寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法
【專利摘要】本發(fā)明提出了一種寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，將中頻信號輸入到FPGA中，通過FPGA生成各頻率點的幅度值；PC機從FPGA中讀取N1個頻率點分別對應的幅度值，生成幅度序列A[i]；將N1長度的幅度序列A[i]擴展成N2長度并歸一化后得到幅度序列B[i]；將B[i]與標準幅頻響應S[i]相乘得到幅度序列C[i]；由PC機通過對幅度序列C[i]加窗和IFFT變換生成時域波形T[i]，長度為N2，取中間的N3個數(shù)據(jù)作為濾波因子序列h[i]；由PC機將濾波因子序列h[i]裝載到FPGA中的補償濾波器中；FPGA中補償濾波器的輸出信號即為經(jīng)過幅度不平衡補償后的采樣序列。
【專利說明】寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于射頻領(lǐng)域，特別涉及一種寬帶中頻信號的幅度不平衡補償方法。
【背景技術(shù)】
[0002]接收機類測量儀器廣泛應用于通信、導航、雷達等測量領(lǐng)域。當前的接收機等儀器產(chǎn)品大多采用數(shù)字化中頻的實現(xiàn)方案，并采用AD與FPGA/DSP的處理方式。隨著通信帶寬的不斷擴大，接收機的中頻帶寬也逐漸擴展，目前，高性能接收機的中頻帶寬一般大于IOOMHz，有些甚至達到了 IGHz。
[0003]中頻信號的幅度不平衡是影響接收機解調(diào)性能的關(guān)鍵因素之一，特別是對于寬帶中頻信號，幅度不平衡會顯著惡化數(shù)字調(diào)制信號的相位和幅度誤差等特性，而一般中頻調(diào)理電路不可避免要使用一些會帶來幅度不平衡的器件，如濾波器和放大器等，因此，高性能的接收機必須要解決中頻信號幅度不平衡問題。傳統(tǒng)的減小幅度不平衡的方式主要是對中頻通路上的濾波器、放大器等射頻器件進行嚴格選取，并進行電路的優(yōu)化設(shè)計以最大限度的保證幅度平衡性，但這種方式對上述器件的性能要求較高，成本增加，而且由于這些器件的一致性無法統(tǒng)一，最終疊加的不平衡度無法預料，一般帶內(nèi)幅度波動超過1.0dB，就會對寬帶調(diào)制信號的解調(diào)與分析帶來顯著的影響。目前，基于FPGA的可對任意帶寬中頻信號的幅度不平衡進行補償處理的技術(shù)未見報道。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004]本發(fā)明提出了一種適用于寬帶接收機的基于FPGA的中頻信號幅度不平衡補償方法，能有效的解決接收機中的中頻通道濾波器、放大器等中頻調(diào)理器件所帶來的幅度不平衡的補償技術(shù)難題。
[0005]本發(fā)明的技術(shù)方案是這樣實現(xiàn)的:
[0006]一種寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，包括以下步驟:
[0007]步驟(一)，通過AD變換器將一定帶寬范圍的標準幅度的中頻信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號并輸入到FPGA中，通過FPGA對寬帶中頻信號進行檢波生成各頻率點的幅度值；
[0008]步驟(二)，PC機從FPGA中讀取NI個頻率點分別對應的幅度值，生成幅度序列A[i]；
[0009]步驟(三)，將NI長度的幅度序列A[i]擴展成N2長度，前面補M個中頻信號下限頻率4頻率點的幅度值，后面補M個中頻信號上限頻率fH頻率點的幅度值，再將N2長度的幅度序列進行歸一化后得到幅度序列B[i]，將B[i]與標準的低通濾波器幅頻響應S[i]相乘得到幅度序列C[i]；
[0010]步驟(四)，由PC機通過對幅度序列C[i]加窗和IFFT變換生成時域波形T[i]，長度為N2，取中間的N3個數(shù)據(jù)作為濾波因子序列h[i]；
[0011]步驟(五)，由PC機將濾波因子序列h[i]裝載到FPGA中的補償濾波器中，補償濾波器濾波級數(shù)為N3級；[0012]步驟(六)，F(xiàn)PGA中的補償濾波器的輸出信號即為經(jīng)過幅度不平衡補償后的采樣序列。
[0013]可選地，所述步驟(一)中，F(xiàn)PGA采用數(shù)字下變頻的方式來對輸入的中頻信號進行檢波，并生成該頻率點的幅度值。
[0014]可選地，所述步驟(一)具體為:輸入的AD采樣信號首先進行數(shù)字下變頻處理，數(shù)字NCO產(chǎn)生的cos和sin兩路信號分別與輸入信號相乘實現(xiàn)數(shù)字混頻，生成1、Q路信號進行低通濾波，濾波后的1、Q路信號進行求模運算后生成對應中頻信號的幅度值。
[0015]可選地，所述步驟(三)具體為:
[0016]首先，將NI點的幅度序列擴充到N2點，在NI點的幅度序列前后分別補M點的幅度值；
[0017]然后，在幅頻響應曲線生成時，將N2點的幅度序列乘以一個標準的低通濾波器幅頻響應序列，該N2點的標準低通濾波器幅頻響應序列S[i]計算如下:
[0018]S[i] = 1，I < i ^ Npass
[0019]S[i] = 1-Q-Npass)/(Nstop-Npass), Npass < i < Nstop
[0020]S[i] = O,Nstop ^ i ^ N2 ；
[0021]再然后，IFFT采用通用的復IFFT，其兩路輸入一路使用生成的幅頻響應曲線，另一路輸入為0，對IFFT變換生成的N2點時域波形進行加窗和截取操作后生成N3個數(shù)據(jù)。
[0022]可選地，所述步驟(四)中，截取正中間奇對稱的N3個數(shù)據(jù)歸一化并轉(zhuǎn)換成二進制補碼后作為濾波因子序列h[i]。
[0023]可選地，所述步驟(五)中，所述補償濾波器為FIR型濾波器。
[0024]本發(fā)明的有益效果是:
[0025](I)適用于任意的中頻帶寬，可對任意的中頻帶寬內(nèi)的幅度不平衡進行測量后生成濾波因子并進行實時濾波；
[0026](2)適用于任意的中頻幅度不平衡形狀，由于各中頻模塊的幅度不平衡形狀都不相同，任意的不平衡形狀補償能力應用范圍廣；
[0027](3)利用接收機現(xiàn)有的FPGA或DSP資源即可完成補償，不需要增加額外的硬件資源；
[0028](4)補償效果好，經(jīng)過補償后的帶內(nèi)幅度平坦度可優(yōu)于0.ldB。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0029]為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。
[0030]圖1為本發(fā)明的中頻信號幅度不平衡補償方法的原理框圖；
[0031]圖2為本發(fā)明的中頻信號幅度不平衡補償方法中生成的濾波器的頻響曲線；
[0032]圖3為本發(fā)明的方法中各頻率點的幅度檢波步驟的原理框圖；
[0033]圖4為本發(fā)明的方法中濾波因子生成步驟的原理圖?！揪唧w實施方式】
[0034]下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。
[0035]中頻信號調(diào)理電路對輸入到接收機的中頻信號進行濾波或放大，中頻信號調(diào)理電路中的濾波器和放大器會帶來幅度不平衡，寬帶中頻信號的下限頻率為4，上限頻率為fH，針對寬帶中頻信號的幅度不平衡，本發(fā)明公開了一種寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，采用FPGA進行實時補償，可對任意中頻帶寬和任意幅度不平衡形狀的中頻信號進行幅度補償，充分發(fā)揮全數(shù)字方式靈活性強、可任意配置、不占用額外的電路資源等優(yōu)點，其原理框圖如圖1所示，具體包括以下步驟:
[0036]步驟(一)，通過AD變換器將中頻信號調(diào)理電路輸出的寬帶標準幅度的中頻信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號并輸入到FPGA中，通過FPGA對寬帶中頻信號進行檢波生成各頻率點的幅度值。
[0037]步驟(二)，PC機通過ISA接口從FPGA中讀取NI個頻率點分別對應的幅度值，生成幅度序列A[i]。
[0038]步驟(三)，將NI長度的幅度序列A [i]擴展成N2長度，前面補M個中頻信號下限頻率4頻率點的幅度值，后面補M個中頻信號上限頻率fH頻率點的幅度值，再將N2長度的幅度序列進行歸一化后得到幅度序列B[i]，將B[i]與標準的低通濾波器幅頻響應S[i]相乘得到幅度序列C[i]。AD采樣頻率為fs，則信號的理論帶寬可以達到fs/2，選取理論帶寬對應的IFFT點數(shù)為N2，根據(jù)點數(shù)與帶寬的比例關(guān)系，可確定實際信號帶寬應取點數(shù)NI =2*N2*(fH-fL)/fs。增補的點數(shù)值 M= (Ν2-Ν1)/2。
[0039]步驟(四)，由PC機通過對幅度序列C[i]加窗和IFFT變換生成時域波形T[i]，長度為N2，取中間的N3個數(shù)值，N3的選取范圍為41?81，可滿足本發(fā)明的濾波要求。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成二進制補碼后作為濾波因子序列h[i]。
[0040]步驟(五)，由PC機通過ISA接口將濾波因子序列h[i]裝載到FPGA中的補償濾波器中，該濾波器為FIR型濾波器，濾波級數(shù)為N3級，濾波因子采用16位長度。優(yōu)選地，F(xiàn)IR型濾波器的處理時鐘與上述AD變換器的處理時鐘相同，輸入采樣率與處理時鐘相同。
