一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法
【專利摘要】一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法，涉及水聲通信。用于從OFDM接收信號中獲得精確的信道參數(shù)，保證水聲信道的互易性。根據(jù)壓縮感知理論，運用OMP算法對時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾進行重構(gòu)，利用觀測量對其進行消除。對于時域脈沖噪聲干擾，在接收端利用空載波對其進行估計，并利用OMP算法進行重構(gòu)并消除。而接受端提取出的大幅度單頻噪聲在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)OMP算法實現(xiàn)其重構(gòu)并消除。消除時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾后的上下行水聲信道具有相同的信道狀態(tài)，即水聲信道具有互易性。
【專利說明】一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及水聲通信，尤其是涉及一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法。
【背景技術(shù)】
[0002]聲波是水下通信中唯一可進行遠程傳輸?shù)男畔⑤d體，隨著近年來海洋開發(fā)的不斷深入發(fā)展，對于水下通信的傳輸能力以及提高通信容量的要求越來越高，然而水聲通信的信道使得通信系統(tǒng)的性能有很大的局限性。由于水聲信道的復雜性，存在窄帶寬、強多徑、高噪聲、隨時時-空-頻變等特性，嚴重地限制了通信系統(tǒng)的性能。需要出現(xiàn)新的調(diào)制、編碼、功率控制等方法，更有效地應用于衰落信道。近年來，有很多研究者正在研究新的自適應傳輸技術(shù)，這些自適應傳輸方案，都是通過瞬時監(jiān)視信道條件，來調(diào)整調(diào)制水平、符號率、碼率、傳輸功率等級或者與這些參數(shù)相關(guān)的一些方面。實際中，為了實現(xiàn)自適應傳輸方法，傳輸過程中的信道狀態(tài)信息(CSI)必須是可知的，接收機需要估計出信道狀態(tài)信息，并通過反饋信道傳輸給發(fā)射機，發(fā)射機便可以利用這些狀態(tài)信息來確定自適應傳輸方法。因此，只有在已知反饋信道系數(shù)的前提下，才能更好地實現(xiàn)自適應的傳輸方法。由于信道互易性可以通過上行鏈路的信道狀態(tài)信息得到下行鏈路的信道狀態(tài)信息，因此獲得水聲信道的互易性具有非常重要的意義。
[0003]在TDD系統(tǒng)中，上下行鏈路使用相同的頻譜，可以認為上下行信道具有相同的衰落特性，因此可以把上行信道的信道狀態(tài)當作下行信道的信道狀態(tài)，即上下行信道具有互易性。但在水聲通信中，TDD信道的互易性會受到多種因素的影響，從而導致其在一定程度上的喪失，具體表現(xiàn)就是所獲得的上行信道的信道狀態(tài)無法表征下行信道的信道狀態(tài)，導致水聲通信中信道互易性喪失的因素有以下幾個方面:
[0004](I)信道時變特性
[0005]在水聲通信環(huán)境中，由于實際海洋的隨機界面波動、不均勻的介質(zhì)，以及海水溫度微結(jié)構(gòu)、內(nèi)波、浮游生物和氣泡等引起的散射效應，使得聲信道隨時間變化。當對聲信道進行前后兩次觀測的時間間隔較大(大于信道相干時間)時，兩次觀測結(jié)果就會出現(xiàn)較大差異。在TDD系統(tǒng)中，上行子幀和下行子幀是交替出現(xiàn)的。在上下行子幀交替的這段時間內(nèi)，信道時變將導致下行子幀的信道狀態(tài)無法用上行子幀期間得到的上行信道的信道狀態(tài)來精確表征，從而使得信道互易性喪失。然而，可以使用接收到的導頻符號構(gòu)造MMSE預測器對水聲信道進行預測[I]，對于一個時間段內(nèi)的水聲信道進行連續(xù)觀測，所得的一系列觀測值就反映了水聲信道時變的歷史狀況；基于這些歷史觀測值，對未來一段時間內(nèi)的水聲信道狀態(tài)進行比較準確的預測，從而使上行進行發(fā)送預處理所依據(jù)的信道狀態(tài)信息盡可能準確地反映當前下行鏈路的信道狀態(tài)，使得水聲信道的互易性損失得以彌補。
[0006](2)I/Q 不平衡
[0007]I/Q支路不平衡[2，3]是由通信設(shè)備中器件的非理想特性引起的，并存在于上變頻和下變頻系統(tǒng)中。在TDD系統(tǒng)中，即使信道是慢衰落信道，即在一個完整的上下行子幀持續(xù)期間，無線信道是保持不變的，但由于I/Q不平衡的存在，也會使得上行鏈路上估計得到的上行信道的信道狀態(tài)和下行鏈路上估計得到的下行信道的信道狀態(tài)并不互易。MMSE準則的寬線性(widely linear)均衡器可以實現(xiàn)對接收端I/Q不平衡的系統(tǒng)進行補償[4]。
