接收設備和接收方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了接收設備和接收方法，其中該接收設備包括：至少一個分頻器，被配置為分割由天線接收的高頻信號；高頻處理單元，被配置為輸出通過混合由所述分頻器分割的高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器生成的本地振蕩頻來獲得的接收信號；以及控制單元，被配置為執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化，以搜索在施加給壓控振蕩器的控制電壓與所述壓控振蕩器的本地振蕩頻率之間的關系，并且在執(zhí)行所述壓控振蕩器的優(yōu)化時，提高時鐘頻率速度。
【專利說明】接收設備和接收方法
[0001] 相關申請的交叉引用
[0002] 本申請要求于2013年3月18日提交的日本優(yōu)先權專利申請JP2013-054937的權 益，其全部內(nèi)容通過引證結合于本文中。

【技術領域】
[0003] 本公開涉及接收廣播波的接收設備以及使用該接收設備的接收方法。具體而言， 本公開涉及用于接收多個廣播波的技術。

【背景技術】
[0004] 近年來，地面廣播和衛(wèi)星廣播頻道的數(shù)量在逐漸增加。因此，越來越需要能夠允許 用戶在觀看一個節(jié)目的同時觀看正在同時播放的另一個節(jié)目的功能，或者能夠記錄正在同 時播放的兩個或多個不同的節(jié)目的功能。為了實現(xiàn)這種功能，在接收廣播波的接收設備中， 設置了用于對廣播波進行頻道選擇和解調(diào)的多個調(diào)諧器單元系統(tǒng)。將由天線接收并且由分 頻器分割的廣播信號饋送給所述多個調(diào)諧器單元系統(tǒng)。例如，JP2003-0309776A描述了一 種調(diào)諧器設備，該調(diào)諧器設備通過配置為使由天線接收的廣播信號由分頻器分割并且被饋 送給每個系統(tǒng)中的調(diào)諧器單元，能夠從不同的廣播方法并行接收兩個或多個廣播波。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 在具有多個調(diào)諧器單元系統(tǒng)的這種接收設備中，在正在解調(diào)的圖像中會出現(xiàn)噪 音，例如，在使用一個調(diào)諧器單元解調(diào)預定頻道的廣播波時，使用另一個調(diào)諧器單元切換頻 道。當由于正在進行的頻道選擇操作而由多個不同的調(diào)諧器單元接收具有相同頻率的幾個 廣播波時，會發(fā)生這種現(xiàn)象。這造成正在接收廣播波的調(diào)諧器單元的接收性能退化，原因是 由各個調(diào)諧器單元內(nèi)的本地振蕩器產(chǎn)生的本地振蕩頻率彼此干擾。
[0006] 在除了進行頻道選擇以外的情形下，也會發(fā)生這種現(xiàn)象。例如，在調(diào)諧器單元內(nèi)執(zhí) 行VC0 (壓控振蕩器)校準(優(yōu)化）時，也可發(fā)生這種現(xiàn)象。術語"VC0校準"表示在實際操作 環(huán)境中驅動VC0以及搜索此時的振蕩頻率與控制電壓之間的關系的操作。例如，在啟動調(diào) 諧器單元時并且在進行頻道選擇期間，通常進行VC0校準。
[0007] 可變電容元件通常用于頻率選擇元件，該頻率選擇元件用于改變VC0振蕩頻率。 可變電容元件的特性根據(jù)使用時的溫度和濕度以及電源的電壓等因素而改變。因此，在啟 動調(diào)諧器單元時并且在進行頻道選擇期間進行VC0校準，以便在試圖獲得期望接收頻率時 精確地把握控制電壓。
[0008] 然而，為了搜索執(zhí)行VC0校準時振動頻率與控制電壓之間的關系，實際上使振蕩 器振蕩。因此，本地振蕩頻率及其倍增和分割分量泄露到接收廣播波的其他調(diào)諧器單元。該 泄露可作為噪音出現(xiàn)在正在接收的圖片中。即，執(zhí)行VC0校準可使正在接收廣播波的其他 調(diào)諧器單元的接收性能退化。
[0009] 在鑒于上述幾點創(chuàng)作的本公開中，期望在包括多個調(diào)諧器單元系統(tǒng)的接收設備 中，將執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化期間出現(xiàn)在由其他調(diào)諧器單元接收的圖片中的噪音減少。
[0010] 根據(jù)本公開的實施方式，提供了一種接收設備，包括至少一個分頻器、高頻處理單 元以及控制單元。分頻器被配置為分割由天線接收的高頻信號。高頻處理單元被配置為輸 出通過將由分頻器分割的高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器產(chǎn)生的本地振蕩頻 率混合所獲得的接收信號?？刂茊卧慌渲脼閳?zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化，以搜索施加給壓控振 蕩器的控制電壓與壓控振蕩器的本地振蕩頻率之間的關系，并且在執(zhí)行壓控振蕩器的優(yōu)化 時，提高時鐘頻率速度。
[0011] 根據(jù)本公開的另一個實施方式，提供了一種接收方法，該方法包括：分割由天線接 收的高頻信號；然后將通過混合分割的高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器產(chǎn)生的 本地振蕩頻率所獲得的接收信號輸出；并且然后在執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化以搜索施加給壓控 振蕩器的控制電壓與壓控振蕩器的本地振蕩頻率之間的關系時，提高時鐘頻率速度。
[0012] 通過以上方式配置接收設備并且進行處理，執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化所需的時間縮 短。
[0013] 根據(jù)本公開的一個或多個實施方式，在包括多個調(diào)諧器單元系統(tǒng)的接收設備中， 執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化所需的時間可縮短。因此，執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化時在由其他調(diào)諧器單 元接收的圖片中出現(xiàn)噪音的持續(xù)時間可縮短。即，在由其他調(diào)諧器單元接收期間的圖片中 出現(xiàn)的噪音量可減少。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0014] 圖1為示出根據(jù)本公開第一實施方式的接收設備的配置實例的方框圖；
[0015] 圖2為示出根據(jù)本公開第一實施方式的調(diào)諧器單元的配置實例的方框圖；
[0016] 圖3為示出根據(jù)本公開第一實施方式的VC0的配置實例的方框圖；
[0017] 圖4為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的壓控調(diào)諧電容器電容值-控制電壓特性 以及振蕩器的振蕩頻率與控制電壓之間的關系的示圖，其中，圖4的（A)示出了壓控調(diào)諧電 容器電容值-控制電壓特性，并且圖4的（B)示出了振蕩器的振蕩頻率與控制電壓之間的 關系；
[0018] 圖5為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的子頻帶配置實例的解釋圖；
[0019] 圖6為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的子頻帶搜索處理的實例的流程圖；
[0020] 圖7為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的由每個頻帶覆蓋的振蕩頻率帶寬的實 例的解釋圖；
[0021] 圖8為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的本地振蕩器的配置實例的方框圖；
[0022] 圖9為示出根據(jù)本公開的第一實施方式的接收處理的實例的流程圖；
