)前端模塊(FEM)電路，其提供高線性度和功率效率，并滿足現(xiàn)代無線通信標(biāo)準(zhǔn)(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窩標(biāo)準(zhǔn)、藍(lán)牙、ZigBee等)的要求。FEM電路的配置允許使用常見的、相對低成本的半導(dǎo)體制造技術(shù)，如標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝。所述FEM電路包括雙模功率放大器，其包括一個或者多個子放大器，將這些子放大器的輸出相合成以產(chǎn)生總的所需的功率增益。具有以新穎的配置而布置的初級和次級繞組的多抽頭變壓器提供了高效的功率合成并將單獨子放大器所生成的功率傳送給天線。因此，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種半導(dǎo)體天線開關(guān)，其包括：第一天線端口，其用于耦合到第一天線；第二天線端口，其用于耦合到第二天線；發(fā)送/接收端口，其用于耦合到所述第一天線或所述第二天線；匹配網(wǎng)絡(luò)，其耦合到所述發(fā)送/接收端口；第一開關(guān)，其在所述第一天線端口和所述匹配網(wǎng)絡(luò)之間串聯(lián)耦合；以及第二開關(guān)，其在所述第二天線端口和所述匹配網(wǎng)絡(luò)之間串聯(lián)耦合。根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種半導(dǎo)體天線開關(guān)，其包括：第一天線端口，其用于耦合到第一天線；第二天線端口，其用于耦合到第二天線；發(fā)送/接收端口，其用于將發(fā)送RF信號耦合到所述第一天線或所述第二天線或耦合來自所述第一天線或所述第二天線的接收RF信號；第一場效應(yīng)晶體管(FET)開關(guān)，其具有源極、漏極和柵極端子，所述漏極端子耦合到所述第一天線端口，所述源極耦合到所述發(fā)送/接收端口，所述柵極端子可操作以接收用于控制所述第一FET開關(guān)的第一使能信號；以及第二場效應(yīng)晶體管(FET)開關(guān)，其具有源極、漏極和柵極端子，所述漏極端子耦合到所述第二天線端口，所述源極耦合到所述發(fā)送/接收端口，所述柵極端子可操作以接收用于控制所述第二FET開關(guān)的第二使能信號。附圖說明這里參考附圖僅通過舉例的方式對本發(fā)明加以描述，在附圖中：圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例雙頻段多芯片前端模塊(FEM)的框 圖；圖2是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例單芯片F(xiàn)EM電路的框圖；圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的框圖；圖4是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的FEM電路的示例RX路徑部分的框圖；圖5是示出了FEM電路的第一示例TX路徑部分的框圖；圖6是示出了FEM電路的第二示例TX路徑部分的框圖；圖7是示出了FEM電路的第三示例TX路徑部分的框圖；圖8是示出了FEM電路的第四示例TX路徑部分的框圖；圖9是示出了FEM電路的第五示例TX路徑部分的框圖；圖10是示出了FEM電路的第六示例TX路徑部分的框圖；圖11是更詳細(xì)的示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖；圖12A是示出了第一示例差分PA電路的示意圖；圖12B是更詳細(xì)的示出了具有變壓器連接的第一示例差分PA電路的示意圖；圖13A是示出了第二示例差分PA電路的示意圖；圖13B是更詳細(xì)的示出了具有變壓器連接的第二示例差分PA電路的示意圖；圖14是示出了第三示例差分PA電路的示意圖；圖15是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第一示例集成變壓器的布局圖；圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖；圖17是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖；圖18是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖；圖19A是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第五示例集成變壓器的布局圖；圖19B是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖；圖19C是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖；圖20是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖；圖21是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第九示例集成變壓器的布局圖；圖22是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十示例集成變壓器的布局圖；圖23是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖；圖24是示出了FEM電路的第七示例TX路徑部分的框圖；圖25是示出了FEM電路的第八示例TX路徑部分的框圖；圖26A是示出了本發(fā)明的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的高級系統(tǒng)框圖；圖26B是示出了本發(fā)明的示例同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的高級框圖；圖27是示出了本發(fā)明的包含微調(diào)單元的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的框圖；圖28是示出了DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的圖；圖29是示出了DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的上升沿的圖；圖30是示出了DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的下降沿的圖；圖31是示出了FEM電路的第九示例TX路徑部分的框圖；圖32是示出了本發(fā)明的包含多個微調(diào)單元的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的框圖；圖33是示出了用于RF輸入的DC-DC轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖；圖34是更詳細(xì)示出了用于RF輸入的DC-DC轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖；圖35是示出了第一示例TX/RX開關(guān)的示意圖；圖36是示出了第二示例TX/RX開關(guān)的示意圖；圖37是示出了示例天線RF開關(guān)的示意圖；圖38是示出了取決于輸出功率的功率附加效率(PAE)的曲線圖；圖39是示出了取決于輸入功率的輸出功率的曲線圖；圖40是示出了功率放大器電路的AM2AM和AM2PM響應(yīng)的曲線圖；圖41是示出了本發(fā)明的功率放大器電路所實現(xiàn)的線性化的曲線圖；圖42是示出了功率放大器退避工作區(qū)域之前和之后的RF信號的曲線圖；圖43是示出了用于QAM64的功率放大器的頻譜的曲線圖；圖44是示出了用于QAM64的動態(tài)退避之前和之后的時域RFOFDM信號的曲線圖；圖45是示出了用于QAM64的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；圖46是示出了用于QAM256的功率放大器的頻譜的曲線圖；圖47是示出了用于QAM256的動態(tài)退避之前和之后的時域RFOFDM信號的曲線圖；圖48是示出了用于QAM256的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；以及圖49是示出了包含本發(fā)明的FEM電路的示例無線設(shè)備的高級框圖。具體實施方式諸如收發(fā)器的RF電路通常被制造為集成電路，因為微型器件尺寸和更低的成本，所述集成電路通常使用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)技術(shù)。小尺寸CMOS器件降低電流汲取并要求更低的電池電壓，從而適合于具有大量功耗限制的便攜式應(yīng)用。無線通信鏈路必須是可靠的并且在寬距離上具有高數(shù)據(jù)吞吐量，這在天線輸出端需要更高的功率水平。例如，上述的無線LAN和Bluetooth通常要求為20dBm(即100mW)或更多的功率水平。但是，更高的功率輸出要求RF電路中更高的電流和電壓水平。目前許多CMOS器件采用0.18微米工藝生產(chǎn)，先進(jìn)系統(tǒng)利用130納米、90納米、65納米和45納米工藝。由于集成電路中的半導(dǎo)體器件的降低的擊穿電壓，所得到的集成電路工作電壓在1.8V至低于1.2V的范圍內(nèi)。特別是對于在OFDM、QPSK、QAM等情況中具有包絡(luò)變化的信號，很難達(dá)到1.8V的+20dBm的功率水平。增加功率要求通常會導(dǎo)致效率下降，這是因為更大比例的功率被損失為熱量，隨后電池壽命縮短。此外，對于具有增加電流的相同的功率水平，阻抗被降低了?？紤]到多數(shù)RF電路被設(shè)計成具有50Ohm阻抗，由于增加的功率損耗，用于被降低的阻抗的匹配電路的設(shè)計也是有問題的。用于蜂窩、WLAN、Bluetooth、ZigBee等的傳統(tǒng)收發(fā)器通常不會生成足夠的功率或不具有足夠的RX靈敏度，而在很多情況下可靠的通信需要足夠的RX靈敏度。當(dāng)前集成電路收發(fā)器器件具有低于0dBm的發(fā)射功率水平，盡管也有一些器件具有10或20dBm的功率水平，但仍然是低于所需的20-25dBm。因此，額外的RF信號的調(diào)節(jié)是必要的。在收發(fā)器和天線之間的電路通常被稱為前端模塊或FEM。所述FEM包括用于增加發(fā)送功率的功率放大器以及提高接收靈敏度的低噪聲放大器(LNA)。還可以包括諸如帶通濾波器的各種濾波器電路，以在天線處提供干凈的發(fā)送信號并且保護(hù)接收電路以避免到達(dá)天線的外部阻塞信號。所述FEM還包括RF開關(guān)， 以在接收和發(fā)送功能之間快速切換，并防止發(fā)送和接收之間的轉(zhuǎn)變過程中的干擾。所述RF開關(guān)可以由收發(fā)器的通用輸入/輸出線和/或事先商定的控制協(xié)議控制。所述RF開關(guān)被理解為將單個天線連接到低噪聲放大器的輸入端或功率放大器的輸出端的單刀雙擲開關(guān)。具有共享的發(fā)送和接收線的收發(fā)器(例如結(jié)合藍(lán)牙和ZigBee系統(tǒng)所使用的收發(fā)器)通常在功率放大器的輸入端和低噪聲放大器的輸出端處包括第二RF開關(guān)，用于適當(dāng)控制收發(fā)器端的發(fā)送和接收線。所述第二RF開關(guān)(其增強(qiáng)了TX/RX隔離)可以由控制所述第一RF開關(guān)的收發(fā)器的同一通用輸入/輸出線控制。所述功率放大器還可由來自收發(fā)器的使能輸出開啟或關(guān)閉。所述使能線可改變電壓以控制增益或設(shè)置功率放大器偏置電流。關(guān)聯(lián)的性能、制造和成本問題使得有必要在與功率放大器和低噪聲放大器的襯底不同的襯底上制造RF開關(guān)。功率放大器通常在砷化鎵(GaAs)襯底上制造，其提供了高擊穿電壓和可靠性。也可以利用其他的襯底，如硅鍺(SiGe)。此外，功率放大器可以利用異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HBT)、金屬-半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MESFET)或高電子遷移率晶體管(HEMT)，其中HBT制造成本最低。