[0008](3)信道估計誤差
[0009]信道估計誤差對信道互易性的影響是顯而易見的。即使不存在上述兩個因素(信道時變和I/Q不平衡)導致的信道非互易性，單純的信道估計誤差也將會導致信道互易性的喪失。因此，性能良好的信道估計算法是補償這種互易性喪失的有效方法。此時，可以采用壓縮感知(Compress Sensing)技術(shù)對OFDM系統(tǒng)進行信道估計[5] [6] [7] [8]。
[0010](4)干擾不對稱
[0011 ] 水聲信道中存在有源噪聲干擾和無源噪聲干擾，有源噪聲來自于通信設(shè)備以及海洋中的其它船只，表現(xiàn)為大幅度的單頻噪聲干擾；無源噪聲是一種特殊干擾背景，是艦船上各種聲源產(chǎn)生的，表現(xiàn)為脈沖噪聲干擾。而在傳輸過程中，噪聲干擾對上下行信號的影響是不同的，這將導致TDD系統(tǒng)中上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息失去互易特性，影響系統(tǒng)性能。若要獲得水聲信道的互易性，必須將噪聲干擾去除。目前對抗這種干擾結(jié)構(gòu)不對稱所致的互易性損失的辦法基本上采用閉環(huán)方法[9]，即在接收端進行干擾狀況評估并將結(jié)果反饋到發(fā)送端，從而指導發(fā)送端使用預編對碼誤差進行補償。但是由于水聲環(huán)境的復雜性，每一次傳輸?shù)男盘柺艿降母蓴_程度不同，在發(fā)送端對信號進行預編碼并不能很好的消除噪聲干擾。由于時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾都具有稀疏性，因此本發(fā)明提出了利用壓縮感知理論消除脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾在OFDM水聲通信系統(tǒng)中的影響，以保證水聲信道的互易性。
[0012]壓縮感知理論是近年來提出的一種基于信號稀疏性的新興采樣理論。該理論是將傳統(tǒng)采樣過程中的ADC (Analog-to-Digitial Conversion)轉(zhuǎn)換的概念替換成AIC(Analog-to-1nformation Conversion)轉(zhuǎn)換的概念，即把對信號的采樣替換成對信息的采樣，同時在滿足一定的條件下，僅依靠較少的采樣值實現(xiàn)對信號的重構(gòu)[10]。這個理論突破了奈奎斯特采樣定理對數(shù)據(jù)采樣的限制，具有重大的意義。傳統(tǒng)的采樣定理對信號的采樣、變換與壓縮是分開進行的，而壓縮感知理論對于信號的采樣、壓縮編碼發(fā)生在同一個步驟，利用信號的稀疏性，以遠低于奈奎斯采樣率的速率對信號進行非自適應的測量編碼。測量值并非信號本身，而是從高維到低維的投影值，從數(shù)學角度看，每個測量值是傳統(tǒng)理論下的每個樣本信號的組合函數(shù)，即一個測量值已經(jīng)包含了所有樣本信號的少量信息。解碼過程不是編碼的簡單逆過程，而是利用信號稀疏分解中已有的重構(gòu)方法在概率意義上實現(xiàn)信號的精確重構(gòu)或者一定誤差下的近似重構(gòu)，解碼所需測量值數(shù)遠小于傳統(tǒng)理論下的樣本數(shù)。
[0013]根據(jù)壓縮感知理論，稀疏信號在不丟失重構(gòu)原信號所需的信息情況下，可以用維數(shù)較低的觀測向量y e Rm代替?zhèn)鹘y(tǒng)采樣下的離散序列X e RN，M為觀測點數(shù)，N為信號點數(shù)，且M < N。
[0014]壓縮采樣的實質(zhì)就是利用一個觀測矩陣Φ，求得觀測向量y e Rm
[0015]y = Φχ = ΦΨ s = Θ s
[0016]其中，O = ΦΨ，Φ與Ψ不相干；O為MXN的恢復矩陣。X= Ws，s為x在正交基Ψ上的展開系數(shù)。
[0017]參考文獻:[0018][I]Schafhuber Dj Matz G.MMSE and Adaptive Prediction of Time-VaryingChannels for OFDMSystems[J].1EEE Transactions on Wireless Communications, 2005,4(2):593-602.[2]Liu C.1mpacts of I/Q Imbalance on QPSK-0FDM QAM Detection[J].IEEE Transactions onConsumer Electronics, 1998, 44 (3):984-989.