[0023] 圖10為示出根據(jù)本公開的第二實施方式的接收處理的實例的流程圖；
[0024] 圖11為示出根據(jù)本公開的第二實施方式的接收處理與來自調(diào)諧器單元的輻射量 之間的比較的示圖；以及
[0025] 圖12為示出在使本地振蕩頻率搜索操作中未涉及的模塊休眠時測量的寄生電平 與在使這些模塊不休眠時測量的寄生電平之間的比較的示圖。

【具體實施方式】
[0026] 在后文中，參照附圖詳細描述本公開的優(yōu)選實施方式。要注意的是，在該說明書和 附圖內(nèi)，具有基本上相同的功能和結構的結構部件由相同的參考數(shù)字表示，并且不重復解 釋這些結構部件。
[0027] 現(xiàn)在參照示圖描述根據(jù)本公開的實施方式的接收設備的實例。然而，本公開不限 于以下實例。
[0028] 1、本公開的第一實施方式(在本地振蕩頻率搜索操作期間內(nèi)部時鐘速度增大的實 例）
[0029] 1-1、接收設備配置
[0030] 1-2、使用接收設備的接收方法
[0031] 2、本公開的第二實施方式(將在本地振蕩頻率搜索操作中未涉及的模塊設為休眠 狀態(tài)的實例）
[0032] 3、其他變形例
[0033] 1、本公開的第一實施方式
[0034] 1-1、接收設備配置
[0035] 1-1-1、接收設備的配置實例的概述
[0036] 首先，參照圖1，描述根據(jù)本公開的實施方式的接收設備。圖1為示出根據(jù)本實施 方式的接收設備10的配置實例的概述的方框圖。根據(jù)本實施方式的接收設備10接收從數(shù) 字衛(wèi)星廣播的廣播信號，并且將包含在接收的廣播信號內(nèi)的編碼的視頻和音頻相關數(shù)據(jù)解 碼。而且，接收設備10將解碼數(shù)據(jù)發(fā)送給未示出的顯示裝置，并且在未示出的記錄介質內(nèi) 記錄解碼的數(shù)據(jù)。要注意的是，雖然在本實施方式中，示出了接收設備10接收從衛(wèi)星廣播 的廣播信號的實例，但是本公開不限于此。例如，本公開還可用在例如從地面數(shù)字電視廣播 或有線電視廣播接收其他廣播波的接收設備中。
[0037] 而且，根據(jù)本實施方式的接收設備10具有其中VC0 (在圖1中未示出)具有本地振 蕩頻率的多個振蕩頻率范圍(稱為"子頻帶"）的配置。根據(jù)期望的接收頻率，從多個子頻帶 之中選擇最佳子頻帶。此外，還是在本實施方式中，與作為相關技術進行描述的設備類似， 可變電容元件(可變電容二極管）用作VC0頻率選擇元件。因此，為了精確地把握實際操作 環(huán)境中本地振蕩頻率與控制電壓之間的關系，每當使用下述調(diào)諧器單元4選擇頻道時，執(zhí) 行VC0校準。
[0038] 在VC0校準中，在施加給VC0的控制電壓固定為預定值的狀態(tài)中，在每個子頻帶處 產(chǎn)生振蕩頻率，并且在獲得的振蕩頻率與和期望接收頻率對應的目標頻率之間進行比較。 而且，選擇產(chǎn)生振蕩頻率(該振蕩頻率與接收頻率的差別在預定的范圍內(nèi)）的子頻帶，作為 與接收頻率對應的子頻帶。根據(jù)本公開的實施方式的接收設備10通過提高執(zhí)行VC0校準 時的內(nèi)部時鐘的速度，來縮短進行VC0校準期間的頻道選擇(子頻帶搜索)持續(xù)時間。因此， 本地振蕩頻率泄露到其他調(diào)諧器單元4的時間可縮短。
[0039] 圖1中所示的接收設備10包括分頻器2-1到2- (n-1)(其中，η為自然數(shù))，用于 分割由天線1、衰減器3-1到3-η以及調(diào)諧器單元4-1到4-η接收的廣播信號(在后文中有 時稱為"高頻信號")。要注意的是，在下面的描述中，在不需要分別描述每個分頻器2-1到 2- (n-1)的情況下，這些單元統(tǒng)稱為分頻器2。這同樣也適用于衰減器3和調(diào)諧器單元4。
[0040] 衰減器3-1到3-η是衰減輸入的高頻信號的裝置。通過將衰減量設為合適的值， 每個調(diào)諧器單元4可將高頻信號設為具有適當?shù)乃健?br> [0041] 例如，如果為衰減器3設置的衰減量被設為與和天線1相距的距離(傳輸高頻信號 所經(jīng)由的距離)成反比的值，那么輸入到每個調(diào)諧器單元4中的高頻信號的信號電平也可如 此設置。例如，如果為設置在遠離天線1的調(diào)諧器單元4 (調(diào)諧器單元4-n)前面的衰減器 3設置低衰減量，那么為設置在天線1附近的調(diào)諧器單元4 (調(diào)諧器單元4-1)設置大衰減 量。通過這種方式進行設置，可防止每個調(diào)諧器單元4的接收性能隨著其設置位置而不同。
[0042] 要注意的是，雖然在本實施方式中，具有衰減器3的接收設備10用作實例，但是也 可使用沒有衰減器3的接收設備。
[0043] 調(diào)諧器單元4-1到4-4從期望頻道中提取和解調(diào)高頻信號，該期望頻道由未示出 的頻道選擇單元從由天線1接收的高頻信號之中選擇。而且，在對解調(diào)的數(shù)字信號進行誤 差校正之后，通過分離和解碼每個誤差校正的TS (傳輸流）數(shù)據(jù)包，獲得視頻信號和音頻信 號。
[0044] 1-1-2、調(diào)諧器單元配置實例
[0045] 接下來，參照圖2的方框圖，描述每個調(diào)諧器單元4的內(nèi)部配置的實例。根據(jù)本實 施方式的調(diào)諧器單元4被配置為通過使用直接轉換來在從天線1中輸出的1到2GHz頻帶 中檢測高頻信號，從而獲得950MHz到2, 150MHz的接收信號(參照圖1)。要注意的是，接收 信號的頻率帶寬不限于該實例，可設置某個其他值。而且，檢測方法也不限于直接轉換，根 據(jù)接收的廣播波的類型，可使用某個其他方法，例如，超外差方法等。此外，從天線1輸出的 1到2GHz頻帶中的高頻信號(參照圖1)是已經(jīng)經(jīng)由天線中的電路進行頻率轉換的IF (中 頻）信號。
[0046] 調(diào)諧器單元4包括高頻處理單元40、解調(diào)器41、頻道選擇單元42、存儲單元43以 及用作控制單元的主機CPU (中央處理單元）44。
[0047] 高頻處理單元40包括LNA (低噪音放大器）410、直通式電路411以及I/Q混頻器 412和413。而且，高頻處理單元40還包括本地振蕩器420 (PLL電路)、移相器414、可變 LPF (低通濾波器）415和416以及基帶放大器417和418。
[0048] LNA410放大從衰減器3輸出的高頻信號，并且也衰減從之后的本地振蕩器420泄 露的本地振蕩頻率及其倍增和分割分量。直通式電路411具有打開/斷開的開關411s。具 體而言，在本地振蕩器420內(nèi)對VC0 (在圖2中未示出）執(zhí)行校準時，直通式電路411斷開 開關411s (打開)，以接通LNA410。在其他時間，直通式電路411接通開關411s。在執(zhí)行 VC0校準期間，由于開關411s設置為斷開使得LNA410和后續(xù)電路連接，從而衰減從后續(xù)本 地振蕩器420泄露并且傳輸給未示出的信號輸入端的本地振蕩頻率及其倍增和分割分量。 因此，可防止從本地振蕩器420中泄露的本地振蕩頻率及其倍增和分割分量到達信號輸入 端(未示出）并且通過信號線流入其他調(diào)諧器單元4中。
[0049] 由LNA410放大的IF信號或已經(jīng)穿過直通式電路411的IF信號輸入到I/Q混頻 器412和/或I/Q混頻器413中。I/Q混頻器412混合輸入的IF信號和從本地振蕩器420 中輸出的本地振蕩信號，并且提取I相位基帶信號。I/Q混頻器413混合輸入的IF信號和 從本地振蕩器420中輸出并且由移相器414將其相位移動90°的本地振蕩信號，并且提取 Q相位基帶信號。
[0050] 本地振蕩器420產(chǎn)生本地振蕩頻率(該頻率是與由天線1接收的期望接收頻率相 同的頻率)，并且將產(chǎn)生的本地振蕩頻率饋送給I/Q混頻器412和移相器414。移相器414 將從本地振蕩器420中輸出的本地振蕩頻率的相位移動90°，并且將移動的本地振蕩頻率 輸入到I/Q混頻器413中。
[0051] 在使用IQ信號進行解調(diào)時，由于可容易地獲得相位相差90°的信號等原因，通常 將本地振蕩頻率設為接收頻率的兩倍或多倍的值。如上所述，由于根據(jù)本實施方式，調(diào)諧器 單元4接收從950MHz到2, 150MHz的衛(wèi)星廣播波，所以本地振蕩頻率的振蕩頻率范圍大約 為其兩倍，即2, 200MHz到4, 400MHz。