低噪聲放大器也可以制造在具有HBT晶體管的GaAs襯底上。然而，由于高插入損耗或者低隔離，采用HBT晶體管的RF開關(guān)具有較差的性能特性。上述問題的一個解決方案包括使用多管芯配置，在該配置中，功率放大器和低噪聲放大器制造在一個使用HBT晶體管的管芯上，而RF開關(guān)制造在另一個使用例如HEMT晶體管的管芯上。隨后，兩個管芯被封裝在單個封裝中。相比傳統(tǒng)的硅襯底，與GaAs襯底關(guān)聯(lián)的增加的成本以及復(fù)雜封裝工藝進(jìn)一步提升了前端模塊電路的成本。另一種解決方案涉及用于功率放大器、低噪聲放大器和RF開關(guān)的復(fù)合GaAs襯底，其具有HBT和HEMT晶體管。但是，這種集成電路制造成本較高。備選地，硅襯底可用于低噪聲放大器、功率放大器和RF開關(guān)。然而，由于硅襯底的隔離較差，可能使用成本較高的解決方案，例如絕緣體上的硅(SOI)。這些集成電路通常需要負(fù)電壓生成器，這導(dǎo)致更大的管芯以用于偏置電路。此外，由用于負(fù)電壓生成器的電荷泵發(fā)射的寬頻率范圍上的假信號需要物理隔離，這進(jìn)一步增加了管芯尺寸。本發(fā)明提供了一種FEM電路，解決了上述提出的問題。本發(fā)明FEM電路 提供了高線性度和功率效率并且滿足現(xiàn)代無線通信標(biāo)準(zhǔn)(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窩標(biāo)準(zhǔn)等)的要求。此外，F(xiàn)EM電路的配置允許使用常見的、相對低成本的半導(dǎo)體制造技術(shù)，諸如市面上所提供的CMOS工藝。圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例雙頻段多芯片前端模塊(FEM)的框圖。所述雙頻帶FEM模塊(總體上被標(biāo)為10)包括四個模塊，其中包括雙工器52、2.4GHzFEM電路模塊40、5GHzFEM電路模塊28和電源管理單元(PMU)模塊12。所述2.4GHzFEM電路28可操作地在2.4GHzISM頻帶接收和發(fā)送信號，而5GHzFEM電路可操作地在5GHzISM頻帶接收和發(fā)送信號。每一個所述模塊都可以被構(gòu)建在單獨的集成電路上，所述單獨的集成電路具有芯片之間的印刷或絲焊連接。備選地，F(xiàn)EM模塊可以包括單個集成電路和/或可以處理單個頻帶。雙工器52工作以將一個或多個天線耦合到2.4和5GHz天線端口。PMU12在電路中是可選的，它可以包括以下的部分或全部：DC-DC轉(zhuǎn)換器24(例如，3.3V)、上電復(fù)位電路20、用于產(chǎn)生時鐘信號的振蕩電路22、偏置電路以及RF功率斜坡上升控制、用于2.4GHz的功率放大器(PA)的DC-DC轉(zhuǎn)換電路26、用于5GHzPA的DC-DC轉(zhuǎn)換電路18、時鐘監(jiān)視電路18和控制邏輯14。所述2.4GHzFEM電路模塊40包括TX/RX開關(guān)46、功率放大器電路42、低噪聲放大器(LNA)電路44、控制邏輯48和接口(I/F)邏輯50。所述PA42工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的TX信號。所述LNA44工作以放大從天線接收到的接收信號，并輸出RX信號以便由基帶電路解調(diào)和解碼。同樣地，所述5GHzFEM電路模塊28包括TX/RX開關(guān)34、功率放大器電路30、低噪聲放大器(LNA)電路32、控制邏輯36和接口(I/F)邏輯38。所述PA30工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的TX信號。所述LNA32工作以放大從天線接收到的接收信號，并輸出RX信號以便由基帶電路解調(diào)和解碼。圖2示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例單芯片F(xiàn)EM電路的框圖。單芯片F(xiàn)EM電路(總體上被標(biāo)為130)包括：PA電路132，用于放大來自基帶電路的TX信號以通過一個或多個天線140廣播；LNA134，用于放大從一個或多個天線接收 到的信號并輸出RX信號以便由基帶電路解調(diào)和解碼；TX/RX開關(guān)136，用于將PA或LNA耦合到天線；可選的天線開關(guān)138，用于將TX/RX開關(guān)耦合到一個或多個天線140；控制邏輯142；I/F邏輯144以及DC-DC轉(zhuǎn)換電路146。例如，在采用空間分集的系統(tǒng)中可以使用多個天線140。在MIMO系統(tǒng)中，采用多個天線但每個天線具有與其自己相關(guān)的FEM電路，其中，在基帶電路中，通過信號處理進(jìn)行多個接收信號的合成和多個發(fā)送信號的生成。圖3示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的框圖。所述DC-DC轉(zhuǎn)換器電路(總體上被標(biāo)為700)包括同步DC-DC轉(zhuǎn)換器708、微調(diào)控制邏輯704、一個或多個微調(diào)單元706、一個或多個微調(diào)電容器710、一個或多個輸出電容器712和一個或多個輸出電感器714。所述DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的功能是根據(jù)輸入到微調(diào)控制邏輯的微調(diào)控制命令信號而生成輸出電壓。包絡(luò)檢測器(圖中未示出)可用于生成微調(diào)控制命令，使得所生成的輸出電壓跟蹤RF輸入信號。在下文中更詳細(xì)描述所述DC-DC轉(zhuǎn)換器電路的操作。圖4示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的FEM電路的示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑電路(總體上被標(biāo)為150)包括從所述發(fā)射器或收發(fā)器(TRX)接收RF輸入信號的匹配網(wǎng)絡(luò)152、可編程延遲154、用于生成RF輸出的PA156、控制邏輯模塊158、包絡(luò)檢測器160，170、低通濾波器(LPF)162，172、功率檢測器164，174以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)166，176。在本示例性實施例中，包絡(luò)檢測被用于RF輸入以及RF輸出，以優(yōu)化PA的操作。跟蹤所述RF輸入信號并且調(diào)整PA的增益和可選的其它參數(shù)(通過控制邏輯模塊158)，以最大限度地提高線性度和減少電路的功率消耗。圖5示出了FEM電路的第一示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑(總體上被標(biāo)為180)包括可編程延遲182、雙模功率放大器電路184、多抽頭變壓器188、模式/偏置控制198、包絡(luò)檢測器190，200、LPF192、ADC194，202以及控制邏輯196。在本示例性實施例中，使用包絡(luò)檢測跟蹤RF輸入和RF輸出信號。生成的包絡(luò)信號是用于配置雙模PA184的一個或多個操作參數(shù)，以最大限度地提高線性度、增益等，并最大限度地降低功耗。下文中更詳細(xì)描述雙模式PA的操作。 在操作中，前饋算法在到功率放大器的輸入端處執(zhí)行包絡(luò)檢測。A/D轉(zhuǎn)換器采樣包絡(luò)信號。數(shù)字控制邏輯工作以根據(jù)包絡(luò)電平驅(qū)動PA偏置控制，從而使能相應(yīng)的PA晶體管，經(jīng)由多抽頭變壓器合成相應(yīng)PA晶體管的輸出?？删幊萄舆t工作以補(bǔ)償包絡(luò)檢測器和RF信號路徑之間的延遲。前饋算法的使用實現(xiàn)了顯著的效率改善，如在圖41中示出，其中，跡線540表示由圖5的前饋算法執(zhí)行線性化前的功率附加效率(PAE)，跡線542表示線性化后的PAE。許多現(xiàn)代的無線標(biāo)準(zhǔn)，例如802.11和特別是802.11ac，其所生成的調(diào)制造成信號具有比較大的峰均比。考慮例如正交頻分調(diào)制(OFDM)，峰均比隨子載波數(shù)目的增加而增加并且大約為20log(子載波數(shù))。例如，采用256個子載波的OFDM調(diào)制可以產(chǎn)生10-12dB的峰均比。此外，在每個子載波內(nèi)，采用256QAM需要相對較好的誤差矢量幅度(EVM)，例如，-32dB。噪聲、失真、假信號、IQ失配以及PLL的相位噪聲、功率放大器的非線性、相鄰信道泄漏比(ACLR)都使EVM降低。因此，對功率放大器和FEM電路的整體線性度要求相對嚴(yán)格。此外，期望盡量減少電池的消耗，因此要求FEM的電路具有高效率。另外，在一個實施例中，期望使用標(biāo)準(zhǔn)的互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)集成電路技術(shù)來構(gòu)建FEM電路。備選地，所述FEM電路可以使用任何合適的半導(dǎo)體技術(shù)，如砷化鎵(GaAs)、硅鍺(SiGe)、銦鎵磷化物(InGaP)、氮化鎵(GaN)等。但是，希望使用CMOS技術(shù)是由于較低的成本和復(fù)雜性，以及能夠?qū)⒛M電路與數(shù)字邏輯集成。在一個實施例中，以多個子功率放大器或子放大器186構(gòu)建所述功率放大器電路184。輸入信號被分路并且被饋送到每個子放大器，其提供了所述功率放大器的總的所需增益的一部分。每個子放大器的輸出被合成以生成RF輸出信號。在一個實施例中，合成器單元包括多抽頭變壓器，將在下文中詳細(xì)描述所述多抽頭變壓器的一個例子。在操作中，包絡(luò)檢測器190讀出RF輸入并且生成信號的包絡(luò)表示，然后將其過濾和數(shù)字化，并輸入到控制邏輯電路196。同樣讀出所述RF輸出，并且，生成信號的數(shù)字化包絡(luò)表示，并輸入到控制邏輯電路196。子放大器186的偏置被偏置控制電路198所控制，其由來自控制邏輯196的一個或多個控制信號所驅(qū) 動。所述可編程延遲補(bǔ)償了通過包絡(luò)檢測器和數(shù)字化步驟的信號延遲。圖6示出了FEM電路的第二示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上標(biāo)為210)包括雙模功率放大器218、功率控制器212、DC-DC轉(zhuǎn)換器214以及作用是讀出RF輸出的輸出功率檢測電路216。在本實施例中，功率放大器的增益由功率控制信號控制。響應(yīng)于功率控制信號和輸出功率水平，功率控制器生成用于DC-DC轉(zhuǎn)換器的控制信號，其調(diào)制功率放大器的電源電壓。依賴于具體實現(xiàn)，所述功率放大器218可以包括一個或多個子放大器。圖7示出了FEM電路的第三示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑(總體上被標(biāo)為220)包括限制器232、雙模功率放大器234、包絡(luò)檢測器222、可編程延遲224、調(diào)節(jié)器/緩沖器226、ADC228以及快速DC-DC轉(zhuǎn)換器230。在操作中，所述電路以極性的方式放大TX信號，其中，分離出振幅的被限制的TX信號被輸入到PA?？刂坪驼{(diào)整所述PA的增益以跟蹤初始TX信號的幅度。讀出所述RF輸入并且生成包絡(luò)以及由ADC228進(jìn)行數(shù)字化。快速DC-DC轉(zhuǎn)換器226驅(qū)動調(diào)節(jié)器或緩沖器電路226以生成PA234的增益(或電源)。依賴于具體實現(xiàn)，所述功率放大器234可以包括一個或多個子放大器。圖8示出了FEM電路的第四示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標(biāo)為240)包括驅(qū)動器電路/緩沖器242、功率分路器244、一個或多個差分子放大器246和功率合成器250。在操作中，RF輸入信號被輸入到驅(qū)動器電路，驅(qū)動器電路的輸出被輸入到分路器。該分路器工作以提供輸入信號到每個子放大器246。