[0019][3]Valkama Mj Renfors Mj Koivunen V.Advanced Methods for I/Q ImbalanceCompensation inCommunication Receivers[J].1EEE Transactions on Signal Processing，2001,49(10):2335-2344.[0020][4]Mattera Dj Paura Lj Sterle F.MMSE WL Equalizer in Presence of ReceiverIQ Imbalance[J].1EEE Transactions on Signal Processing, 2008, 56(4):1735-1740.[0021][5] Khojastepour M A, Gomadam Kj Wang X.Pilot-Assisted ChannelEstimation for MIM00FDM Systems Using Theory of Sparse Signal Recovery[C].1EEE International Conferenceon Acoustics,Speech and Signal Processing.1EEE,2009:2693-2696.[0022][6]Huang J，Huang J，Berger C R.1terative Sparse Channel Estimation andDecoding forUnderwater MIM0-0FDM[J].EURASIP Journal on Advances in SignalProcessing,Volume2010, Article ID:460379，llpages.[0023][7]Soltanolkotabi M，Amini A, Marvasti F.0FDM Channel Estimation Basedon AdaptiveThresholdingfor Sparse Signal Detection[C].17th European SignalProcessing Conference.EUSIPCO，2009:1685-1689.[0024][8]Maechler Pj Greisen Pj Felber N，et al.Matching Pursuit:Evaluationand Implementation forLTE Channel Estimation[C].Proceedings of2010IEEEInternational Symposium on Circuitsand Systems.1EEE, 2010:589-592.[0025][9] Cepeda R，F(xiàn)itton M，Nix A.The Performance of Robust AdaptiveModulation over WirelessChannels with Non Reciprocal Interference[C].1EEE55thVehicular Technology Conference.1EEE,2002:1497-1501.[0026][10]彭鈕，OFDM系統(tǒng)中基于壓縮感知的稀疏信道 估計算法研究[D].2013.[0027][11]Cepeda R，F(xiàn)itton Mj Nix A.The Performance of Robust AdaptiveModulation over WirelessChannels with Non Reciprocal Interference[C].1EEE55thVehicular Technology Conference.1EEE,2002:1497-1501.[0028][12]Tolli A，Cndreanu M.Compensation of Interference Non-Reciprocityin Adaptive TDDMIM0-0FDM Systems[C].15th IEEE International Symposium onPersonal,Indoor andMobile Radio Communications.1EEE, 2004:859-863.[0029][13] Yomo H，Reynisson R V.A Power Control Method for ChannelNon-ReciprocityCompensation in Hybrid Duplexing [C].IEEE17th InternationalSymposium on Personal,Indoor and Mobile Radio Communications.1EEE, 2006:1-5.[0030][14] Tolli A,Codreanu M，Juntti M.Suppression of Non-reciprocalInterference in AdaptiveCeIlular Systems[C].1EEE61stVehicuIar TechnologyConference.1EEE, 2005:1072-1076.