[0052] 將由I/Q混頻器412提取的I相位基帶信號輸入到可變LPF415中，并且將由I/Q 混頻器413提取的Q相位基帶信號輸入到可變LPF416中?？勺僉PF415將I相位基帶信號 的頻率限制為預定的帶寬，并且輸出到基帶放大器417中。可變LPF416將Q相位基帶信號 的頻率限制為預定的帶寬，并且輸出到基帶放大器418中。
[0053] 可變LPF415和416被配置為可編程的可變LPF。截止頻率被設為未示出的寄存器 內(nèi)的設置值。通過改變在寄存器內(nèi)設置的設置值，由LPF傳送的頻率的特性可變化。這使 得能夠接收具有不同占有帶寬的各種廣播波。
[0054] 基帶放大器417調(diào)整從可變LPF415中輸出的I相位基帶信號的增益，并且將調(diào)整 的信號輸出到解調(diào)器41中。基帶放大器418調(diào)整通過可變LPF416的Q相位基帶信號的增 益，并且將調(diào)整的信號輸出到解調(diào)器41中。根據(jù)通過控制線45從解調(diào)器41輸入的AGC控 制信號，調(diào)整基帶放大器417和418的增益以及LNA410的增益。
[0055] 解調(diào)器41根據(jù)預定的解調(diào)方法解調(diào)輸入的各個I相位/Q相位基帶信號，并且進 行誤差校正，例如，Reed-Solomon編碼，以獲得TS /[目號。由解調(diào)器41解調(diào)的TS /[目號由未不 出的多分離單元分離，然后由也未示出的解碼單元解碼，并且提取為視頻信號和音頻信號。
[0056] 由遠程控制器等配置的頻道選擇單元42將關于由用戶選擇的頻道的信息作為頻 道選擇信息發(fā)送給主機CPU44。由非易失性存儲器等配置的存儲單元43存儲頻道選擇數(shù)據(jù) 和相應的設置數(shù)據(jù)。要注意的是，不僅僅在通過被配置為遠程控制器配置的頻道選擇單元 42選擇頻道時，產(chǎn)生頻道選擇數(shù)據(jù)。例如，在通過電子節(jié)目指南（EPG)選擇特定的節(jié)目時， 或者在作為編程的記錄選擇特定的節(jié)目時，也產(chǎn)生頻道選擇數(shù)據(jù)。
[0057] 主機CPU44控制構成調(diào)諧器單元4的各個單元。例如，主機CPU44根據(jù)由頻道選擇 單元42選擇的頻道選擇數(shù)據(jù)，讀取用于所選擇的頻道的廣播接收的設置數(shù)據(jù)，并且根據(jù)所 讀取的設置數(shù)據(jù)，設置調(diào)諧器單元4內(nèi)的各個單元。而且，在執(zhí)行VC0校準期間，主機CPU44 也進行控制，以使得內(nèi)部時鐘加速。下面更詳細地描述用于增大內(nèi)部時鐘的速度的處理。 此外，在執(zhí)行VC0校準期間，主機CPU44通過接通上述直通式電路411的開關411s來控制 LNA410的選擇，并且還減少下面描述的VC0振蕩電流。
[0058] 1-1-3、VC0 配置實例
[0059] 接下來，參照圖3的方框圖，描述本地振蕩器420內(nèi)的VC0430的配置實例。VC0430 由LC調(diào)諧電路431和振蕩器432構造。振蕩器432連接至可變電流源433。LC調(diào)諧電路 431具有與每個子頻帶對應的調(diào)諧電容器31-1到31-m、壓控調(diào)諧電容器33以及調(diào)諧電感 器34。構成LC調(diào)諧電路431的各個元件并聯(lián)連接。開關32-1到32-m分別與調(diào)諧電容器 31-1到3Ι-m串聯(lián)連接。
[0060] 要注意的是，在以下描述中，在不需要分別描述每個調(diào)諧電容器31-1到31-m的情 況下，這些單元簡稱為調(diào)諧電容器31。類似地，在不需要分別描述每個開關32-1到32-m的 情況下，這些單元簡稱為開關32。
[0061] 調(diào)諧電容器31由例如嵌入芯片上的二極管配置。壓控調(diào)諧電容器33是用于控制 電容值的可變電容二極管。壓控調(diào)諧電容器33的電容值由施加給其Vc端(未示出）的控制 電壓Vc控制。圖4的（A)示出了壓控調(diào)諧電容器33的控制電壓Vc與電容值Cv之間的關 系。在圖4的（A)中，水平軸表示控制電壓Vc (Vt)，垂直軸表示壓控調(diào)諧電容器33的電容 值Cv (pF)。如圖4的（A)中所示，所施加的控制電壓Vc越小，壓控調(diào)諧電容器33的電容 值Cv就越大，并且所施加的控制電壓Vc越大，壓控調(diào)諧電容器33的電容值Cv就越小。
[0062] 調(diào)諧電感器34由例如嵌入芯片上的電感器配置。而且，振蕩器432的振蕩頻率由 LC調(diào)諧電路431控制，該LC調(diào)諧電路由其開關32已經(jīng)設為接通的調(diào)諧電容器31、壓控調(diào) 諧電容器33以及調(diào)諧電感器34配置。如果例如設置一個調(diào)諧電容器31，那么可通過以下 公式1計算由LC調(diào)諧電路431振蕩的振蕩器432的振蕩頻率Fc。在公式1中，"L"表示調(diào) 諧電感器34的電感，并且"C"表示調(diào)諧電容器31的電容值。 1 .
[0063]振蕩頻率 ++++++++a++++++公式 1
[0064] 圖4的（B)示出了振蕩器432的控制電壓Vc與振蕩頻率Fc之間的關系。在圖4 的（B)中，水平軸表示控制電壓Vc (Vt)，垂直軸表示振蕩器432的振蕩頻率Fc。如圖4的 (B沖所示，所施加的控制電壓Vc越小，振蕩器432的振蕩頻率Fc就越小，并且所施加的控 制電壓Vc越大，振蕩器432的振蕩頻率Fc就越大。
[0065] 實際上，提供m個調(diào)諧電容器31。在這種情況下，可通過以下公式2計算振蕩器 432的振蕩頻率Fc。在公式2中，"L"表示調(diào)諧電感器34的電感，并且"C32-1"到"C32-m" 分別表示每個調(diào)諧電容器31-1到31-m的電容值。
[0066] S卩，其開關32接通的調(diào)諧電容器31的數(shù)量越大(參照圖3)，振蕩頻率Fc就越低， 并且其開關32接通的調(diào)諧電容器31的數(shù)量越小，振蕩頻率Fc就越高。
[0067] 振蕩頻率 7tx!Ln(i： v +C； ：i 2 ...... 1 + C 3 2 ...... 2 + · * * C； ：f 2 .....公式 2 Fc
[0068] 圖5示出了在由根據(jù)本實施方式的LC調(diào)諧電路(S卩，在圖3中所示的LC調(diào)諧電路 431)振蕩的振蕩器432的振蕩頻率Fc與控制電壓Vc之間的關系。水平軸表示控制電壓Vc (Vt)，垂直軸表示振蕩器432的振蕩頻率Fc(f)。在圖2中所示的所有調(diào)諧電容器31-1到 31-m接通并且控制電壓Vc設為預定的電壓(例如，0. 9V)時，振蕩器432的振蕩頻率Fc是 由圖中的"F1"表示的值。
[0069] 而且，振蕩頻率Fc也隨著所施加的控制電壓Vc變化而變化。如果控制電壓Vc的 值從其最小值變成其最大值，那么振蕩頻率Fc從振蕩頻率Fin (該頻率為其最小值）變成 振蕩頻率Fix (該頻率為其最大值)。即，在所有調(diào)諧電容器31接通時，可由該振蕩頻率Fc 覆蓋的頻帶從振蕩頻率Fin到振蕩頻率Fix。在本實施方式中，具有振蕩頻率Fc的各個頻 帶根據(jù)接通的調(diào)諧電容器31的數(shù)量改變，這些相應的頻帶稱為"子頻帶"。在圖5中，由在 所有調(diào)諧電容器31接通時獲得的振蕩頻率Fc覆蓋的子頻帶表示為子頻帶Sb-1。
[0070] 在調(diào)諧電容器31中，如果僅僅斷開調(diào)諧電容器31-1 (參照圖3)，控制電壓Vc的 值固定，那么LC調(diào)諧電路431生成振蕩頻率F2,該振蕩頻率F2是比振蕩頻率F1更高的頻 率。因此，通過增大/減小控制電壓Vc，在振蕩器432的振蕩頻率Fc從最小的振蕩頻率F2 變成最大的振蕩頻率F2x時的持續(xù)時間根據(jù)控制電壓Vc的值而改變。在圖5中，具有僅僅 在斷開一個調(diào)諧電容器31時生成的振蕩頻率Fc的頻帶被表示為子頻帶Sb-2。