在一個實施例中，分路器包括具有初級繞組和多個次級繞組的多抽頭變壓器248，一個次級用于每個子放大器。每個子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號。每個子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器252的相應(yīng)初級繞組。在次級繞組處生成輸出信號，并提供TX路徑電路的RF輸出。需要注意的是，每個繞組抽頭的阻抗適于約為12.5Ohm，以產(chǎn)生大約50Ohm的期望RF輸出阻抗。在操作中，合成子放大器的各個輸出以生成RF輸出信號。每個子放大器提供功率放大電路的所需總功率的一部分。通過合成器多抽頭變壓器，合成每個子 放大器所生成的功率，以生成具有合成的總RF功率的RF輸出信號。需要注意的是，差分放大器(或平衡式放大器)是優(yōu)選的，因為它們能夠使得可以應(yīng)用到均衡負(fù)載上的電壓擺幅加倍。這將使輸出功率變成四倍，而不會在晶體管上產(chǎn)生任何額外的應(yīng)力。因此，利用差分子放大器級而實現(xiàn)高效率的功率放大器。在一個實施例中，分路器和合成變壓器都以CMOS制造并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實施例中，變壓器采用其他技術(shù)制造，如GaAs、InGaP、GaN等。所述變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細(xì)的描述集成多抽頭變壓器的多個例子。注意，在一個實施例中，變壓器被構(gòu)造成相對寬帶，以能夠適合2.4和5.8GHzWLAN信號。備選地，從兩個變壓器和兩個帶通濾波器構(gòu)建雙工器，一個變壓器和帶通濾波器用于一個頻帶。需要注意的是，本發(fā)明的FEM電路不僅能應(yīng)用于WLAN信號，也能應(yīng)用于任何展現(xiàn)高峰均比的調(diào)制方案，例如，3G、4GLTE等等。圖9示出了FEM電路的第五示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標(biāo)為259)包括驅(qū)動器/分路器電路241、一個或多個差分子放大器251和功率合成器243。所述驅(qū)動器/分路器電路241包括多抽頭變壓器245，其具有初級繞組和兩個次級繞組，一個次級繞組對應(yīng)于一個差分驅(qū)動器247。多抽頭變壓器255包括一對一到二變壓器，每一個都具有與驅(qū)動器247相關(guān)聯(lián)的初級繞組以及用于兩個子放大器251的次級繞組。合成器243包括多抽頭變壓器253，其具有與每個子放大器251相關(guān)聯(lián)的初級繞組以及用于生成RF輸出信號的次級繞組。在操作中，RF輸入信號被輸入到驅(qū)動器電路241，其將RF輸入信號分路為兩個信號。每一個信號被輸入到驅(qū)動器247，驅(qū)動器247的輸出進(jìn)一步被分路為兩個信號。所述分路器工作以提供輸入信號到每個子放大器251。在一個實施例中，分路器包括變壓器245、255以及驅(qū)動器電路247。每個子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號。每個子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器253的相應(yīng)初級繞組。在次級繞組中生成輸出信號，并提供TX路徑電路的RF輸出。需要注意的是，每個繞組抽頭的阻抗適于約為12.5Ohm以產(chǎn)生所需的約50Ohm的RF輸出阻抗。在操作中，從子放大器的各個輸出的合成而生成所述RF輸出信號。每個子放大器貢獻(xiàn)所需的功率放大電路的總功率的一部分。通過所述合成多抽頭變壓器合成每個子放大器所生成的功率，以生成具有合成的總RF功率的RF輸出信號。在一個實施例中，分路器和合成變壓器都以CMOS制造，并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實施例中，所述變壓器使用其他的技術(shù)制造，例如GaAs、GaN等。所述變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細(xì)的描述集成多抽頭變壓器的多個例子。圖10示出了FEM電路的第六示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標(biāo)為260)包括驅(qū)動器電路262、功率分路器264、四個雙模子功率放大器266和功率合成器272。在操作中，RF輸入信號被輸入到驅(qū)動器電路。然后驅(qū)動器的輸出被分路并被饋送到每個子放大器。在本實施例中，子放大器的數(shù)量是4個，但根據(jù)具體的實現(xiàn)也可以使用任意數(shù)量。每個子放大器提供了總的所需增益的一部分。所述子放大器的輸出被合成以生成RF輸出信號。在一個實施例中，并行運行并組成功率放大器的一個或多個子功率放大器中的每個子放大器是相同的，包括獨立的高和低放大器。所述高放大器工作在相對大的退避(backoff)(例如12dB)，適合于處理大約5％時間內(nèi)可見的高峰值輸入振幅。在一個實施例中，所述高放大器被實現(xiàn)為C類非線性放大器，其具有適當(dāng)?shù)钠靡愿咝实胤糯蠓逯敌盘?。低放大器工作在較低的退避(例如6dB)，并適于處理大約95％時間內(nèi)可見的較低的平均輸入振幅。在一個實施例中，所述低放大器被實現(xiàn)為AB類線性放大器，其具有適當(dāng)?shù)钠靡愿呔€性度地放大平均信號。需要注意的是，在備選實施例中，每個子放大器可以包括兩個以上的放大器并且可以實現(xiàn)為使用AB類和C類之外的放大器，這取決于特定的應(yīng)用。需要注意的是，在每個子放大器中使用獨立的高和低放大器，這將使功率放大器和FEM電路符合現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)(例如802.11Wi-Fi(尤其是802.llac)、LTE、3G、4G等)的嚴(yán)格線性度和頻譜效率的要求，這些標(biāo)準(zhǔn)的信號具有較高的峰均比卻又提供相對較高的效率，導(dǎo)致電池消耗最小化。圖11更詳細(xì)的示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為280)代表功率放大電路266(圖10)的一個子放大器。在一個實施 例中，四個相同的子放大器被用于生成總的所需功率增益。雖然在備選實施例中，它們可能會不相同。所述電路280包括高電路路徑和低電路路徑。所述高路徑包括匹配電路282，286和高功率放大器285。所述低路徑包括匹配電路290，294和功率放大器292。功率合成器(例如，多抽頭變壓器)288合成高和低放大器的輸出，以生成一個子放大器的RF輸出。在高和低電路路徑的情況下，多抽頭合成變壓器包括用于組成所述功率放大器的每個子放大器(在此示例性實施例中是4個)的高和低子放大器輸出的抽頭。圖40示出了高和低電路路徑的AM2AM和AM2PM性能的曲線圖。軌跡530表示低電路響應(yīng)，軌跡534表示取決于輸出功率的高電路響應(yīng)。軌跡526表示合成響應(yīng)。同樣，軌跡532表示低電路響應(yīng)，軌跡536表示取決于輸出功率的高電路響應(yīng)。軌跡528表示合成響應(yīng)。圖12A詳細(xì)示出了子放大器電路的第一示例的示意圖。所述子放大器電路(總體上被標(biāo)為360)工作以放大施加到PAIN+和PAIN-端的差分RF輸入信號。所述電路包括晶體管電流調(diào)制拓?fù)湟苑糯笏鯮F輸入信號。將子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的RF輸出信號。子放大器的正側(cè)包括電容器362，368，377、電阻器372，374、晶體管364，370，378、低功率偏置電路376、高功率偏置電路366以及具有功率放大器初級繞組384(LPA)和次級繞組382的變壓器379。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器402，398，393、電阻器404，406、晶體管400，396，394、低功率偏置電路390、高功率偏置電路392以及具有功率放大器初級繞組386(LPA)和次級繞組388的變壓器380。在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負(fù)電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(370，364和396，400)中合成。圖12B更詳細(xì)的示出了到集成變壓器381的子放大器輸出連接。圖13A更詳細(xì)的示出了子放大器電路的第二示例的示意圖。所述子放大器電路(總體上被標(biāo)為300)工作以放大施加到PAIN+和PAIN-端的差分RF輸入信號。將子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的 RF輸出信號。所述子放大器的正側(cè)包括電容器302，317，319，322、電阻器304，329、晶體管318，320和308，324、低功率偏置電路326和高功率偏置電路328、以及具有低初級繞組312(LLO)，高初級繞組316(LHI)和次級繞組314(PAOUT+)的變壓器310。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器330，347，349，352、電阻器332，359、晶體管348，350和334，354、低功率偏置電路356和高功率偏置電路358、以及具有低初級繞組342(LLO)，高初級繞組346(LHI)和次級繞組344(PAOUT-)的變壓器340。在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負(fù)電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。在本實施例中，通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(312，316和342，346)中合成。圖13B更詳細(xì)的示出了到所述集成變壓器341的子放大器輸出連接。在一個實施例中，高和低初級繞組312，316(342，346)對應(yīng)于圖16中的高和低初級繞組502，504。次級繞組314(344)對應(yīng)于圖16中的次級繞組518。圖14更詳細(xì)的示出了子放大器電路的第三示例的示意圖。該子放大器電路與在圖13中所示的具有低和高功率晶體管路徑的電路是類似的。區(qū)別是增加了平行于低功率晶體管(LP)的第二高功率晶體管(HP1)。所述子放大器電路(總體上被標(biāo)為410)工作以放大施加到PAIN+和PAIN-端的差分輸入信號。將所述子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的RF輸出信號。所述子放大器的正側(cè)包括電容器412，416，440，419，433、電阻器415，419，443、晶體管418(LP)，414(HP1)，442(HP2)和420，434、低功率偏置電路417，高功率1偏置電路413和高功率2偏置電路441、以及具有低初級繞組422(LLO)，高初級繞組426(LHI)和次級繞組424(PAOUT+)的變壓器419。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器446，450，454，435，437、電阻器447，451，455、晶體管448(LP)，452(HP1)，444(HP2)和436，438、低功率偏置電路449，高功率1偏置電路453和高功率2偏置電路445、以及具 有低初級繞組432(LLO)，高初級繞組428(LHI)和次級繞組430(PAOUT-)的變壓器421。在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負(fù)電路的高功率1和高功率2晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。在本實施例中，子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(422，426和428，432)中被磁性地合成。