【發(fā)明內(nèi)容】

[0031]本發(fā)明的目的在于提供一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法。
[0032]本發(fā)明的具體步驟如下:
[0033]a.將信源數(shù)據(jù)進行信道編碼，QPSK調(diào)制，串并轉(zhuǎn)換，變成N-N_pilot-N_zeros個子載波格式的有待傳輸有效數(shù)據(jù)D，其中N為OFDM傳輸系統(tǒng)幀的長度，N_pilot為導頻長度，N_zeros為空載波的個數(shù)；
[0034]b.產(chǎn)生子載波導頻數(shù)據(jù)，產(chǎn)生子載波導頻數(shù)據(jù)的長度由OFDM傳輸系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)決定，所述導頻采用梳狀導頻，梳狀導頻用于接收端的信道估計，空載波用于消除時域脈沖噪聲干擾;
[0035]c.將導頻數(shù)據(jù)、空載波與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)按照梳狀導頻格式進行數(shù)據(jù)導頻復用，組成OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X ；
[0036]d.將OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X進行IFFT處理，加入循環(huán)前綴后經(jīng)發(fā)送模塊發(fā)射出去，加入循環(huán)前綴的長度為L，L的取值由實際的信道條件決定；
[0037]e.0FDM接收終端將接收到的信號進行去除循環(huán)前綴，得到接收信號y，利用空載波對其受到的時域脈沖噪聲干擾進行估計，并利用OMP算法進行重構(gòu)并消除；
[0038]在步驟e中，所述利用OMP算法進行重構(gòu)的具體過程可為:
[0039]步驟1:初始化，定義殘差向量r，位置向量P，令1'。= 7，巧=0，其中0為空集；
[0040]步驟2:迭代，假定進行第i次迭代，則
[0041]λ j = argmax | Θ
[0042]式中，i = 1:Κ, K為迭代次數(shù)；
[0043]步驟3:更新 Pi = [Ρη, λ J ；
[0044]步驟4:求解；
[0045]^=argmin||^-?^||
[0046]式中，Oi為從Θ中抽取的列，列號等于Pi ；
[0047]步驟5:更新!Ti = y-ΘΑ ;
[0048]步驟6:若i < K, i = i+Ι,回到步驟2循環(huán)重復；若i = K,停止迭代。
[0049]f.對消除時域脈沖噪聲干擾后的信號做FFT處理，得到數(shù)據(jù)幀Y，并提取出Y中的大幅度單頻噪聲干擾并消除，由于提取出的大幅度單頻噪聲在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)上述的OMP算法可實現(xiàn)其重構(gòu)；
[0050]g.將消除大幅度單頻噪聲干擾后的信號數(shù)據(jù)幀Y按照與發(fā)射端復用相同的方法進行解復用，將對應OFDM的接收導頻數(shù)據(jù)P’和傳輸有效數(shù)據(jù)D’分離出來；
[0051]h.將解復用得到的接收導頻數(shù)據(jù)P’送入信道估計處理裝置，通過利用壓縮感知，得到上行信道估計值H;
[0052]1.利用得到的信道估計值H完成OFDM各個子信道上的數(shù)據(jù)均衡，即將接收的傳輸有效數(shù)據(jù)D’除以對應位置上的信道估計值H;
[0053]j.將經(jīng)過均衡處理后的有效數(shù)據(jù)進行并串轉(zhuǎn)換，解調(diào)和信道譯碼處理，得到最終恢復出的信源數(shù)據(jù)。
[0054]在 步驟b中的OFDM系統(tǒng)中采用梳狀導頻，可以有效降低導頻的數(shù)量，從而提高系統(tǒng)的頻譜利用率。同時在接收端可以利用壓縮感知進行信道估計，降低水聲信道估計誤差，以保證水聲信道的互易性。