[0071] 如上所述，LC調(diào)諧電路431中的調(diào)諧電容器31由嵌入芯片上的可變電容二極管配 置。因此，每個調(diào)諧電容器31的電容值的可變范圍較小，大約為幾 pF (從0V到3. 3V)。在 本實施方式中，通過提供具有較小的可變范圍的多個這種調(diào)諧電容器31形成多個子頻帶， 從而可包含較寬的范圍，作為本地振蕩頻率范圍。
[0072] 在選擇與接收頻率對應的子頻帶Sb時，通過由被配置為PLL電路的本地振蕩器 420進行反饋控制，通過分割振蕩器432的振蕩頻率Fc所獲得的頻率與接收頻率同步。然 而，由于可變電容二極管(可變電容元件)用作LC調(diào)諧電路431的壓控調(diào)諧電容器33,所以 電容-電壓（C-V)特性根據(jù)使用時的周圍溫度和濕度以及電源的電壓等因素而改變。即， 與接收頻率對應的子頻帶Sb還可根據(jù)這種因素的變化而變化。因此，在本實施方式中，例 如，每當進行頻道選擇時，通過執(zhí)行"VC0校準"以搜索與接收電壓對應的子頻帶Sb，使壓控 調(diào)諧電容器33的C-V特性的不均勻性平坦。
[0073] 在此處，參照圖5和圖6中的流程圖，描述根據(jù)本實施方式的VC0校準操作的實 例。如圖6中所示，首先，例如，根據(jù)下述控制邏輯，施加給壓控調(diào)諧電容器33的控制電壓 Vc被固定為預定的值(例如，0.9V)(步驟S1)。然后，接通與調(diào)諧電容器31連接的所有開 關32 (步驟S2)。在這種狀態(tài)中，振蕩器432振蕩(步驟S3)，然后，確定振蕩器432的振蕩 頻率Fc是否大于根據(jù)接收頻率確定的PLL鎖定目標頻率Ftg (步驟S4)。
[0074] 如果振蕩頻率Fc等于或小于目標頻率Ftg，那么斷開與調(diào)諧電容器31連接的一個 開關32(步驟S5)，然后，再次進行在步驟S4中進行的確定。而且，如果確定振蕩頻率Fc大 于目標頻率Ftg，那么在輸出振蕩頻率Fov的子頻帶Sb-i (其中，i為自然數(shù)）處，開始PLL 反饋控制，該振蕩頻率是大于目標頻率Ftg的頻率(步驟S6)。
[0075] 如圖5中所示，大于目標頻率Ftg的振蕩頻率Fov表示在由控制電壓Vc在圖6的 步驟S1中生成的振蕩頻率Fc (其值固定）之中，其值大于目標頻率Ftg的頻率。振蕩頻率 Fc具有不同的值(換言之，連接的調(diào)諧電容器31的數(shù)量)，根據(jù)該值，選擇子頻帶Sb。在本 實施方式中，生成大于目標頻率Ftg的振蕩頻率Fov的子頻帶Sb-i被視為與接收頻率對應 的子頻帶Sb。
[0076] 要注意的是，由于目的在于搜索生成與目標頻率Ftg具有較小差別（在預定的范 圍內(nèi)）的振蕩頻率Fc的子頻帶Sb，所以振蕩頻率Fc能夠為不大于目標頻率Ftg的值。例 如，在生成振蕩頻率Fov的子頻帶Sb-i和先前搜索的子頻帶Sb- (i-Ι)之中，生成最靠近目 標頻率Ftg的振蕩頻率Fc的子頻帶Sb還可被視為與接收頻率對應的子頻帶Sb。
[0077] 存儲關于哪個子頻帶是與接收頻率對應的子頻帶Sb的信息，直到PLL被鎖定在被 確定為與接收頻率對應的子頻帶Sb處。例如，關于子頻帶Sb的信息可被表示為連接的調(diào) 諧電容器31的數(shù)量。要注意的是，除了調(diào)諧電容器31的數(shù)量，關于子頻帶Sb的信息還可 包括關于具有比目標頻率Ftg更大的值的振蕩頻率Fov的信息。而且，例如，關于接收頻率 和子頻帶Sb的信息可存儲在表格內(nèi)并且甚至在鎖定PLL之后保留該信息。
[0078] 在此處，返回圖3,再次描述根據(jù)本實施方式的VC0430的配置。如上所述，調(diào)諧電 感器34被配置為嵌入芯片上的電感器。因此，調(diào)諧電感器34的電感為0到20nH (較低)， 并且Q值也是10或以下的低值。在由這種調(diào)諧電感器34和上述調(diào)諧電容器31以及壓控 調(diào)諧電容器33構成的VC043振蕩時，通常僅僅可生成在GHz內(nèi)的高頻。然而，在本實施方式 中，由VC043生成的振動頻率由未示出的分頻器分成大約為源振蕩的范圍的1/32的范圍。 這就使得能夠覆蓋從2, 200MHz到4, 400MHz的振蕩頻率范圍，該范圍大約為由衛(wèi)星廣播使 用的從950MHz到2, 150MHz的范圍的兩倍。
[0079] 圖7為示出根據(jù)本實施方式的子頻帶Sb的配置實例的解釋圖。在圖7中，水平軸 表示頻率(MHz),垂直軸表示控制電壓。在圖7的示圖中所示的向上傾斜到右邊的多個直線 表示每個子頻帶Sb。具有最低振蕩頻率的子頻帶Sb-Ι顯示了在連接圖3中所示的所有調(diào) 諧電容器31的狀態(tài)中變化的振蕩頻率。而且，具有最高振蕩頻率的子頻帶Sb-m顯示了在 已經(jīng)斷開所有調(diào)諧電容器31的狀態(tài)中變化的振蕩頻率。
[0080] 如上所述，由于如果由VC0430生成在2, 200MHz到4, 400MHz的范圍內(nèi)的本地振蕩 頻率是可接受的，那么在本實施方式中，覆蓋多個子頻帶Sb的頻率范圍也可從2, 200MHz到 4, 400MHz。然而，為了避免由可變電容二極管構成的壓控調(diào)諧電容器33的不均勻性造成在 實際操作期間未獲得期望的本地振蕩頻率的現(xiàn)象，在根據(jù)本實施方式的接收設備10中，將 振蕩器432的頻率范圍設為從1，950MHz到4, 850MHz。即，這表示在除了用作本地振蕩頻 率頻帶的2, 200MHz到4, 400MHz帶寬以外的區(qū)域內(nèi)，具有子頻帶Sb。因此，從1，950MHz到 2, 200MHz的區(qū)域以及從4, 400MHz到4, 850MHz的區(qū)域也包含在VC0校準執(zhí)行目標內(nèi)，在該 目標中，搜索子頻帶Sb。
[0081] 然而，這種方式的配置表示在執(zhí)行VC0校準期間掃描的頻率頻帶內(nèi)，包括在衛(wèi)星 廣播接收期間VC0430的輸入頻率1，950MHz到2, 200MHz。因此，不僅在執(zhí)行VC0校準期間 掃描的頻率與在由另一個調(diào)諧器單元4進行頻道選擇期間的頻率完全匹配時，而且甚至在 掃描低得多的頻率(例如，1，950MHz)時，干擾其他調(diào)諧器單元4。在覆蓋子頻帶Sb的頻率 范圍被設為與本地振蕩頻率完全相同的頻率范圍時，如果在執(zhí)行VC0校準期間掃描的頻率 與在由另一個調(diào)諧器單元4進行頻道選擇期間的頻率完全匹配，那么也發(fā)生這種現(xiàn)象。
[0082] 為了解決這種問題，在根據(jù)本公開實施方式的接收設備10中，在執(zhí)行VC0校準期 間的內(nèi)部時鐘(主機CPU44的時鐘頻率）的速度增大。即，通過在執(zhí)行VC0校準期間縮短子 頻帶Sb的搜索時間，在接收預定頻率期間干擾其他調(diào)諧器單元4的持續(xù)時間縮短。參照在 下面圖8中所示的本地振蕩器420 (PLL電路)的方框圖，描述增大內(nèi)部時鐘的速度的處理。
[0083] 在圖8中所示的本地振蕩器420被配置為PLL電路，該電路包括生成參考信號 的液晶振蕩器421、分頻器422、相位比較器423、回路濾波器424、VC0430以及可變分頻器 425。而且，本地振蕩器420還包括分頻器426、頻率計數(shù)器427、控制邏輯428、控制電壓施 加單元429、分頻器440以及分頻器441。
[0084] 分頻器422將由液晶振蕩器421生成的參考頻率除以1/R (R分割)，以產(chǎn)生比較 頻率Frr，并且將所產(chǎn)生的比較頻率Frr饋送給相位比較器423。相位比較器423比較該比 較頻率Frr (由分頻器422分割的頻率）的相位和分割頻率Fdv的相位，該分割頻率Fdv由 VC0430生成并且由可變分頻器425分割。然后，相位比較器423根據(jù)該相位差(誤差信號） 生成信號，并且將生成的信號輸入到回路濾波器424中?；芈窞V波器424將從相位比較器 423輸入的誤差信號轉換成直流電壓，并且將該電壓施加給VC0430。VC0430根據(jù)從回路濾 波器424施加的直流電壓的大小，改變振蕩頻率，并且將所生成的振蕩頻率饋送給可變分 頻器425。通過進行這種PLL反饋控制，饋送給可變分頻器425的振蕩頻率Fdv的相位因此 被鎖定到比較頻率Frr的相位。即，振蕩頻率Fdv變成與比較頻率Frr精確相同的頻率。 [0085] 可變分頻器425是通過使由液晶振蕩器421生成的參考頻率乘以1/N (N分割)或 N倍來生成分割頻率Fdv的分頻器。在本實施方式中，通過調(diào)整分頻器422的分割比率R和 可變分頻器425的分割比率N的值，在"2"到"32"之間切換整體分割比率，在這樣配置的 PLL電路中，PLL被鎖定在由VC0430生成的本地振蕩頻率與期望頻率之間的差值足夠小時 的點。