在一個實施例中，高和低初級繞組422，426(432，428)對應(yīng)于圖16中的高和低初級繞組502，504。次級繞組424(430)對應(yīng)于圖16中的次級繞組518。本發(fā)明的FEM電路利用基于變壓器的功率合成技術(shù)以生成RF輸出信號?；谧儔浩鞯墓β屎铣傻氖褂迷黾恿薋EM的輸出功率能力。功率放大器被分割成多個子放大器(在本例中為4個)，并且提供功率的四分之一的每個子放大器串聯(lián)。取決于采用的特定技術(shù)，這可以最大限度地減少或消除任何晶體管應(yīng)力的問題。每個四分之一(即子放大器)被進(jìn)一步分為高和低功率部分。較之使用單個晶體管子放大器，這使效率最多增加40％。參考圖8和9，初級繞組被獨立子放大器PA1，PA2，PA3，PA4驅(qū)動，而次級繞組串聯(lián)連接。傳遞到負(fù)載的功率等于每個子放大器的所生成的輸出功率的總和。需要注意的是，一些功率可能消耗在耦合到變壓器的任何匹配網(wǎng)絡(luò)中。因此，功率合成器不僅有效地疊加了各子放大器的交流電壓，還實現(xiàn)了阻抗變換的功能。由于每個變壓器的次級繞組上承載有相同的電流，因此所述子放大器彼此耦合。因此，由每個子放大器看到的阻抗由其它的子放大器的輸出電壓和輸出阻抗決定。如果子放大器具有相同的輸出阻抗、生成相同的輸出電壓并且變壓器具有相同的匝數(shù)比，則每個子放大器看到的阻抗由每個變壓器的匝數(shù)比和平行級的數(shù)量(在本示例性實施例中是4)決定。圖15是示出了用于根據(jù)本發(fā)明的功率放大器的第一示例功率合成集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標(biāo)為460)包括以二維(2D)四方形排列的四個初級繞組，其中，繞組462耦合到子功率放大器1的輸出，繞組464耦合到子放大器2的輸出，繞組466耦合到子功率放大器3的輸出，繞組468耦合到子功率放大器4的輸出。次級繞組470纏繞在四個初級繞組周圍并被耦合到TX/RX 開關(guān)。需要注意的是，在本實施例中，磁場是圍繞對稱線461和463而對稱的。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。例如，初級和次級繞組可以在相同或不同的金屬層上實現(xiàn)。圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標(biāo)為500)包括四組八角形的初級繞組和一個四方形次級繞組。每一組并聯(lián)的初級繞組包括高回路和低回路，以適應(yīng)例如在圖12A、12B、13A、13B、14中所示的子放大器的高與低放大器。每一組初級繞組的內(nèi)繞組來自高放大器并且外繞組來自低放大器。中間繞組是次級繞組，其在初級繞組之間延伸。需要注意的是，分離高和低功率繞組具有的優(yōu)點是提供了更好地控制每個子放大器的相位失真的方法，從而提供功率放大器的總相位失真的改進(jìn)合成控制。此外，拉伸繞組的外(或內(nèi))繞組也用于補(bǔ)償PA子放大器之間的相位失真。使用本文中描述的多種技術(shù)可以使FEM達(dá)到最大的效率和最低的EVM。具體地說，集成的變壓器包括繞組502，504，506，508，510，512，514，516和次級繞組518，其中，繞組504被耦合到子放大器1的低差分輸出，繞組502耦合到子放大器1的高差分輸出；繞組508耦合到子放大器2的低差分輸出，繞組506耦合到子放大器2的高差分輸出；繞組512耦合到子放大器3的低差分輸出，繞組510耦合到子放大器3的高差分輸出；繞組516耦合到子放大器4的低差分輸出，繞組514耦合到子放大器4的高差分輸出。需要注意的是，每個變壓器的外初級繞組耦合到子放大器的低輸出而不是內(nèi)繞組，這是因為外繞組更長且電感更大。長度較短的內(nèi)繞組耦合到每個子放大器的高功率輸出。次級繞組518纏繞在四對‘+’和‘-’的初級繞組之間，并且耦合到TX/RX開關(guān)。在‘+’和‘-’初級繞組之間延伸次級繞組可以改進(jìn)兩者之間的磁耦合。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。圖17示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖。所 述變壓器(總體上被標(biāo)為570)包括四組八角形的初級繞組和一個四方形次級繞組。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一組分別與一個差分放大器相關(guān)聯(lián)。每組繞組包括平行初級繞組572，574和次級繞組576。所述平行初級繞組耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。平行初級繞組能夠使得變壓器處理更高的電流。次級繞組576通過連接器579纏繞在四個平行的初級繞組之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到的TX/RX開關(guān)。在平行的初級繞組之間延伸次級繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。圖18示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標(biāo)為560)包括四組八角形的初級繞組和一個次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一組分別與一個差分放大器相關(guān)聯(lián)。每組繞組包括平行初級繞組562，564和次級繞組566。平行的初級繞組耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。次級繞組566通過連接器568纏繞在四個平行的初級繞組之間以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。在平行的初級繞組之間延伸次級繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。在圖19A的電路中，每個變壓器的中心抽頭588被連接到VDD。除了圖19A中的變壓器的中心抽頭588，平行的初級繞組582，584和次級繞組586的工作類似于圖18中的集成變壓器。圖19A示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖。所述集成變壓器(總體上被標(biāo)為571)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個差分子放大器相關(guān)聯(lián)。每一組繞組包括一對平行的初級繞組581，583和次級繞組585。每一組中的平行的初級繞組耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一個的子放大器的高和低電路輸出。在每組繞組中，內(nèi)電感器回路被用于低功率子放大器并且外電感器回路用于高功率子放大器，例如，在圖12A、12B、13A、13B中所示的兩個級聯(lián)放大器。每個變壓器的中心抽頭587被連接到VDD。次級繞組通過連接器被放置在四組平行的初級繞組之間，以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。在平行的初級繞組之間放置次級繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。圖19C示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖。所述集成變壓器(總體上被標(biāo)為491)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個差分子放大器相關(guān)聯(lián)。每一組繞組包括一對平行的初級繞組501，503和次級繞組505。每一組中的平行的初級繞組耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一個的子放大器的高和低電路輸出。每個變壓器的中心抽頭507連接到VDD。需要注意到是，用于PA1和PA4的繞組長于(即拉伸)PA2和PA3的繞組。這用于補(bǔ)償PA子放大器中產(chǎn)生的相位失配。次級繞組通過連接器被放置在四組平行的初級繞組之間，以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。在平行的初級繞組之間放置次級繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的 是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。此配置以及這里所描述的任何集成變壓器的配置可用于上文所述的任何子放大器的配置，即圖12A、12B、13A、13B和14的電路。圖20示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標(biāo)為590)包括分路器594，四個子放大器604以及合成器606。所述分路器包括一個初級繞組600和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組596，598。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。為了盡量減少并補(bǔ)償外部兩個PA1、PA4變壓器和內(nèi)部兩個PA2、PA3變壓器之間的差所造成的、分路器中的各變壓器之間的任何相位失配，差分輸出在PA1和PA2繞組之間和PA3和PA4繞組之間交叉。所述合成器包括四組八角形的初級繞組610，608和一個次級繞組611，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關(guān)聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器592，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級繞組600纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中相應(yīng)的變壓器。次級繞組611纏繞在四組平行的初級繞組610，608之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。所述分路器和合成器中的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。在克服變壓器的任何相位失配的一種替代技術(shù)中，調(diào)諧電容器被添加到合成器中的每個初級繞組。但是，所述電容器可能是有損的，從而降低功率放大器的功率增益。這樣的電路如圖21所示。電容器的使用可以使變壓器實現(xiàn)更好的跨變壓器繞組的相位補(bǔ)償。它還降低了寄生損耗并且導(dǎo)致較低的相位和放大誤差。所述變壓器(總體上被標(biāo)為620)包括分路器624、四個子放大器634和合成器636。所述分路器包括一個初級繞組630和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組626、628。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。所述合成器包括四組八角形的初級繞組638，640、一個次級繞組642和電容器646，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關(guān)聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器622，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級繞組630纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)變壓器。次級繞組642纏繞在四組平行的初級繞組638、640之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。在克服變壓器的任何相位失配的另一種替代技術(shù)中，使得所述合成器的兩個內(nèi)部變壓器的初級繞組(即，PA2和PA3繞組)長于兩個外部變壓器的繞組(即，PA1和PA4繞組)。