[0055]在步驟c中的傳輸數(shù)據(jù)幀中有空載波，在接收端可以利用空載波，對時域脈沖噪聲干擾進行估計，從而可以基于正交匹配追蹤(OMP)算法，利用觀測量對脈沖噪聲干擾進行消除。
[0056]在步驟e中的根據(jù)壓縮感知理論，利用OMP算法對時域脈沖噪聲干擾進行重構(gòu)和消除。
[0057]在步驟f中首先提取出大幅度單頻噪聲干擾，再利用壓縮感知進行重構(gòu)和消除。
[0058]在步驟f中單頻噪聲干擾在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)OMP算法可實現(xiàn)其重構(gòu)。
[0059]消除時域脈沖噪聲干擾和大幅度單頻噪聲干擾后，增強了系統(tǒng)的魯棒性，提高了信道估計精度，保證了上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息具有互易特性，使得水聲信道具有互易性。
[0060]在步驟g中將導頻與發(fā)送數(shù)據(jù)分離后，基于壓縮感知理論，利用OMP算法進行信道估計，提高信道估計精度，從而保證上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息的互易特性，使得水聲信道具有互易性。
[0061]在步驟i中根據(jù)利用壓縮感知得到的信道估計值進行信道均衡，消除I/Q不對稱，保證上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息的互易特性，使得水聲信道具有互易性。
[0062]本發(fā)明利用壓縮感知理論消除脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾在OFDM水聲通信系統(tǒng)中的影響。在脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾重構(gòu)時采用正交匹配追蹤(OMP)算法，利用接收端的觀測量對噪聲干擾進行消除。消除脈沖噪聲干擾和大幅度單頻噪聲干擾對上下行信號產(chǎn)生的不同影響，保證上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息的互易特性，使得水聲信道具有互易性。
[0063]本發(fā)明利用壓縮感知理論消除脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾在OFDM水聲通信系統(tǒng)中的影響，從而保證水聲信道的互易性。本發(fā)明根據(jù)壓縮感知理論，采用正交匹配追蹤(OMP)算法對時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾進行重構(gòu)，利用觀測量對其進行消除。消除脈沖噪聲干擾和大幅度單頻噪聲干擾對上下行信號產(chǎn)生的不同影響，保證上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息的互易特性，使得水聲信道具有互易性。
[0064]本發(fā)明提供了消除水聲信道中脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾的方案，設(shè)計一種在OFDM水聲通信系統(tǒng)中解決收發(fā)端的干擾不對稱問題，與上述的信道預測方法、均衡方法以及利用壓縮感知方法進行信道估計一起用于確定上下行鏈路通信信道特性，保證水聲信道的互易性。
[0065]本發(fā)明用于從OFDM接收信號中獲得精確的信道參數(shù)，保證水聲信道的互易性，根據(jù)壓縮感知理論，運用OMP算法對時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾進行重構(gòu)，利用觀測量對其進行消除。對于時域脈沖噪聲干擾，在接收端利用空載波對其進行估計，并利用OMP算法進行重構(gòu)并消除。而接受端提取出的大幅度單頻噪聲在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)OMP算法實現(xiàn)其重構(gòu)并消除。消除時域脈沖噪聲干擾和大幅度的單頻噪聲干擾后的上下行水聲信道具有相同的信道狀態(tài)，即水聲信道具有互易性?！緦＠綀D】