[0086] 分頻器426是在執(zhí)行VC0校準期間選擇的分頻器。由VC0430生成的振蕩頻率乘 以1/M倍（M分割)，并且輸入到頻率計數(shù)器427中。分頻器426的分割比率Μ設為例如"32" 等。要注意的是，在本實施方式中，雖然由于VC0430的本地振蕩頻率頻帶被設為接收頻率 的值的兩倍，所以提供用于分割輸入到頻率計數(shù)器427中的頻率的分頻器426,但是例如， 在本地振蕩頻率頻帶和接收頻率相同的情況下,可省略分頻器426。
[0087] 頻率計數(shù)器427通過計算由分頻器426分割的頻率(作為輸入）來測量VC0430的 本地振蕩頻率Fc，并且計算所測量的本地振蕩頻率Fc與根據(jù)期望目標頻率Ftg生成的比較 頻率Frr之間的差值。針對生成振蕩頻率F1、F2. . . Fok的在圖5中所示的每個子頻帶Sb， 進行該差值計算處理。即，執(zhí)行該處理，直到發(fā)現(xiàn)生成比根據(jù)目標頻率Ftg生成的比較頻率 Frr大的振蕩頻率Fov的子頻帶Sb。
[0088] 控制邏輯428根據(jù)關于由頻率計數(shù)器427計算的差值的信息，控制VC0430和控制 電壓施加單元429。具體而言，如果確定所選擇的子頻帶Sb處的振蕩頻率Fc低于比較頻 率Frr，那么控制邏輯428發(fā)出將子頻帶Sb切換至VC0430的命令。而且，控制邏輯428還 控制控制電壓施加單元429,以使得控制電壓Fv固定為例如0. 9V。如果確定所選擇的子頻 帶Sb處的振蕩頻率Fc大于比較頻率Frr，那么控制邏輯428進行控制，以使得將電壓施加 給回路濾波器424的電源從控制電壓施加單元429切換到相位比較器423?？刂齐妷菏┘?單元429通過回路濾波器424將由控制邏輯指示的控制電壓施加給VC0430。
[0089] S卩，在搜索用于生成振蕩頻率Fov的子頻帶Sb期間，由VC0430、分頻器426、頻率 計數(shù)器427、控制邏輯428、控制邏輯428、控制電壓施加單元429以及回路濾波器424形成 的回路控制VC0430的振蕩頻率Vc。在已經(jīng)發(fā)現(xiàn)生成振蕩頻率Fov的子頻帶Sb之后，由 VC0430、可變分頻器425、相位比較器423以及回路濾波器424形成的回路控制VC0430的振 蕩頻率Vc。而且，將PLL鎖定在由VC0430生成的振蕩頻率與期望接收頻率之間的差值足夠 小時的點。
[0090] 分頻器440通過將由液晶振蕩器421生成的參考頻率乘以1/F (F分割)，來生成 比較頻率，并且將所生成的比較頻率饋送到頻率計數(shù)器427和控制邏輯428。在本實施方式 中，在實際上選擇頻道時(在接收廣播信號時）的分頻器440的分割比率F與在執(zhí)行VC0校 準時的分割比率不同。具體而言，如果液晶振蕩器421參考頻率設為例如16MHz，那么分割 比率F在頻道選擇期間設為" 16"并且在執(zhí)行VC0校準時設為" 1"。
[0091] 被配置為PLL電路的本地振蕩器420的時鐘頻率是通過將由液晶振蕩器421生成 的參考頻率除以分割比率F分所獲得的值。即，通過在執(zhí)行VC0校準期間將分頻器440的 分割比率F變成例如"1"，本地振蕩器420的時鐘頻率變成16MHz (參考頻率/1 (分割比 率)=16)。由于在頻道選擇期間本地振蕩器420的正常時鐘頻率是16ΜΗζ/16=1ΜΗζ，所以可 以理解的是，在執(zhí)行VCO校準期間，PLL電路的時鐘頻率增大。因此，由于翻動頻率計數(shù)器 427的最小步長減小(在本實施方式中，1MHz)，所以將控制電壓施加給本地振蕩器420的間 隔也減小。即，針對一個子頻帶Sb搜索本地振蕩頻率所需要的時間更短。
[0092] 分頻器441通過分割由VC0430生成的本地振蕩頻率來執(zhí)行與接收頻率頻帶匹配 的處理。
[0093] 通過像這樣進行控制，由于執(zhí)行VC0校準所需要的時間(搜索生成振蕩頻率Fov的 子頻帶Sb所需要的時間)更短，所以本地振蕩頻率及其倍增和分割分量從VC0430泄露的持 續(xù)時間本身也更短。在本發(fā)明人實際上測量針對一個子頻帶Sb搜索本地振蕩頻率所需要 的時間時，在分割比率F設為" 16"時，所需要的時間是64 μ s，而在分割比率F設為" 1"時， 所需要的時間是4 μ s。
[0094] 在本實施方式中，通過參照解調(diào)器41進行誤差校正所花費的處理時間，設置分頻 器440的分割比率F。即，確定分割比率F的值，以使得搜索生成振蕩頻率Fov的子頻帶Sb 所需要的時間在誤差校正處理時間內(nèi)。通過以下公式可計算誤差校正處理時間。
[0095] 符號長度（/巾貞）/廣播信號傳輸速率-----公式3
[0096] 通過以下公式可確定"符號長度（/幀)"。
[0097] (誤差可校正比特數(shù)(單位：字節(jié))）X (塊交織長度(單位：幀)）X符號率--公 式4
[0098] 例如，由解調(diào)器41執(zhí)行的誤差校正的類型是"縮短的Reed-Solomon (204, 188)"。 如果要接收的廣播波是BS數(shù)字廣播，那么插入以上公式3和4內(nèi)的參數(shù)是以下值。
[0099] 誤差可校正比特數(shù)=誤差可校正比特數(shù)：8 (字節(jié)）X 8 (幀）=64 (字節(jié)）塊交織長 度：8 (中貞）
[0100] 編碼率：1/2
[0101] 廣播信號傳輸速率：28. 86 (Mb/s)
[0102] 因此，根據(jù)公式1 :
[0103] 64 (字節(jié)）X8 (幀）Xl/2=256 (符號）
[0104] 將其插入公式2中，提供以下計算。
[0105] 256 (符號）/28. 86 (Mb/s) =8. 87 (μ s)
[0106] 如上所述，通過將本地振蕩器420內(nèi)的分頻器440的分割比率F設為"1"，針對 一個子頻帶Sb搜索本地振蕩頻率所花費的時間為"4ys"。即，這比誤差校正處理時間 8. 87 μ s更短。因此，即使由于執(zhí)行VC0校準從而發(fā)生位誤差，由解調(diào)器41進行的誤差校正 也可校正該誤差。
[0107] 要注意的是，雖然在本文中描述了針對一個子頻帶Sb搜索本地振蕩頻率所花費 的時間適合在誤差校正處理時間范圍內(nèi)的實例，但是本公開不限于此。只要針對一個子頻 帶Sb搜索本地振蕩頻率所花費的時間比過去更短，分割比率F就可設為另一個值。
[0108] 1-2、接收處理實例
[0109] 接下來，將參照在圖9中所示的流程圖，描述由主機CPU44 (參照圖4)執(zhí)行的接收 處理的實例。首先，主機CPU44確定是否已經(jīng)達到VC0校準的執(zhí)行時間（步驟Sll)。VC0校 準的執(zhí)行時間被設為預定的時間，例如，在啟動調(diào)諧器單元4時，在接收的頻道改變時等。 如果確定還未到達VC0校準的執(zhí)行時間，那么在步驟S11中進行的確定繼續(xù)。如果確定已經(jīng) 到達VCO校準的執(zhí)行時間，那么主機CPU44確定是否操作另一個調(diào)諧器單元4 (步驟S12)。 如果確定不操作另一個調(diào)諧器單元4,那么處理完成。
[0110] 如果確定操作另一個調(diào)諧器單元4,那么根據(jù)相關技術的時鐘頻率計算可變 LPF415 (參照圖2)的截止頻率，但不改變分割比率F的設置(步驟S13)。然后，被配置為 PLL電路的本地振蕩器420的時鐘速度增大(步驟S14)。在本實施方式中，如上所述，通過 將分割比率F設為較大的值，本地振蕩器420的時鐘頻率的速度可被增大。