這有效地將兩個內(nèi)部初級繞組的電感增加到值L+ΔL，其中L表示兩個外部初級繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。這 樣的電路如圖22所示。需要注意的是，電感增加約20％(即，每側(cè)10％)的量ΔL，對于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當(dāng)用于圖20中的電路的電容C646變化±20％，PVT的電感L的變化大致為±8％。所述變壓器(總體上被標(biāo)為650)包括分路器654、四個子放大器662和一個合成器663。所述分路器包括一個初級繞組657和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組656、658。這增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。所述合成器包括四組八角形的初級繞組(664，666)和(674，672)和一個次級繞組668，676，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對應(yīng)于PA2和PA3的兩組內(nèi)部繞組有較長的繞組，導(dǎo)致更大的電感L+ΔL。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了所述變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關(guān)聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器652，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級繞組657纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)變壓器。次級繞組668、676纏繞在四組平行的初級繞組(664，666)和(674，672)之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。圖23示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖。在該替代實施例中，為了克服變壓器的相位失配，使得合成器的兩個內(nèi)部變壓器的初級繞組(即PA2和PA3繞組)長于兩個外部變壓器的初級繞組(即PA1和 PA4繞組)。這有效地將兩個內(nèi)部初級繞組的電感增加到值L+ΔL，其中L表示兩個外部初級繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。需要注意到是，電感增加約20％(即每側(cè)10％)的量ΔL，對于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當(dāng)用于圖20中的電路的電容C646變化±20％，PVT的電感L的變化大致為±8％。所述變壓器(總體上被標(biāo)為680)包括分路器690、四個子放大器688和合成器692。該分路器包括一個初級繞組686和四組矩形次級繞組684，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。所述合成器包括四組矩形的初級繞組694和一個次級繞組696，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對應(yīng)于PA2和PA3的兩組內(nèi)部繞組有較長的繞組，導(dǎo)致更大的電感L+ΔL。具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關(guān)聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器682，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級繞組686環(huán)繞四組次級繞組，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)的變壓器。次級繞組696環(huán)繞四組初級繞組694以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關(guān)。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實施變壓器繞組的替代配置。在電池操作的無線系統(tǒng)(如移動電話)中，RF功率放大器(PA)通常是最顯著的功率消耗組件。為了最小化功耗，系統(tǒng)級的電源管理方案被設(shè)計為在很寬的輸出功率范圍內(nèi)操作RFPA。當(dāng)電源電壓固定，在低功率水平的RFPA的效率是非常低的，對平均功耗和電池壽命產(chǎn)生不利影響。為了在寬功率范圍上改善RFPA的總體效率，實施電源電壓的動態(tài)控制。功率放大器效率(PAE)是現(xiàn)代無線系統(tǒng)的RF設(shè)計中的關(guān)鍵因素。例如，在蜂窩基站中，功率消耗每年花費運營商數(shù)百萬美元。在智能手機(jī)中，由于電池 壽命下降和手機(jī)變熱，正在更加關(guān)注PA的效率。此低效率是由于大多數(shù)最新的更高速度的3G和4G技術(shù)使用了諸如在正交頻分復(fù)用(OFDM)上的正交幅度調(diào)制(QAM)的WCDMA和長期演進(jìn)(LTE)之類的調(diào)制方法。所有這些技術(shù)需要本質(zhì)上效率較低的線性PA。典型的線性RFPA工作在A類或AB類來實現(xiàn)其線性度。最大理論效率為50％，但在實踐中，最高的效率在30％到35％的范圍內(nèi)。當(dāng)放大器處于壓縮或在壓縮點附近運行時，最佳地實現(xiàn)這種效率。當(dāng)輸入信號處于或接近其峰值時發(fā)生壓縮。最新的調(diào)制方法中，峰均功率比(PAPR)很高。于是對于多數(shù)傳輸，PA工作在遠(yuǎn)低于壓縮點之下，從而提供優(yōu)秀的線性度，而效率平均為20％或更少。這會導(dǎo)致作為熱量耗散的功率增加，由PA汲取的過量電流會導(dǎo)致電池壽命縮短。本發(fā)明利用包絡(luò)跟蹤解決了這個問題，它以動態(tài)跟蹤RF信號的幅度或包絡(luò)的快速變化的DC電源取代了用于PA的傳統(tǒng)固定DC電源。包絡(luò)跟蹤(ET)和包絡(luò)消除與恢復(fù)(EER)是兩種用來實現(xiàn)高效的線性RF功率放大器的技術(shù)。如圖24和圖25所示，在這兩種技術(shù)中，高效調(diào)制后的電源將可變電壓提供給RF功率放大器。圖24示出了包含包絡(luò)跟蹤的FEM電路的第七示例TX路徑部分的框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為760)包括輸入耦合器762、包絡(luò)檢測器764、調(diào)制電源766和線性RF功率放大器768。在操作中，通過包絡(luò)檢測器生成所述RF輸入信號的包絡(luò)并將其輸入到調(diào)制后的電源，調(diào)制后的電源生成與RF輸入信號的包絡(luò)一致的DC電壓輸出VOUT。該電壓輸出用作線性RFPA的電源電壓。需要注意的是，因為功率放大器基于線性拓?fù)?即ET)，DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出電壓可以直接連接到PA電源電壓，所以功率緩沖器是可選的。圖25示出了包括包絡(luò)消除和恢復(fù)的FEM電路的第八示例TX路徑部分的框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為770)包括輸入耦合器772、包絡(luò)檢測器774、調(diào)制后的電源776、限制器778和非線性RF功率放大器779。在操作中，包絡(luò)檢測器生成RF輸入信號的包絡(luò)并將其輸入到調(diào)制后的電源，調(diào)制后的電源生成與RF輸入信號的包絡(luò)一致的DC電壓輸出VOUT。所述限制器生成相位參考信號，相位參考信號被輸入到非線性PA。所述電壓輸出VOUT作為非線性RFPA的電源 電壓。需要注意的是，因為所述PA基于非線性的拓?fù)?即EER)，所以在此電路中使用功率緩沖器不是可選的。將在下面描述使用具有非?？斓妮敵鲭妷恨D(zhuǎn)變的DC-DC轉(zhuǎn)換器以實現(xiàn)高效率的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)的技術(shù)。圖26A示出了實現(xiàn)通過電源的閉環(huán)RF功率控制的系統(tǒng)框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為950)包括RF功率放大器956、輸出功率檢測器958、功率控制器塊952和DC-DC轉(zhuǎn)換器954。輸出RF功率通過檢測器958被讀出，并且與功率控制命令信號相比較。響應(yīng)于讀出的RF功率和命令功率之間的誤差，所述DC-DC轉(zhuǎn)換器954的微調(diào)控制調(diào)整輸出電壓(VOUT)。在穩(wěn)態(tài)下，測量的輸出功率理想地等于功率控制命令。在此系統(tǒng)中，相對于其中用于RFPA的電源電壓是恒定的更傳統(tǒng)的實現(xiàn)，整體效率改善取決于DC-DC轉(zhuǎn)換器，其能夠在很寬的輸出電壓范圍上以及輸出功率水平上保持非常高的效率。在實施用于RFPA的傳統(tǒng)DC-DC轉(zhuǎn)換器中所面臨的挑戰(zhàn)是需要提供非常快的輸出電壓轉(zhuǎn)變以響應(yīng)RFPA輸出功率的變化。下面將描述的是一種新的方法，用于在所述DC-DC轉(zhuǎn)換器中提供非?？焖俚妮敵鲭妷恨D(zhuǎn)變。圖26B示出了示例同步DC-DC轉(zhuǎn)換器的高級系統(tǒng)框圖(降壓(buck)拓?fù)鋬H作說明用途，但可使用升壓、正激(forward)和任何其他DC-DC轉(zhuǎn)換器配置)。所述電路(總體上被標(biāo)為720)包括輸入電壓Vin722、開關(guān)724，726、開關(guān)驅(qū)動器736、電感器L0728、電容器C0730、電阻器R1、脈沖寬度調(diào)制(PWM)生成器734和誤差放大器732。在操作中，使用降壓轉(zhuǎn)換器從較高的DC輸入電壓(Vin)生成較低的輸出電壓(VOUT)。如果在開關(guān)(高側(cè)和低側(cè)FET)和電感器中的損失均被忽略，則占空比或?qū)〞r間占轉(zhuǎn)換器的總時間的比值可以表示為如圖26B所示，占空比是由誤差放大器(Verr)和PWM斜坡電壓(Vosc)的輸出所確定的。在這個和其他實施例中Vosc信號可以包括正弦、三角、鋸齒或任何其它合適的信號。所述導(dǎo)通時間開始于PWM斜坡電壓的下降沿，當(dāng)斜坡電壓等于誤差放大器的輸出電壓時停止。所述誤差放大器的輸出(Verr)又被設(shè) 置為使輸出電壓(VOUT)的反饋部分等于內(nèi)部參考電壓(Vref)。此閉環(huán)反饋系統(tǒng)使輸出電壓控制在所需的水平。通常地，圖26B所示的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)(R1和R2)被用于將一部分輸出電壓反饋到誤差放大器的反相端。將此電壓與Vref進(jìn)行比較，并且在穩(wěn)態(tài)調(diào)節(jié)期間，誤差放大器的輸出將不會低于保持反饋電壓等于Vref所需的電壓。因此，輸出電壓可表示為：可從方程(2)看出，通過改變參考電壓(Vref)，可以改變輸出電壓(VOUT)。為了在DC-DC轉(zhuǎn)換器中提供非?？斓妮敵鲭妷恨D(zhuǎn)變，下面將描述本發(fā)明所提供的一種新穎的方法。圖27示出了包括示例快速輸出電壓轉(zhuǎn)變電路的同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的高級框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為740)包括輸入電壓源Vin742、開關(guān)744，746、開關(guān)驅(qū)動器759、輸出電感器L0748、輸出電容器C0749、微調(diào)單元750、微調(diào)控制塊754、電阻器R1，R2、誤差放大器756和PWM生成器758。