【附圖說明】
[0066]圖1為使用本發(fā)明方法的上行鏈OFDM發(fā)射和接收系統(tǒng)工作流程示意圖。
[0067]圖2為本發(fā)明的保證水聲信道互易性的示意圖。
[0068]圖3為本發(fā)明實施例消除時域脈沖噪聲干擾的仿真結(jié)果。其中a線表示信號中含有時域脈沖噪聲干擾，接收端不進行脈沖噪聲干擾消除的仿真結(jié)果；b線表示在接收端對時域脈沖噪聲干擾消除后的仿真結(jié)果；c線表示信號沒有受到時域脈沖噪聲干擾影響的仿
真結(jié)果。 [0069]圖4為本發(fā)明實施例消除大幅度單頻噪聲干擾的仿真結(jié)果。其中a線表示信號中含有大幅度單頻噪聲干擾，接收端不進行噪聲干擾消除的仿真結(jié)果；b線表示在接收端對大幅度單頻噪聲干擾消除后的仿真結(jié)果；c線表示信號沒有受到大幅度單頻噪聲干擾影響的仿真結(jié)果。
【具體實施方式】
[0070]以下實施例將結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步的說明。
[0071]參見圖1和2，以上行鏈路為例，本發(fā)明實施例獲得水聲信道互易性方法的具體實現(xiàn)步驟如下:
[0072](I)將信源數(shù)據(jù)進行信道編碼，QPSK調(diào)制，串并轉(zhuǎn)換，變成N-N_pil0t-N_Zer0S個子載波格式的有待傳輸有效數(shù)據(jù)D，其中，N為OFDM傳輸系統(tǒng)幀的長度，N_pilot為導頻長度，N_zeros為空載波的個數(shù)；
[0073](2)產(chǎn)生子載波導頻數(shù)據(jù)，產(chǎn)生導頻數(shù)據(jù)的長度由OFDM傳輸系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)來決定，本發(fā)明采用的是梳狀導頻。導頻長度為N_pilot=256，空載波個數(shù)為N_zerOS=96，一個OFDM幀長度為N=1024。導頻用于接收端的信道估計，空載波用于消除時域脈沖噪聲干擾；
[0074](3)將導頻數(shù)據(jù)與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)按照梳狀導頻格式進行數(shù)據(jù)導頻復用，組成OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X ；
[0075](4)將OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X進行N=1024點IFFT處理，加入循環(huán)前綴后經(jīng)發(fā)送模塊發(fā)射出去。加入循環(huán)前綴的長度為L，L的取值由實際的信道條件來決定，本發(fā)明取L的點數(shù)為N/4,即為256 ；
[0076](5)0FDM接收終端將接收到的信號進行去除循環(huán)前綴，得到長度為N=1024的接收信號1，利用空載波對其受到的時域脈沖噪聲干擾進行估計，并利用OMP算法進行重構(gòu)并消除。具體OMP算法重構(gòu)過程如下:
[0077]步驟1:初始化，定義殘差向量r，位置向量P，令 (ι = y，Pu=0，其中0為空集。
[0078]步驟2:迭代，假定進行第i次迭代，則
[0079]λ j = argmax | Θ
[0080]式中，i = 1:Κ, K為迭代次數(shù)。
[0081]步驟3:更新 Pi = [Ρη, λ J
[0082]步驟4:求解
[0083]-argminll ν-Θ,.νΙΙ[0084]式中，Oi為從O中抽取的列，列號等于Pp
[0085]步驟5:更新!Ti = y-θ而
[0086]步驟6:若i < K，i = i+Ι,回到步驟2循環(huán)重復；若i = K，停止迭代。