[0111] 接下來，通過接通直通式電路411的開關411s (參照圖4)，選擇LNA410側，并且 進行控制以抑制本地振蕩器420的振蕩電流(步驟S15)。然后，執(zhí)行VC0校準(步驟S16)。 在已經(jīng)執(zhí)行VC0校準之后，PLL電路的時鐘頻率返回其原始值(步驟S17)。然后，通過接通 直通式電路411的開關41 ls，選擇直通式電路側，并且停止對本地振蕩器420的本地振蕩電 流的抑制(步驟S18)。
[0112] 要注意的是，在步驟S14和S15中所示的各個處理以及步驟S17和S18的處理順 序不限于以上順序?？砂凑障喾吹捻樞騺韴?zhí)行這些處理
[0113] 根據(jù)上述本實施方式，由于在執(zhí)行VC0校準期間的內(nèi)部時鐘(在以上實例中，PLL 電路的時鐘頻率)加速，所以搜索與接收頻率對應的子頻帶Sb所花費的時間也加速。因此， 本地振蕩頻率及其倍增和分割分量向調(diào)諧器單元4泄露的持續(xù)時間本身也更短。因此，在 解調(diào)期間由另一個調(diào)諧器單元4向圖像中增加的持續(xù)時間也會縮短。
[0114] 而且,根據(jù)上述本實施方式，針對一個子頻帶Sb搜索本地振蕩頻率所花費的時間 適合在誤差校正處理時間范圍內(nèi)。因此，即使由于執(zhí)行VC0校準而發(fā)生位誤差，由解調(diào)器41 進行的誤差校正也可校正該誤差。
[0115] 此外，根據(jù)上述本實施方式，由于在執(zhí)行VC0校準期間選擇LNA410,所以通過 LNA410減少了本地振蕩頻率及其倍增和分割分量的泄露量。
[0116] 更進一步地，根據(jù)上述本實施方式，由于在執(zhí)行VC0校準期間，抑制了 VC0430的振 蕩電流，所以減少了由VC0430的振蕩造成的功耗。因此，也減少了本地振蕩頻率及其倍增 和分割分量的泄露量。
[0117] 而且，根據(jù)上述本實施方式，執(zhí)行VC0校準所花費的時間更短。這不僅允許在廣播 信號接收頻帶內(nèi)發(fā)生的在調(diào)諧單元4之間的干擾的影響減小，而且允許在VC0430內(nèi)的振蕩 器432的振蕩頻率頻帶（GHz頻帶）內(nèi)發(fā)生的在調(diào)諧單元4之間的干擾的影響減小。
[0118] 2、本公開的第二實施方式
[0119] 接下來，將參照圖10和11描述本公開的第二實施方式。根據(jù)本實施方式的接收設 備的配置與在圖1中所示的接收設備10的配置相同。即，接收設備中的調(diào)諧器單元的配置 與在圖2中所示的調(diào)諧器單元4的配置相同，調(diào)諧器單元內(nèi)的VC0的配置與圖3中所示的 VC0430的配置相同，并且本地振蕩器的配置與圖8中所示的本地振蕩器420的配置相同。
[0120] 圖10為示出由作為控制單元的主機CPU44 (參照圖1)執(zhí)行VC0校準期間執(zhí)行的 處理的流程圖。根據(jù)本實施方式的接收設備l〇a (未示出）在執(zhí)行VC0校準期間將在子頻 帶Sb的搜索操作(本地振蕩頻率搜索操作）中未涉及的模塊設為休眠狀態(tài)。
[0121] 首先，主機CPU44 (參照圖2)確定是否已經(jīng)達到VC0校準的執(zhí)行時間（步驟S21)。 VC0校準的執(zhí)行時間設為預定時間，例如，在啟動調(diào)諧器單元4時，在接收的頻道改變時等。 如果確定還未達到VC0校準的執(zhí)行時間，那么在步驟S21中進行的確定繼續(xù)。如果確定已經(jīng) 達到VCO校準的執(zhí)行時間，那么主機CPU44確定是否操作另一個調(diào)諧器單元4 (步驟S22)。 如果確定不操作另一個調(diào)諧器單元4,那么處理完成。如果確定操作另一個調(diào)諧器單元4， 那么設置主機CPU44,以使得可變分頻器425 (參照圖10)、I/Q混頻器412和413以及基帶 放大器417和418 (分別參照圖2)(這些是在本地振蕩頻率搜索操作中未涉及的模塊）處 于休眠狀態(tài)中（步驟S23)。
[0122] 此處使用的術語"休眠狀態(tài)"表示其中具有足以保持完全斷開這些模塊中的每個 的電平的小電流流動的狀態(tài)。"小電流"是這樣的電流，該電流具有的電平足以使某些電荷 保持在包含在構成這些模塊的半導體元件內(nèi)的電容元件內(nèi)，或者在與其相等的現(xiàn)有寄生電 容的電容內(nèi)。通過在半導體元件的電容內(nèi)保持某個電荷量，從休眠狀態(tài)返回到正常狀態(tài)所 需要的時間可縮短。而且，通過在半導體元件的電容內(nèi)保持某個電荷量，甚至在再次返回正 常狀態(tài)時，消除了 VC0430的輸入阻抗的變化。因此，可防止阻抗的變化造成VC0430的振蕩 頻率偏離了最初預期的頻率。
[0123] 接著，主機CPU44執(zhí)行VC0校準(步驟S24 )。即，主機CPU44使用VC0430開始進行 子頻帶Sb搜索，并且以期望頻率振蕩。然后，主機CPU44確定VC0校準是否已經(jīng)完成(步驟 S25)。在步驟S25中進行的確定繼續(xù)，直到確定已經(jīng)完成VC0校準。在已經(jīng)完成VC0校準 時，主機CPU44確定鎖定PLL是否已經(jīng)被鎖定在與接收頻率對應的子頻帶Sb處(步驟S26)。 在未鎖定PLL期間，在步驟S26中進行的確定繼續(xù)。
[0124] 如果PLL被鎖定在與接收頻率對應的子頻帶Sb處，那么在步驟S23中被設置為休 眠狀態(tài)的可變分頻器425、I/Q混頻器412和413以及基帶放大器417和418的操作重新開 始(步驟S27)。因此，基帶信號由本地振蕩器420a生成，由可變分頻器425分割，通過I/Q 混頻器412和413與輸入射頻信號混合，并且由基帶放大器417和418放大，再次從接收設 備10a中輸出。
[0125] 圖11為示出在由根據(jù)本實施方式的接收設備執(zhí)行圖10中所示的處理時，信號輻 射量的變化的實例的示圖。圖11的（A)、ll的（C)以及11的（E)為調(diào)諧器單元4的配置實 例的方框圖，圖11的（B)和11的（D)為示出從調(diào)諧器單元4中泄露的信號的頻率和信號電 平(功率）的示圖。
[0126] 圖11的（A)示出了其中由于執(zhí)行VC0校準，使得可變分頻器425、I/Q混頻器412 和413以及基帶放大器417和418已被設為休眠狀態(tài)的一種狀態(tài)。處于休眠狀態(tài)的模塊已 經(jīng)涂有色彩。通過執(zhí)行這種處理，來自調(diào)諧器單元4的信號輻射量僅僅限于從本地振蕩器 420發(fā)射的輻射。因此，如圖11的（B)中所示，來自調(diào)諧器單元4的信號輻射量小于緊接在 休眠之前的輻射量。
[0127] 圖11的（C)為在VC0校準執(zhí)行期間使用方框圖示出調(diào)諧器單元4的狀態(tài)的概念 圖。執(zhí)行VC0校準，同時可變分頻器425、I/Q混頻器412和413以及基帶放大器417和418 依然處于休眠狀態(tài)。圖11的（D)為示出在執(zhí)行VC0校準期間來自調(diào)諧器單元4的信號輻 射量的示圖。在VC0校準執(zhí)行期間，如上所述，由于正在執(zhí)行子頻帶Sb搜索，所以所發(fā)射的 頻率具有較大范圍。然而，由于信號電平較小，所以其他調(diào)諧器單元4上的有害輻射量也被 抑制為低水平。
[0128] 圖11的（E)為在已經(jīng)完成VC0校準之后使用方框圖示出調(diào)諧器單元4的狀態(tài)的 概念圖。在已經(jīng)完成VC0校準之后，可變分頻器425、I/Q混頻器412和413以及基帶放大 器417和418的操作被重啟。因此，如圖11的（F)中所示，來自調(diào)諧器單元4的信號輻射 量返回至這些相應的模塊被設為休眠狀態(tài)之前的水平。即，其他調(diào)諧器單元4上的有害輻 射量也增大。
[0129] 然而，由于在該點發(fā)射的信號的頻率固定(是固定頻率)，所以只要該固定頻率以 及其他調(diào)諧器單元4上的振蕩頻率Fc沒有特定的頻率關系，就不干擾其他調(diào)諧器單元4。 可預先研究固定頻率與其他調(diào)諧器單元4上的振蕩頻率Fc之間形成該特定頻率關系的條 件。因此，可根據(jù)研究結果設置為使各個振蕩頻率Fc彼此分開，從而防止頻率之間的干擾。