所述微調(diào)單元包括微調(diào)緩沖器752、電容器Ctrim和開關(guān)S1，S2。在操作中，在穩(wěn)態(tài)模式下，開關(guān)S1接通并且開關(guān)S2關(guān)斷。電容器Ctrim通過微調(diào)緩沖器被充電到Vtrim。在這種模式下，轉(zhuǎn)換器如圖26B中的DC-DC轉(zhuǎn)換器那樣工作并且其輸出電壓值可使用等式(2)計算。輸出電容器(C0)被充電至輸出電壓(VOUT)。一旦微調(diào)控制命令被施加為上調(diào)命令(即輸出電壓增加)，則開關(guān)S1關(guān)斷并且開關(guān)S2接通，從而將所述微調(diào)電容器(Ctrim)串聯(lián)到輸出電容器(C0)。這兩個電容器上的電壓被定義為：VOUT+Vtrim,這樣輸出電壓(VOUT)非常迅速地增加(幾乎是瞬間)到由下式給出的新的值：Vout_trim_up＝Vout+Vtrim(3)為了將DC-DC轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓(Vref)增大由下式給出的增量電壓從輸出電壓(VOUT)到新的電壓(Vout_trim_up)的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非常快，這是因為不需要對輸出電容器(C0)和微調(diào)電容器(Ctrim)充電。在施加下調(diào)控制命令(即輸出電壓下降)之前，DC-DC轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)應(yīng)當(dāng) 如下。當(dāng)所述微調(diào)電容器(Ctrim)被串聯(lián)到輸出電容器(C0)且通過微調(diào)緩沖器被充電至Vtrim電壓時，開關(guān)S1是關(guān)斷的而開關(guān)S2是接通的。在這種模式下，轉(zhuǎn)換器如圖25中的傳統(tǒng)DC-DC轉(zhuǎn)換器那樣工作，并且其輸出電壓值可使用等式(2)計算。在施加下調(diào)控制命令之后，開關(guān)S1接通而開關(guān)S2關(guān)斷，從而將微調(diào)電容器(Ctrim)從輸出電容器(C0)斷開連接。輸出電容器(C0)上的電壓等于VOUT-Vtrim，從而輸出電壓(VOUT)快速地下降(幾乎是瞬間)為如下定義的新值：Vout_trim_down＝Vout-Vtrim(5)為了將DC-DC轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓必須下降由下式給出的增量電壓從輸出電壓(VOUT)到新的電壓(Vout_trim_down)的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非?？欤@是因為不需要對輸出電容器(C0)充電。利用同步DC-DC降壓拓?fù)涫褂靡韵聟?shù)來仿真所提出的轉(zhuǎn)換器電路：C0＝Ctrim＝22μF；L0＝6.8μH；Fsw＝1.15MHz；VOUT＝1.2V以及用于上調(diào)的Vtrimup＝1.2V；VOUT＝2.4V以及用于下調(diào)的Vtrimdown＝1.4V；Iload＝500mA；Vin＝3V。仿真結(jié)果顯示在圖28、29和30中。圖28示出了用于同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的模擬輸出電壓波形。圖29示出了放大的上調(diào)輸出波形，而圖30示出了放大的下調(diào)波形。值得注意的是，仿真結(jié)果表明在輸出電壓的上升和下降期間存在非?？?少于0.1μSec)的電壓轉(zhuǎn)變。將這些結(jié)果與常規(guī)DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的使用下面公式計算出的理論上升和下降時間進(jìn)行比較：其中Dm＝(D1+D2)/2并且|ΔD|＝D2-D1。D1是初始穩(wěn)態(tài)占空比，而D2是最終穩(wěn)態(tài)占空比。使用用于上述仿真結(jié)果的相同參數(shù)，其中用于上調(diào)的D1＝0.4，D2＝0.8以及 用于下調(diào)的D1＝0.8，D2＝0.333，我們得到下面的計算結(jié)果：trise＝20.4μSectfall＝21.5μSec圖31示出了利用具有上文所述的快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的DC-DC轉(zhuǎn)換器的示例高效包絡(luò)跟蹤方法和系統(tǒng)的高級框圖。所述系統(tǒng)(總體上被標(biāo)為780)包括包絡(luò)檢測器782、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)784、具有上文所述的快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的DC-DC轉(zhuǎn)換器786、可編程延遲788以及RF功率放大器(緩沖器)789。需要注意的是，功率緩沖器是可選的，因為DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出電壓可以直接連接到PA的電源電壓。在操作中，包絡(luò)檢測器782的RF包絡(luò)信號(包絡(luò)輸入)輸出被同時施加到A/D轉(zhuǎn)換器以及PA功率緩沖器(通過延遲788)。所述A/D轉(zhuǎn)換器工作以將模擬RF包絡(luò)信號量化為數(shù)字信號，所述數(shù)字信號然后作為數(shù)字微調(diào)控制總線被施加到所述具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的DC-DC轉(zhuǎn)換器。在一個實施例中，微調(diào)控制總線的一個屬性是在一個時刻只有一個位為高(即邏輯“1”)，而其他位是低值(即邏輯“0”)。數(shù)字微調(diào)控制總線的內(nèi)容用于改變所述DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓(DC-DCVOUT)。該輸出電壓跟蹤RF包絡(luò)信號并提供了可變的電源電壓到PA功率放大器(緩沖器)。所述DC-DCVOUT和RF包絡(luò)信號一起變化，大大增加了PA功率緩沖器效率和系統(tǒng)整體效率。所述可編程延遲用于補(bǔ)償包絡(luò)檢測器和RF信號路徑之間的延遲。在一個備選實施例中，另一個子系統(tǒng)或諸如基帶子系統(tǒng)的元件可隨包絡(luò)信號一起提供數(shù)字形式的相位信息。在這種情況下，所述A/D轉(zhuǎn)換器模塊不是必要的并且數(shù)字包絡(luò)信號可以被微調(diào)控制電路使用而無需A/D轉(zhuǎn)換器，從而減少了元件和成本。所述DC-DC轉(zhuǎn)換器包括如圖27中所示并在上文所述的DC-DC轉(zhuǎn)換器。為了配置用于本發(fā)明的RF包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)的、具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的DC-DC轉(zhuǎn)換器，所述轉(zhuǎn)換器被實現(xiàn)為具有許多離散輸出電壓的DC-DC轉(zhuǎn)換器。為了實現(xiàn)這一目標(biāo)，增加n個微調(diào)單元，其中n是微調(diào)控制命令總線的位數(shù)。此外，微調(diào)控制模塊生成n個Vtrim電壓(其中n是微調(diào)控制命令總線的位數(shù))以及可變的 Vref電壓。圖32示出了本發(fā)明的包含多個微調(diào)單元的示例DC-DC轉(zhuǎn)換器的框圖。所述轉(zhuǎn)換器(總體上被標(biāo)為790)包括電壓源Vin、開關(guān)792，794、輸出電感器L0、輸出電容器C0、開關(guān)驅(qū)動器793、微調(diào)電路796、電阻器R1，R2、誤差放大器806和PWM生成器808。所述微調(diào)電路796包括多個微調(diào)單元798、開關(guān)S1、微調(diào)控制模塊802和或非門804。每個微調(diào)單元798包括微調(diào)緩沖器800、微調(diào)電容器Ctrim和開關(guān)S2。當(dāng)所有微調(diào)控制總線信號具有“0”值時，門804的輸出使開關(guān)S1接通并且n個微調(diào)單元中的所有S2開關(guān)都關(guān)斷。每個微調(diào)單元中的Ctrim電容器通過其各自的微調(diào)緩沖器被充電至合適的Vtrim。在這種模式下，所述轉(zhuǎn)換器如傳統(tǒng)的DC-DC轉(zhuǎn)換器那樣工作并且可以使用以下的公式(8)計算其輸出電壓值。輸出電容器(C0)被充電至初始輸出電壓(Vout_init)。例如，如果微調(diào)控制總線的“0”位變?yōu)楦唠娖綍r(即“1”值)，則開關(guān)S1關(guān)斷并且開關(guān)S2接通，從而將微調(diào)單元‘0’的微調(diào)電容器(Ctrim)串聯(lián)至輸出電容器(C0)。這兩個電容器上的電壓被定義為Vout_init+Vtrim<0>，使得輸出電壓(Vout)非常迅速地(幾乎是瞬間)增加為新的值：Vout_trim<0>＝Vout_init+Vtrim<0>(9)為了將DC-DC轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓(Vref)增大使用下式而確定的增量電壓：從輸出電壓(Vout_init)到新的電壓(即Vout_trim<l>時)的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非?？?，這是因為無需對微調(diào)單元‘1’中的輸出電容器(C0)和微調(diào)電容器(Ctrim)充電?？梢钥闯?，通過改變所述微調(diào)控制總線的數(shù)值，可以改變所述DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，如下：其中ai為n位微調(diào)控制總線的第i位的數(shù)值。應(yīng)當(dāng)注意的是，本發(fā)明的包絡(luò)跟蹤方法和系統(tǒng)的優(yōu)點是：所述DC-DC轉(zhuǎn)換器能夠使用轉(zhuǎn)換器的低開關(guān)頻率跟蹤具有相對高帶寬的輸入包絡(luò)信號，因此保持了其高效率。還應(yīng)當(dāng)注意的是，具有足夠的電源抑制的完美線性PA，在其電源電壓轉(zhuǎn)變期間，其線性度將最低限度地受影響。因此，在大多數(shù)情況下，沒有使用平滑電路的必要。然而，在現(xiàn)實中，由于PA的電源電壓的快速轉(zhuǎn)變，所述PA的線性度受到影響，特別是要求低EVM(即高線性度)的情況下。因此，優(yōu)選在電路中使用平滑電路模塊，例如功率緩沖器。如果我們考慮非線性PA(諸如在包絡(luò)消除與恢復(fù)或基于極(polar)發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)中)，其中所有的振幅信息在PA電源上，此功率緩沖器是必要的。這種“功率緩沖器”可包含增益等于1的緩沖器，其中其輸入是包絡(luò)信號并且其電源是來自所述DC-DC轉(zhuǎn)換器的階梯狀的、不平滑的輸出。其平滑后的輸出電壓被用于PA的電源。使用DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲械娜缦聟?shù)來仿真本發(fā)明的跟蹤電路：快速型A/D轉(zhuǎn)換器；微調(diào)控制總線＝7位；C0＝Ctrim<0:6>＝22μF；L0＝6.8μH；FSW＝1.15MHz；Vout_init＝0.8V，Vin＝3V；Vtrim<0>＝150mV；Vtrim<1>＝300mV；Vtrim<2>＝450mV；Vtrim<3>＝600mV；Vtrim<4>＝750mV；Vtrim<5>＝900mV；Vtrim<6>＝1050mV；RF包絡(luò)輸入包括頻率為10MHz的正弦波形。