[0087](6)對消除時域脈沖噪聲干擾后的信號做N=1024點FFT處理，得到數(shù)據(jù)幀Y，并提取出Y中的大幅度單頻噪聲干擾并消除。由于提取出的大幅度單頻噪聲在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)上述的OMP算法可實現(xiàn)其重構(gòu)；
[0088](7)將消除大幅度單頻噪聲干擾后的信號數(shù)據(jù)幀Y按照與發(fā)射端復用相同的方法進行解復用，將對應OFDM的接收導頻數(shù)據(jù)P’和傳輸有效數(shù)據(jù)D’分離出來；
[0089](8)將解復用得到的接收導頻數(shù)據(jù)P’送入信道估計處理裝置，通過利用壓縮感知，得到上行信道估計值H;
[0090](9)利用得到的信道估計值H完成OFDM各個子信道上的數(shù)據(jù)均衡，即將接收的傳輸有效數(shù)據(jù)D’除以對應位置上的信道估計值H;
[0091](10)將經(jīng)過均衡處理后的有效數(shù)據(jù)進行并串轉(zhuǎn)換，解調(diào)和信道譯碼處理，得到最終恢復出的信源數(shù)據(jù)。
[0092]按照上述方法，消除時域脈沖噪聲干擾和大幅度單頻噪聲干擾后得到的上行信道估計值H等同于消除時域脈沖噪聲干擾和大幅度單頻噪聲干擾后得到的下行信道估計值H’，使得水聲信道具有互易性。
[0093]由于水聲信道相當復雜，信號受到的噪聲干擾隨著海洋環(huán)境及船只干擾而不斷變化。因此本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)中的參考文獻[11] [12] [13] [14]相比，本發(fā)明實施例通過在收發(fā)端消除噪聲干擾(如圖1所示)，以保證上行鏈路的信道估計值可以用于下行鏈路的信道估計，保證水聲信道的互易性。
[0094]圖1所示為使用本發(fā)明方法的上行鏈路OFDM發(fā)射和接收系統(tǒng)工作流程示意圖。如圖1所示，發(fā)射端將信源數(shù)據(jù)進行信道編碼，QPSK調(diào)制，串并轉(zhuǎn)換，得到的待傳輸數(shù)據(jù)和導頻數(shù)據(jù)按梳妝格式進行數(shù)據(jù)復用處理，然后將數(shù)據(jù)送入IFFT單元，再加入循環(huán)前綴。經(jīng)過水聲信道后，接收端將接收到的信號進行去循環(huán)前綴和消除時域脈沖噪聲處理，再進行FFT和消除大幅度單頻噪聲處理，得到的數(shù)據(jù)進行數(shù)據(jù)導頻解復用后分別得到導頻和有效數(shù)據(jù)，利用壓縮感知對導頻數(shù)據(jù)進行處理，得到對應的水聲信道估計參數(shù)，并利用信道估計參數(shù)對接收到的有效數(shù)據(jù)進行信道均衡處理，然后再分別經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換、解調(diào)和信道譯碼處理，最后得到恢復的信源數(shù)據(jù)。而消除噪聲干擾后利用壓縮感知得到的上行鏈路信道估計值可以用于下行鏈路的信道估計。
[0095]圖2所示為本發(fā)明的保證水聲信道互易性的示意圖。如圖2所示，為了得到上下行鏈路相等的水聲信道，在上下行鏈路都利用壓縮感知理論進行噪聲干擾消除。
[0096]圖3 所示為時域脈沖噪聲干擾消除在不同信號噪聲比時的系統(tǒng)仿真圖形。黑線表示信號中含有時域脈沖噪聲干擾，接收端不進行脈沖噪聲干擾消除的仿真結(jié)果；藍線表示在接收端對時域脈沖噪聲干擾消除后的仿真結(jié)果；紅線表示信號沒有受到時域脈沖噪聲干擾的影響。由圖3可以看出，從2dB開始，本發(fā)明提出的方法可以得到很大的性能增益。圖3表明基于壓縮感知，利用OMP算法能夠有效消除時域脈沖噪聲干擾，使得系統(tǒng)性能得到很大改善，提高了接收端信道估計精度。
[0097]圖4所示為大幅度單頻噪聲干擾消除在不同信號噪聲比時的系統(tǒng)仿真圖形。黑線表示信號中含有大幅度單頻噪聲干擾，接收端不進行大幅度單頻噪聲干擾消除的仿真結(jié)果；藍線表示在接收端對大幅度單頻噪聲干擾消除后的仿真結(jié)果；紅線表示信號沒有受到大幅度單頻噪聲干擾的影響。由圖4可以看出，消除大幅度單頻噪聲干擾后的系統(tǒng)誤比特率非常接近于不加入大幅度單頻噪聲干擾的系統(tǒng)誤比特率。圖4同樣表明本發(fā)明提出的方法能夠有效消除大幅度單頻噪聲干擾，提高了接收端的信道估計精度，保證了上下行信道估計得到的信道狀態(tài)信息具有互易特性，使得水聲信道具有互易性。