[0130] 根據(jù)上述本實施方式，在VC0校準執(zhí)行期間，可變分頻器425、I/Q混頻器412和 413以及基帶放大器417和418處于休眠狀態(tài)。因此，可能成為對其他調(diào)諧器單元4的有害 輻射的信號輻射量僅僅限于從本地振蕩器420發(fā)射的輻射，其他調(diào)諧器單元4從其他頻道 接收廣播波。因此，空中的輻射的絕對量減少。而且，通過將I/Q混頻器412和413以及基 帶放大器417和418設置為休眠狀態(tài)，從布線的角度來看，其他接收設備10的射頻信號輸 入端和該接收設備10的射頻信號輸入端在其他頻道廣播波的頻道選擇期間，實質上是彼 此切斷的。即，根據(jù)本實施方式，在由其他調(diào)諧器單元4接收期間的圖片中出現(xiàn)的有害輻射 造成的噪音量可減少。
[0131] 此外，通過將I/Q混頻器412和413設置為休眠狀態(tài)，輸入I/Q混頻器412和413 中的兩個不同頻率之和和之差的頻率或者二次諧波和三次諧波的之和和之差的頻率（寄生 頻率）的發(fā)生可降低。更進一步地，通過將基帶放大器417和418設置為休眠狀態(tài)，可防止 放大由I/Q混頻器412和413產(chǎn)生的寄生頻率。
[0132] 圖12為示出在使根據(jù)本實施方式的本地振蕩頻率搜索操作中未涉及的模塊休眠 時測量的寄生電平與在通常的情況下未使這些模塊休眠時測量的寄生電平之間的比較的 示圖。示圖的水平軸表示寄生電平(單位：dBm)，垂直軸表示頻率(單位：MHz)。在本地振蕩 頻率搜索操作中未涉及的模塊處于休眠狀態(tài)時測量的寄生電平由實線表示，并且在相關技 術的情況下未使這些模塊休眠時測量的寄生電平由虛線表示。
[0133] 如圖12中所示，可以看出，在其中進行測量的大約1，300MHz至大約2, 100MHz的 范圍內(nèi)，在執(zhí)行根據(jù)本實施方式的處理時的由實線表示的寄生電平是比相關技術的情況下 的寄生電平具有更低的值。尤其地，在大約2, 100MHz時，當與相關技術的情況一樣而未使 這些模塊休眠時測量出的寄生電平大約為_105dBm，而在執(zhí)行根據(jù)本實施方式的處理時的 由實線表示的寄生電平為大約_120dBm的低值。即，對其他調(diào)諧器單元4的影響可減少寄 生電平減少量。
[0134] 3、其他變形例
[0135] 要注意的是，雖然在本公開的上述第二實施方式中，描述了其中在執(zhí)行VC0校準 期間，可變分頻器425、I/Q混頻器412和413以及基帶放大器417和418被設為休眠狀態(tài) 的實例，但是本公開不限于該實例。其他模塊也可設為休眠狀態(tài)，只要這種模塊并非VC0430 即可。例如，如果在可變分頻器425之前或者在VC0430內(nèi)設置前置放大器，那么在執(zhí)行VC0 校準期間，該前置放大器也可設為休眠狀態(tài)。通過這種方式進行處理，可防止從前置放大器 輸出具有由信號失真造成的大振幅的信號。
[0136] 而且，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了其中VC0430具有多個子頻帶 Sb的實例，但是本公開不限于此。例如，只要依然可執(zhí)行VC0430的校正(優(yōu)化)，VC0430中 的振蕩器的調(diào)諧電容器31就可由單個可變電容二極管配置。
[0137] 此外，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了 VC0430安裝在1C上的實例， 但是本公開不限于此。本公開還可適用于一種配置中，在該配置中，與過去一樣，VC0430的 調(diào)諧電容器31設置于1C的外部。
[0138] 更進一步地，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了用作頻率選擇元件的 調(diào)諧電容器31由可變電容二極管構成的實例，但是本公開不限于此。只要使用可變電容元 件，本公開就還可適用于其中使用可變電容二極管以外的元件的構造中。
[0139] 甚至更進一步地，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了每當進行頻道選 擇時執(zhí)行VC0校準的實例，但是本公開不限于此?？蓛H在啟動調(diào)諧器單元4時或者在某個 其他時間，執(zhí)行VC0校準。
[0140] 而且，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了按照從具有最低振蕩頻率Fc 的子頻帶Sb-i開始的順序進行子頻帶Sb搜索的實例，但是本公開不限于此。例如，可按照 從具有最高振蕩頻率Fc的子頻帶Sb-m開始的順序進行子頻帶Sb搜索，或者該搜索可從子 頻帶Sb的任一端開始，并且朝著中心進行。
[0141] 進一步地，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了在VC0校準執(zhí)行期間內(nèi) 部時鐘速度增大并且除了配置調(diào)諧器單元4的VC0430之外的模塊設為休眠狀態(tài)的實例，但 是本公開不限于此。該處理不限于在執(zhí)行"校準"時，并且出于某個其他目的，在進行本地 振蕩頻率搜索期間可執(zhí)行該處理。
[0142] 此外，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了 PLL回路在子頻帶Sb搜索期 間并未進行操作而是在已經(jīng)發(fā)現(xiàn)子頻帶Sb之后進行操作的實例，但是本公開不限于此。例 如，本公開還可適用于其中在鎖定PLL的同時一步一步地增大或減小頻率的配置中。
[0143] 更進一步地，在上述本公開的各個實施方式中，雖然描述了解調(diào)器41根據(jù) Reed-Solomon編碼進行誤差校正的實例，但是本公開不限于此。可使用某種其他方法，只要 其是具有誤差校正間隙（時隙）的誤差校正方法即可。
[0144] 甚至更進一步地，如上所述，VC0430的振蕩頻率不限于設為接收頻率的兩倍，可設 置為接收頻率的某個其他倍數(shù)或與接收頻率相同的頻率。而且，如上所述，本公開不限于接 收衛(wèi)星廣播波，本公開還可適用于通過某種其他方法(例如，從地面數(shù)字廣播中）接收廣播 波的配置中。
[0145] 本領域的技術人員應理解的是，只要在所附權利要求或其等同物的范圍內(nèi)，根據(jù) 設計要求和其他因素，可進行各種修改、組合、次組合以及變更。
[0146] 另外，還可如下配置本技術。
[0147] (1)-種接收設備，包括：
[0148] 至少一個分頻器，所述至少一個分頻器被配置為分割通過天線所接收到的高頻信 號；
[0149] 高頻處理單元，所述高頻處理單元被配置為輸出通過混合由所述分頻器分割的所 述高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器生成的本地振蕩頻率所獲得的接收信號；以 及
[0150] 控制單元，所述控制單元被配置為執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化，以搜索在施加至所述壓 控振蕩器的控制電壓與所述壓控振蕩器的所述本地振蕩頻率之間的關系，并且在執(zhí)行所述 壓控振蕩器優(yōu)化時增加時鐘頻率速度。
[0151] (2)根據(jù)（1)所述的接收設備，其中，在所述壓控振蕩器中的頻率選擇元件包括可 變電容元件。
[0152] (3)根據(jù)（1)或（2)所述的接收設備，
[0153] 其中，所述頻率選擇元件由多個調(diào)諧電容器、壓控調(diào)諧電容器和調(diào)諧電感器構成， 以及
[0154] 其中，所述多個調(diào)諧電容器和所述壓控調(diào)諧電容器彼此并聯(lián)連接。
[0155] (4)根據(jù)（3)所述的接收設備，
[0156] 其中，所述多個調(diào)諧電容器通過開關來接通和斷開，以及