圖33示出了用于RF輸入的DC-DC轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖，其中軌跡810表示PA功率緩沖器電源電壓，軌跡812表示PA功率緩沖器輸出電壓。圖34更詳細(xì)地示出了用于RF輸入的DC-DC轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖，其中軌跡814表示PA功率緩沖器電源電壓并且軌跡816表示PA功率緩沖器的輸出電壓。圖33和34的仿真圖顯示出DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出電壓對RF包絡(luò)信號的非常好的跟蹤。圖35示出了第一示例TX/RX開關(guān)的示意圖。所述開關(guān)電路(總體上被標(biāo)為480)包括耦合到電阻器R482的TX輸入端口、耦合到RX輸出端口的電感器L484、天線端口、電容器C486、晶體管Q488、低通濾波器490和控制邏輯電路498。每個低通濾波器包括電阻器492，496和耦合到地的電容器494，并且它們 以“T”型配置連接。在操作中，通過使晶體管Q關(guān)斷，所述TX/RX開關(guān)被置于接收模式下。在這種模式下，信號路徑是從天線通過電感器L到LNA電路。在一個實施例中，所述電感器可包括為1.4nH的電感。另外，電感器可以被實現(xiàn)為連接到虛設(shè)焊盤的具有合適的厚度(例如、0.7mil)和長度的接合線。為了將TX/RX開關(guān)置于發(fā)送模式下，使晶體管Q導(dǎo)通。在這種模式下，電容器C和電感器L組合成并聯(lián)諧振電路，從而對發(fā)射機(jī)的輸出呈現(xiàn)高阻抗，同時表現(xiàn)出小于0.5dB的低插入損耗。來自發(fā)射機(jī)的功率通過電阻器R傳輸?shù)教炀€。在一個實施例中，開關(guān)利用標(biāo)準(zhǔn)CMOS技術(shù)實現(xiàn)。在另一個實施例中，使用PIN二極管與用于偏置和匹配網(wǎng)絡(luò)的適當(dāng)?shù)耐鈬黄饘崿F(xiàn)開關(guān)。在一個備選實施例中，使用基于砷化鎵(GaAs)的開關(guān)來實現(xiàn)RF開關(guān)?；谏榛壍拈_關(guān)提供良好的線性度和隔離，以及低導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電容。然而，砷化鎵的缺點包括：(1)由于它們的N-溝道耗盡模式配置，要求負(fù)的柵極電壓來關(guān)斷；(2)驅(qū)動GaAs開關(guān)通常需要額外的接口元件；以及(3)難于在同一芯片上集成諸如邏輯控制和存儲器之類的其他功能。在一個實施例中，RF開關(guān)完全以CMOS來實現(xiàn)并且呈現(xiàn)出高功率、低電流和高隔離，同時能夠與邏輯控制電路和其他基于數(shù)字電路的功能集成。這樣的RF開關(guān)可被納入到無線設(shè)備，如移動電話、無繩電話等，其將在下文中更詳細(xì)的描述?？紤]諸如包括底座和一個或多個手持臺的無繩電話之類的無線設(shè)備。所述手持臺通常包括具有最近的制造商趨勢的單天線以在手持臺內(nèi)實現(xiàn)天線分集。由于手持臺相對小的物理尺寸，常規(guī)的空間分集是不實際的。因此，無繩電話制造商在手持臺內(nèi)實現(xiàn)極化分集，其中一個天線是垂直極化，而第二個天線是水平極化。在基座中的分集天線的大約10dB的統(tǒng)計改進(jìn)之上，這可以將鏈路性能最高改進(jìn)6dB。在手持臺(HS)中天線分集的情況下，本發(fā)明的集成CMOSDPDT開關(guān)具有額外的優(yōu)勢，包括：要求較少的PCB面積，這在HS設(shè)計中是至關(guān)重要的；易于集成；以及低BOM?；究梢园ㄒ粋€或兩個天線，它們以相對于彼此的空間角度放置。在每個時間點實現(xiàn)空間分集，例如，直射波和反射波建立相長干 涉而不是相消干涉的天線。邏輯控制電路498用于生成晶體管Q的漏極、源極和柵極端子的偏置電壓。偏置信號通過低通濾波器網(wǎng)絡(luò)490被施加到晶體管Q的漏極、源極和柵極。LPF電路490的功能是抑制從漏極、源極和柵極到邏輯控制電路498的RF泄露。需要注意的是，如本領(lǐng)域公知的，可以使用其他RC型濾波器網(wǎng)絡(luò)而不偏離本發(fā)明的范圍。需要注意的是，使用RC濾波器網(wǎng)絡(luò)避免了RF扼流圈的需要，而當(dāng)將開關(guān)實現(xiàn)在CMOS電路中時需要RF扼流圈(choke)。備選地，可以在芯片外部使用RF扼流圈或?qū)⑵浼稍谛酒?。在一個實施例中，為了使開關(guān)工作在相對較高的TX功率電平(例如>25dBm)以及高VSWR，使用深N阱CMOS工藝來構(gòu)建N溝道FET488。在一個實施例中，為了使晶體管Q導(dǎo)通，相對高的電壓(例如3.6V)被施加到柵極，而漏極和源極端被連接到地。因此，VGS為3.6V的晶體管正向偏置。為了使晶體管Q關(guān)斷，高電壓(例如3.6V)被施加到漏極和源極，而柵極連接到地。因此，VGS為-3.6V的晶體管反向偏置。需要注意的是，反向偏置晶體管以使其關(guān)斷，而不是將柵極、漏極和源極連接到地(或僅僅控制柵極端和保持漏極和源極偏置恒定)將使得RF開關(guān)實現(xiàn)顯著較高的隔離(大約為17分貝)。所述源極、漏極和柵極端上的低通濾波器網(wǎng)絡(luò)490也可以用于提供端接，從而使天線相對于地具有恒定阻抗。LPF的主要目的是抑制從漏極、柵極和源極到邏輯控制電路的射頻泄漏，從而防止邏輯控制電路中的RF信號損耗。這是通過配置開關(guān)電路來實現(xiàn)的，從而NMOS晶體管的阻抗僅由NMOS晶體管本身的物理參數(shù)(例如RDS-ON、CDS-OFF、CG、CD、CS)確定并與邏輯控制電路無關(guān)。應(yīng)當(dāng)理解，所述邏輯控制電路只是示范性的，可使用用其他元件使得晶體管Q工作，從而根據(jù)特定的應(yīng)用以正確的時序和同步導(dǎo)通和關(guān)斷。所述晶體管Q和所有相關(guān)元件可以放置在芯片上，從而降低成本。還應(yīng)當(dāng)理解的是，用于低通濾波器的RC網(wǎng)絡(luò)和與晶體管Q相關(guān)聯(lián)的其它元件是一個例子，可以使用其他的執(zhí)行類似功能的電路，這是電子領(lǐng)域中公知的。所述邏輯控制電路控制晶體管Q的柵極、漏極和源極。相比現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)，CMOS技術(shù)的配置和使用提供了以微安計的低電流消耗，以及高隔離度和 靈活性。需要注意的是，所公開的RF開關(guān)也可用在一個或多個天線可用的環(huán)境中，例如在具有或沒有天線分集、以及具有或沒有MIMO功能的手持臺中。所述RF開關(guān)并不限于用于任何類型的設(shè)備，并可用于任何要求多個開關(guān)的環(huán)境中，諸如無線局域網(wǎng)接入點(WLANAP)、蜂窩電話、無繩電話、通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)等。在一個備選實施例中，所述RF開關(guān)配置可加以擴(kuò)展以包括額外的晶體管和控制電路以用于在額外的端口之間切換，例如，額外的天線、TX和RX端口?？梢允褂瞄_關(guān)矩陣，例如N×M矩陣元件，其中每個元件都被實現(xiàn)為單個NMOS晶體管、L系列并聯(lián)組合或一個T或PI組合。任意這些組合可以實現(xiàn)為互補(bǔ)的開關(guān)，包括NMOS和PMOS。應(yīng)當(dāng)理解，可以設(shè)計各種修改和變化。例如，可以使用不同的外圍元件和控制電路。如上文所述，SPDT開關(guān)包括三個外部端子(即管腳或端口)：天線、TX和RX。在一個實施例中，對于每個端子(管腳)，都具有一個或多個并聯(lián)和/或串聯(lián)的鍵合線，其將外部管腳連接到管芯上的內(nèi)部SPDT端(即鍵合焊盤)。在一個實施例中，鍵合線的直徑測量為標(biāo)稱0.7mil并且由銅或金制成。該鍵合線不僅用于將半導(dǎo)體管芯上的內(nèi)部電路連接到設(shè)備封裝的外部管腳，也用于調(diào)諧或抵消晶體管的電容。每個管腳的一個或多個鍵合線表現(xiàn)出相對高的Q因子，這有助于連接的較低插入損耗。特定的管芯位置和使用的并行鍵合線的數(shù)量適于調(diào)諧NMOS開關(guān)輸入電容，從而簡化了外部匹配網(wǎng)絡(luò)，并對于天線實現(xiàn)更低的插入損耗。這將在下文中更詳細(xì)的描述。具體地說，將外部TX管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一個或多個鍵合線可操作以調(diào)諧NMOS晶體管Q的漏極電容。將外部天線管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一個或多個鍵合線可操作以調(diào)諧NMOS晶體管Q的源極電容。將外部RX管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一個或多個鍵合線可操作來調(diào)諧NMOS晶體管Q的漏極電容。所述鍵合線與基于外部PCB的分路電容器的組合形成在TX、RX和天線以及開關(guān)晶體管Q之間設(shè)置的匹配網(wǎng)絡(luò)。在每個結(jié)點，電路看到兩倍漏極電容或兩倍源極電容。由于NMOS器件的 相對大的面積(例如約1毫米寬)，所以此電容大約在0.5到1.5pF。為了調(diào)諧在此輸入端口看到的電容，由(一個或多個并聯(lián)和/或串聯(lián))鍵合線表現(xiàn)出的電感與PCB銅線的組合適于產(chǎn)生共振并在所需頻率范圍內(nèi)形成調(diào)諧電路。在PCB上的片外外部并聯(lián)電容器用于與鍵合線的電感相結(jié)合，以對TX、RX以及天線端口呈現(xiàn)一個匹配的50Ohm的阻抗。需要注意的是，鍵合線通常是具有直徑為0.7到1mil的封裝(例如方形、扁平、無引線或QFN)的一部分，并且由黃金、銅或鋁制構(gòu)造。圖36示出了第二示例TX/RX開關(guān)的示意圖。所述開關(guān)包括集成的TX和RX巴倫以及共同的TX/RX單端天線端口。高通濾波器和分路NMOS開關(guān)Q1的組合可以實現(xiàn)相對高的TX/RX隔離度和低的芯片面積。所述開關(guān)(總體上被標(biāo)為820)包括用于將來自功率放大器的差分輸入耦合到天線的發(fā)送部分以及用于將在天線上接收到的信號耦合到低噪聲放大器(LNA)電路的差分輸出的接收部分。所述發(fā)送部分包括電容器851、853、873、878、892、894，電感器880、882、874、876，包括變壓器繞組868、870、872的TX巴倫828，晶體管884、886、888、890和電阻器891、893、896、898。所述接收部分包括電容器C1、836、838、842、848、854、856、850、852，、電感器862、864、844、846，包括變壓器繞組830、832、834的RX巴倫826，晶體管Q1、866、860、840、858和電阻器822、824、823。所述開關(guān)的操作包括將適當(dāng)?shù)目刂菩盘柺┘拥絉X控制輸入和TX控制輸入。為了將TX/RX開關(guān)置于接收模式下，RX控制被配置為關(guān)斷Q1并且TX控制被配置為關(guān)斷晶體管886、888。關(guān)斷Q1將允許來自天線的接收信號通過RX巴倫826到達(dá)差分晶體管對866、860。所生成的差分信號被輸出到LNA電路(例如圖2中的134)。為了將TX/RX開關(guān)置于發(fā)送模式下，RX控制被配置為使Q1導(dǎo)通并且TX控制被配置為使晶體管886、888導(dǎo)通。使Q1導(dǎo)通將阻止發(fā)送信號進(jìn)入接收電路路徑。來自功率放大器輸入的差分信號輸入將被輸入到晶體管886、888，隨后被施加到TX巴倫828，TX巴倫828的輸出被輸入到天線端口。圖37示出了示例天線RF開關(guān)的示意圖。所述天線開關(guān)(總體上被標(biāo)為900) 包括用于將天線端口耦合到天線1902以及天線2948以實現(xiàn)天線分集的兩個天線端口。在單天線應(yīng)用中，NMOS開關(guān)之一被禁用，從而實現(xiàn)更低的插入損耗。