【權(quán)利要求】
1.一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法，其特征在于具體步驟如下: a.將信源數(shù)據(jù)進行信道編碼，QPSK調(diào)制，串并轉(zhuǎn)換，變成N-N_pil0t-N_zer0S個子載波格式的有待傳輸有效數(shù)據(jù)D，其中N為OFDM傳輸系統(tǒng)幀的長度，N_pilot為導頻長度，N_zeros為空載波的個數(shù)； b.產(chǎn)生子載波導頻數(shù)據(jù)，產(chǎn)生子載波導頻數(shù)據(jù)的長度由OFDM傳輸系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)決定，所述導頻采用梳狀導頻，梳狀導頻用于接收端的信道估計，空載波用于消除時域脈沖噪聲干擾； c.將導頻數(shù)據(jù)、空載波與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)按照梳狀導頻格式進行數(shù)據(jù)導頻復用，組成OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X ； d.將OFDM傳輸數(shù)據(jù)幀X進行IFFT處理，加入循環(huán)前綴后經(jīng)發(fā)送模塊發(fā)射出去，加入循環(huán)前綴的長度為L, L的取值由實際的信道條件決定； e.0FDM接收終端將接收到的信號進行去除循環(huán)前綴，得到接收信號y，利用空載波對其受到的時域脈沖噪聲干擾進行估計，并利用OMP算法進行重構(gòu)并消除； f.對消除時域脈沖噪聲干擾后的信號做FFT處理，得到數(shù)據(jù)幀Y，并提取出Y中的大幅度單頻噪聲干擾并消除，由于提取出的大幅度單頻噪聲在頻域具有稀疏性，不需要進行域的變換，利用觀測矩陣，根據(jù)上述 的OMP算法可實現(xiàn)其重構(gòu)； g.將消除大幅度單頻噪聲干擾后的信號數(shù)據(jù)幀Y按照與發(fā)射端復用相同的方法進行解復用，將對應OFDM的接收導頻數(shù)據(jù)P’和傳輸有效數(shù)據(jù)D’分離出來； h.將解復用得到的接收導頻數(shù)據(jù)P’送入信道估計處理裝置，通過利用壓縮感知，得到上行信道估計值H; 1.利用得到的信道估計值H完成OFDM各個子信道上的數(shù)據(jù)均衡，即將接收的傳輸有效數(shù)據(jù)D’除以對應位置上的信道估計值H; j.將經(jīng)過均衡處理后的有效數(shù)據(jù)進行并串轉(zhuǎn)換，解調(diào)和信道譯碼處理，得到最終恢復出的信源數(shù)據(jù)。
2.如權(quán)利要求1所述一種利用壓縮感知獲得水聲信道互易性的方法，其特征在于在步驟e中，所述利用OMP算法進行重構(gòu)的具體過程為: 步驟1:初始化，定義殘差向量r，位置向量P，令r(1 = y，巧=0，其中0為空集； 步驟2:迭代，假定進行第i次迭代，則
λ i = argmax | Θ 式中，i = 1:K, K為迭代次數(shù)； 步驟3:更新Pi = [Ρη, λ J ； 步驟4:求解；
S1- arg mi η || ν-Θ.ν ||

S 式中，Oi為從O中抽取的列，列號等于Pi ; 步驟5:更新T1 = Y-Q1S1 ； 步驟6:若i < K, i = i+1,回到步驟2循環(huán)重復；若i = K,停止迭代。
【文檔編號】H04L27/26GK103701749SQ201410011248
【公開日】2014年4月2日 申請日期:2014年1月10日 優(yōu)先權(quán)日:2014年1月10日
【發(fā)明者】孫海信, 林娜, 蒯小燕, 程恩 申請人:廈門大學