[0157] 其中，所述控制單元被配置為在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期間，通過在施加至所 述壓控調(diào)諧電容器的控制電壓被固定為預定值的狀態(tài)下改變所述開關的接通/斷開狀態(tài) 來切換子頻帶，所述子頻帶為覆蓋所述開關的單個連接狀態(tài)中的所述壓控振蕩器的振蕩頻 率范圍。
[0158] (5)根據(jù)（4)所述的接收設備，
[0159] 其中，所述本地振蕩器被配置為PLL電路，并且
[0160] 其中，所述控制單元被配置為使所述壓控振蕩器在已切換了所述子頻帶的狀態(tài)下 振蕩，并且當所述壓控振蕩器的振蕩頻率與預定接收頻率之間的差值在預定范圍內(nèi)時，在 所述子頻帶上啟動所述
[0161] PLL電路的反饋控制。
[0162] (6)根據(jù)（1)到（5)中任一項所述的接收設備，
[0163] 其中，當通過由所述分頻器分割的高頻信號所輸入至的另一個高頻處理單元執(zhí)行 所述接收信號的輸出時，執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化。
[0164] (7)根據(jù)（1)到（6)中任一項所述的接收設備，其中，所述控制單元被配置為執(zhí)行 控制，以在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化時抑制所述壓控振蕩器的振蕩電流。
[0165] (8)根據(jù)（1)到（7)中任一項所述的接收設備，進一步包括：
[0166] 低噪聲放大器，所述低噪聲放大器被配置為放大由所述分頻器分割的高頻信號； 以及
[0167] 直通式電路，所述直通式電路被配置為切換所述低噪聲放大器與被連接在所述低 噪聲放大器之后的各個單元之間的連接狀態(tài)，
[0168] 其中，所述控制單元被配置為執(zhí)行控制，以在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期間，通過 接通所述直通式電路來開啟所述低噪聲放大器。
[0169] (9)根據(jù)（1)到（8)中任一項所述的接收設備，進一步包括：
[0170] 解調(diào)單元，所述解調(diào)單元被配置為對從所述高頻處理單元輸出的接收信號執(zhí)行誤 差校正并且解調(diào)接收信號，
[0171] 其中，基于所述解調(diào)單元中的誤差校正處理時間，確定在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu) 化期間被加速的內(nèi)部時鐘的頻率。
[0172] (10)根據(jù)（4)到（9)中任一項所述的接收設備，其中，在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化 期間被加速的時鐘的頻率被設定為一值，以使得在與所述調(diào)諧電容器連接的開關的接通/ 斷開狀態(tài)已被固定為預定狀態(tài)的狀態(tài)下，所述壓控振蕩器的振蕩頻率的幅度與所述接收頻 率的幅度相比較的時間比所述誤差校正處理時間更短。
[0173] (11)-種接收方法，包括：
[0174] 分割通過天線接收到的高頻信號；
[0175] 輸出通過混合所分割的所述高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器生成的 本地振蕩頻率所獲得的接收信號；
[0176] 當執(zhí)行用于搜索在施加至所述壓控振蕩器的控制電壓與所述壓控振蕩器的所述 本地振蕩頻率之間的關系的壓控振蕩器優(yōu)化時,增加時鐘頻率速度。
【權利要求】
1. 一種接收設備，包括： 至少一個分頻器，所述至少一個分頻器被配置為分割通過天線所接收到的高頻信號； 高頻處理單元，所述高頻處理單元被配置為輸出通過混合由所述分頻器分割的所述高 頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器生成的本地振蕩頻率所獲得的接收信號；以及 控制單元，所述控制單元被配置為執(zhí)行壓控振蕩器優(yōu)化，以搜索在施加至所述壓控振 蕩器的控制電壓與所述壓控振蕩器的所述本地振蕩頻率之間的關系，并且在執(zhí)行所述壓控 振蕩器優(yōu)化時增加時鐘頻率速度。
2. 根據(jù)權利要求1所述的接收設備，其中，所述壓控振蕩器中的頻率選擇元件包括可 變電容元件。
3. 根據(jù)權利要求2所述的接收設備， 其中，所述頻率選擇元件由多個調(diào)諧電容器、壓控調(diào)諧電容器和調(diào)諧電感器構成，以及 其中，所述多個調(diào)諧電容器和所述壓控調(diào)諧電容器彼此并聯(lián)連接。
4. 根據(jù)權利要求3所述的接收設備， 其中，所述多個調(diào)諧電容器通過開關來接通和斷開，以及 其中，所述控制單元被配置為在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期間，通過在施加至所述壓 控調(diào)諧電容器的控制電壓被固定為預定值的狀態(tài)下改變所述開關的接通/斷開狀態(tài)來切 換子頻帶，所述子頻帶為覆蓋所述開關的單個連接狀態(tài)中的所述壓控振蕩器的振蕩頻率范 圍。
5. 根據(jù)權利要求4所述的接收設備， 其中，所述本地振蕩器被配置為PLL電路，并且 其中，所述控制單元被配置為使所述壓控振蕩器在已切換了所述子頻帶的狀態(tài)下振 蕩，并且當所述壓控振蕩器的振蕩頻率與預定接收頻率之間的差值在預定范圍內(nèi)時，在所 述子頻帶上啟動所述PLL電路的反饋控制。
6. 根據(jù)權利要求5所述的接收設備， 其中，當通過由所述分頻器分割的高頻信號所輸入至的另一個高頻處理單元執(zhí)行所述 接收信號的輸出時，執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化。
7. 根據(jù)權利要求6所述的接收設備，其中，所述控制單元被配置為執(zhí)行控制，以在執(zhí)行 所述壓控振蕩器優(yōu)化時抑制所述壓控振蕩器的振蕩電流。
8. 根據(jù)權利要求6所述的接收設備，進一步包括： 低噪聲放大器，所述低噪聲放大器被配置為放大由所述分頻器分割的高頻信號；以及 直通式電路，所述直通式電路被配置為切換所述低噪聲放大器與被連接在所述低噪聲 放大器之后的各個單元之間的連接狀態(tài)， 其中，所述控制單元被配置為執(zhí)行控制，以在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期間，通過接通 所述直通式電路來開啟所述低噪聲放大器。
9. 根據(jù)權利要求6所述的接收設備，進一步包括： 解調(diào)單元，所述解調(diào)單元被配置為對從所述高頻處理單元輸出的接收信號執(zhí)行誤差校 正并且解調(diào)接收信號， 其中，基于所述解調(diào)單元中的誤差校正處理時間，確定在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期 間被加速的內(nèi)部時鐘的頻率。
10. 根據(jù)權利要求9所述的接收設備，其中，在執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu)化期間被加速的 時鐘的頻率被設定為一值，以使得在與所述調(diào)諧電容器連接的開關的接通/斷開狀態(tài)已被 固定為預定狀態(tài)的狀態(tài)下，所述壓控振蕩器的振蕩頻率的幅度與所述接收頻率的幅度相比 較的時間比所述誤差校正處理時間更短。
11. 一種接收方法，包括： 分割通過天線接收到的高頻信號； 輸出通過混合所分割的所述高頻信號和由包括壓控振蕩器的本地振蕩器生成的本地 振蕩頻率所獲得的接收信號； 當執(zhí)行用于搜索在施加至所述壓控振蕩器的控制電壓與所述壓控振蕩器的所述本地 振蕩頻率之間的關系的壓控振蕩器優(yōu)化時，增加時鐘頻率速度。
12. 根據(jù)權利要求11所述的方法，進一步包括在通過控制單元執(zhí)行所述壓控振蕩器優(yōu) 化期間抑制所述壓控振蕩器的振蕩電流。
【文檔編號】H04N5/50GK104065897SQ201410088193
【公開日】2014年9月24日 申請日期:2014年3月11日 優(yōu)先權日:2013年3月18日
【發(fā)明者】中島朋紀 申請人:索尼公司