所述開關(guān)包括電容器904、906、908、924、926、944、946、940、942、949，包括電容器923、925以及變壓器927的匹配網(wǎng)絡(luò)922，低通濾波器912、918、932、936，電感器910、946，晶體管914、931，控制邏輯模塊920、938和電阻器916、928、930、934。在操作中，控制邏輯模塊配置晶體管開關(guān)914、931以在任一時刻將天線端口耦合到天線1或天線2。為了將天線1耦合到天線端口，控制邏輯模塊920通過天線l控制信號使晶體管914導(dǎo)通，并且控制邏輯模塊938通過天線2控制信號使晶體管931關(guān)斷。為了將天線2耦合到天線端口，控制邏輯模塊920通過天線l控制信號使晶體管914關(guān)斷，并且控制邏輯模塊938通過天線2控制信號使晶體管931導(dǎo)通。低通濾波器912、918、932、936和控制邏輯模塊920、932的操作類似于圖35中的TX/RX開關(guān)的低通濾波器490和控制邏輯模塊494。圖38示出了取決于輸出功率的功率附加效率(PAE)的曲線圖。軌跡520表示工作在各種粗和細(xì)的工作退避點的傳統(tǒng)功率放大器的PAE-輸出功率。軌跡522表示本發(fā)明的FEM電路和功率放大器的PAE-輸出功率，其通過采用高/低子放大器技術(shù)結(jié)合同步DC-DC轉(zhuǎn)換器和基于微調(diào)單元的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)，有效的呈現(xiàn)出多個退避點。圖39示出了取決于輸入功率的輸出功率的曲線圖。軌跡524表示多個DC2DC工作區(qū)域的輸出功率-輸入功率，按照平均輸入功率經(jīng)由上文所述的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)選擇粗、細(xì)工作點。圖40示出了功率放大器電路的AM2AM和AM2PM響應(yīng)的曲線圖。圖42示出了功率放大器退避工作區(qū)域之前和之后的RF信號的曲線圖。軌跡540表示本發(fā)明的功率放大器的輸入處的示例RF信號。軌跡542表示功率放大器后的RF信號。軌跡544表示在示例性實施例中采用的動態(tài)退避區(qū)域。圖43示出了用于QAM64的功率放大器的頻譜的曲線圖。虛線軌跡表示功率放大器之前的發(fā)送信號，而實線軌跡表示接收到的信號。圖44示出了用于QAM64的動態(tài)退避之前和之后的時域RFOFDM信號的曲線圖。細(xì)實線表示功 率放大器之前的信號，而粗實線表示動態(tài)退避功率放大器之后的信號。粗雙線表示的第一退避閾值TH1，而細(xì)雙線表示第二退避閾值TH2。圖45示出了用于QAM64的接收和發(fā)送星座圖的圖。細(xì)點表示功率放大器之前的發(fā)送的數(shù)據(jù)，而粗點表示接收的數(shù)據(jù)。圖46示出了用于QAM256的功率放大器的頻譜的曲線圖。虛線軌跡表示功率放大器之前的發(fā)送信號，而實線軌跡表示接收到的信號。圖47示出了用于QAM256的動態(tài)退避之前和之后的時域RFOFDM信號的曲線圖。細(xì)實線表示功率放大器之前的信號，而粗實線表示動態(tài)退避功率放大器之后的信號。粗雙線表示第一退避閾值TH1，而細(xì)雙線表示第二退避閾值TH2。圖48示出了用于QAM256的接收和發(fā)送星座圖的圖。細(xì)點表示功率放大器之前的發(fā)送的數(shù)據(jù)，而粗點表示接收的數(shù)據(jù)。圖49是示出了包含本發(fā)明FEM電路的示例無線設(shè)備的高級框圖。平板/移動設(shè)備優(yōu)選為具有語音和/或數(shù)據(jù)通信能力的雙向通信設(shè)備。此外，所述設(shè)備可選地具有經(jīng)由因特網(wǎng)與其他計算機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行通信的能力。需要注意的是，該設(shè)備可以包括任何合適的有線或無線設(shè)備，如多媒體播放器、移動通信設(shè)備、蜂窩電話、無繩電話、智能手機(jī)、PDA、PNA、藍(lán)牙設(shè)備、平板計算設(shè)備，比如iPad，Galaxy等。僅僅出于說明的目的，所述設(shè)備顯示為移動設(shè)備，如基于蜂窩的電話、無繩電話、智能手機(jī)或超級手機(jī)。需要注意的是，這個示例并非旨在限制所述機(jī)制的范圍，因為本發(fā)明可以在廣泛的通信設(shè)備中實現(xiàn)。進(jìn)一步應(yīng)當(dāng)理解，所示的移動設(shè)備是故意簡化的以僅示出某些組件，而所述移動設(shè)備還可以包括超出所顯示的其他組件和子系統(tǒng)。所述移動設(shè)備(總體上被標(biāo)為60)包括：一個或多個處理器62，其可包括基帶處理器、CPU、微處理器、DSP等；可選擇地具有模擬和數(shù)字部分。所述移動設(shè)備可以包括多個無線設(shè)備102(例如蜂窩電話，無繩電話等)、具有根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)造的功率放大器105的FEM電路103以及相關(guān)聯(lián)的一個或多個天線104?？梢园ㄓ糜跓o線鏈路和任意數(shù)量的其他無線標(biāo)準(zhǔn)和無線接入技術(shù)(RAT)的無線設(shè)備。例子包括，但不限于，數(shù)字增強(qiáng)無繩通信(DECT)、碼分多址(CDMA)、個人通信服務(wù)(PCS)、全球移動通信(GSM)/GPRS/EDGE3G 系統(tǒng)、WCDMA、當(dāng)在WiMAX無線網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時提供WiMAX無線連接的WiMAX、當(dāng)在藍(lán)牙無線網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時提供藍(lán)牙無線連接的藍(lán)牙、當(dāng)在熱點或在專用網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時提供無線連接的802.11WLAN、基于基礎(chǔ)設(shè)施或網(wǎng)的無線LAN(WLAN)、近場通信、UWB、接收從一個或多個軌道GPS衛(wèi)星發(fā)送的GPS無線電信號的GPS接收機(jī)、使用戶能夠收聽FM廣播以及在未使用的FM電臺以低功率發(fā)送音頻(以便例如在具有FM接收器的汽車或家庭立體聲系統(tǒng)或數(shù)字廣播電視等上回放)的FM收發(fā)器。所述移動設(shè)備還可以包括內(nèi)部的易失性存儲器64(例如RAM)、持久性存儲器68(例如ROM)和閃速存儲器66。持久性存儲器68也存儲處理器62可執(zhí)行的應(yīng)用，包括相關(guān)數(shù)據(jù)文件，所述應(yīng)用使用相關(guān)數(shù)據(jù)文件以允許設(shè)備60執(zhí)行其預(yù)定的功能。一些可選的用戶接口設(shè)備包括：軌跡球/指輪，其可以包括按壓指輪/軌跡球，用于導(dǎo)航、選擇菜單選擇和確認(rèn)動作；諸如布置為QWERTY形式以便輸入字母數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的小鍵盤/鍵盤；數(shù)字小鍵盤，用于輸入撥號數(shù)字和其他控制和輸入(鍵盤也可能包含諸如電話撥打/結(jié)束鍵、菜單鍵和退出鍵之類的符號、功能和命令鍵)；耳機(jī)88；聽筒86和/或揚聲器84；麥克風(fēng)和相關(guān)聯(lián)的音頻編解碼器或其他多媒體編解碼器；警示使用者的振動器；一個或多個攝像機(jī)和相關(guān)電路110、112；顯示器(多個)122和關(guān)聯(lián)的顯示控制器106和觸摸屏控制器108。串行端口包括微型USB端口76、相關(guān)USBPHY74和微型SD端口78。其他接口連接可能包括SPI、SDIO、PCI、USD等，用于提供串行鏈接到用戶的電腦或其他設(shè)備。SIM/RUIM卡80提供到用戶的SIM卡或RUIM卡的接口，以便存儲用戶數(shù)據(jù)，例如地址簿條目、用戶標(biāo)識等。耦合到電源管理電路70的電池72提供了便攜式電源。通過USB電源或連接到電源管理電路的AC/DC適配器提供了外部電源，所述電源管理電路可操作以管理電池的充電和放電。除了電池和AC/DC外部電源，額外的可選電源均具有自身電源限制，包括：對講電話、DC/DC電源和任何總線供電的電源(如在總線供電模式下的USB設(shè)備)。由處理器62執(zhí)行的操作系統(tǒng)軟件優(yōu)選地存儲在持久性存儲器(即ROM68)或閃速存儲器66中，但也可以存儲在其他類型的存儲設(shè)備。此外，系統(tǒng)軟件、 特定設(shè)備應(yīng)用或其中的部分，可以被臨時加載到易失性存儲器64，諸如隨機(jī)存取存儲器(RAM)。由移動設(shè)備接收的通信信號也可以被存儲在RAM中。處理器62，除了其操作系統(tǒng)功能之外，可以在設(shè)備60上執(zhí)行軟件應(yīng)用。可在制造期間安裝控制基本設(shè)備操作(如數(shù)據(jù)和語音通信)的一組預(yù)定應(yīng)用。附加應(yīng)用(或應(yīng)用程序)可從互聯(lián)網(wǎng)上下載，并安裝在存儲器中以便在處理器上執(zhí)行。備選地，軟件可以通過任何其它合適的協(xié)議，如SDIO、USB、網(wǎng)絡(luò)服務(wù)器等下載。所述移動設(shè)備的其他組件包括用于檢測設(shè)備動作和方向的加速計114、用于檢測地球磁場的磁力計116、FM無線電118和天線120、藍(lán)牙無線電98和天線100、基于802.11(包括例如‘a(chǎn)’、‘b’、‘g’、‘n’、‘a(chǎn)c’標(biāo)準(zhǔn))的Wi-Fi無線電94(包括具有根據(jù)本發(fā)明構(gòu)建的功率放大器97的FEM電路95和一個或多個天線96)、GPS90和天線92。根據(jù)本發(fā)明，移動設(shè)備60適于將電子目錄系統(tǒng)實現(xiàn)為硬件、軟件或硬件和軟件的組合。在一個實施例中，實現(xiàn)為軟件任務(wù)，操作以實現(xiàn)電子目錄系統(tǒng)的程序代碼被執(zhí)行為處理器62上運行的一個或多個任務(wù)并且：(1)存儲在一個或多個存儲器64、66、68中；或(2)存儲在在處理器62本身之內(nèi)的本地存儲器中。本文使用的術(shù)語只是為了描述特定實施例的目的，而不是打算限制本發(fā)明。如本文所使用，單數(shù)形式“一”、“一個”、和“該”也旨在包括復(fù)數(shù)形式，除非上下文另有清楚指示。還應(yīng)該明白，用在本說明書中的術(shù)語“包括”和/或“包含”指定了所陳述的特征、整數(shù)、步驟、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一個或多個其它特征、整數(shù)、步驟、操作、元件、部件和/或它們的群組的存在或添加。以下的權(quán)利要求中的對應(yīng)結(jié)構(gòu)、材料、操作以及所有功能性限定的裝置或步驟的等同替換，旨在包括任何用于與在權(quán)利要求中具體指出的其它單元相組合地執(zhí)行該功能的結(jié)構(gòu)、材料或操作。所給出的對本發(fā)明的描述其目的在于示意和描述，并非是窮盡性的，也并非是要將本發(fā)明限定到所表述的形式。由于許多修改和變化對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是容易想到的，所以本發(fā)明無意局限于本文公開的數(shù)量有限的實施例。相應(yīng)地，應(yīng)該理解，所有合適的變型物、修改物和等同物均可以歸于或落入本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)。對實施 例的選擇和說明，是為了最好地解釋本發(fā)明的原理和實際應(yīng)用，使所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能夠明了，本發(fā)明可以有適合所要的特定用途的具有各種改變的各種實施方式。