[0041]步驟(六)，F(xiàn)PGA中的FIR補償濾波器的輸出信號即為經(jīng)過幅度不平衡補償后的采樣序列，F(xiàn)PGA內(nèi)部再利用此輸出進行后續(xù)的數(shù)字信號處理，完成接收機其余的測試功能。
[0042]在上述技術(shù)方案中，幅度補償由PC機和FPGA來實現(xiàn)，采用全數(shù)字幅度補償技術(shù)，充分發(fā)揮全數(shù)字方式靈活性強、可任意配置、不占用額外的電路資源等優(yōu)點，并采用FPGA進行實時補償，可對任意中頻帶寬和任意幅度不平衡形狀的中頻信號進行幅度補償，降低了中頻電路對中頻調(diào)理器件的性能要求。
[0043]上述步驟(一)中，本發(fā)明采用數(shù)字下變頻的方式來對一定帶寬范圍的標準幅度的中頻信號進行檢波，并生成各頻率點的幅度值，其實現(xiàn)原理如圖3所示:
[0044]輸入的AD采樣信號首先進行數(shù)字下變頻處理，數(shù)字NCO (數(shù)字控制振蕩器)產(chǎn)生的cos和sin兩路信號分別與輸入信號相乘實現(xiàn)數(shù)字混頻，生成1、Q路信號，為了抑制混頻鏡象信號，1、Q路信號需要進行低通濾波(LPF)，優(yōu)選地，低通濾波可以通過數(shù)字低通FIR濾波器實現(xiàn)。對經(jīng)過低通FIR濾波器濾波后的1、Q路信號進行求模運算后即生成對應中頻信號的幅度值。
[0045]上述步驟(三)中，PC機要根據(jù)NI個頻點的幅度序列生成最終運行于FPGA的濾波因子，其實現(xiàn)原理如圖4所示:
[0046]由于本發(fā)明中的寬帶中頻信號的利用頻帶為&~fH，而IFFT運算點數(shù)必須為2的整數(shù)次方，因此本發(fā)明選取的IFFT長度為N2，幅頻響應曲線的點數(shù)為N2。所以首先要將NI點的幅度序列擴充到N2點，直接在NI點的幅度序列前后分別補M點的幅度值即可。
[0047]在幅頻響應曲線生成時，要將N2點的幅度序列乘以一個標準的低通濾波器幅頻響應形狀，該N2點的標準低通濾波器形狀S [i]計算如下:
[0048]S[i] = 1，I < i ^ Npass
[0049]S[i] = 1-Q-Npass)/(Nstop-Npass), Npass < i < Nstop
[0050]S[i] = O,Nstop ^ i ^ N2 ；
[0051 ]其中 Npass 通常取(0.8 ~0.9) *N2，Nstop 通常取(0.96 ~0.99) *N2。
[0052]IFFT采用通用的復IFFT，其兩路輸入一路使用生成的幅頻響應曲線，另一路輸入為0，對生成的N2點時域波形進行加窗和截取操作后即生成了 N3個濾波因子，對這些濾波因子進行歸一化并轉(zhuǎn)化為16位的二進制數(shù)據(jù)后，即可加載到FPGA中的FIR補償濾波器。優(yōu)選地，截取正中間奇對稱的N3個數(shù)據(jù)作為濾波因子，將加快運算速度，提高濾波效率。
[0053]下面給出根據(jù)本發(fā)明寬帶中頻信號不平衡補償方法的一個具體實施例。
[0054]本實施例采用幅度準確度較高的安捷倫射頻信號源E8267D作為外部標準信號源，PC機通過網(wǎng)口控制E8267D產(chǎn)生112~176MHz之間等間隔的1364個頻率點，輸出幅度設(shè)為固定值，本實施例采用OdBm。E8267D所產(chǎn)生的信號通過射頻電纜與需要補償?shù)闹蓄l模塊的輸入端相連接，輸入信號首先經(jīng)過中頻信號調(diào)理電路，進行濾波或放大，再經(jīng)過192MHz采樣率的AD轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號后，進入FPGA，具體補償過程包括以下步驟:
[0055]步驟(一)，通過FPGA對中頻信號調(diào)理電路輸出的中頻信號進行檢波生成各頻率點的幅度值。
[0056]本實施例采用數(shù)字下變頻的方式來對輸入的中頻信號進行檢波，并生成該頻率點的幅度值，其實現(xiàn)原理如圖3所示:輸入的AD采樣信號首先進行數(shù)字下變頻處理，數(shù)字NCO的頻率為144MHz，產(chǎn)生的cos和sin兩路信號分別與輸入信號相乘實現(xiàn)數(shù)字混頻，生成1、Q路信號，為了抑制混頻鏡象信號，1、Q路信號需要進行低通濾波(LPF)，數(shù)字低通FIR濾波器配置為:91 級、Fs = 192MHz、Fpass = 35MHz、Fstop = 45MHz、位寬=16、帶外抑制優(yōu)于80dB。對經(jīng)過FIR濾波后的1、Q路信號進行求模運算后即生成對應中頻信號的幅度值。
[0057]步驟(二)，PC機通過ISA接口從FPGA中讀取1364個頻率點分別對應的幅度值，生成幅度序列A[i]。
[0058]步驟(三)，將1364長度的幅度序列A[i]擴展成2048長度，前面補342個112MHz頻率點的幅度值，后面補342個176MHz頻率點的幅度值，再將2048長度的幅度序列進行歸一化后得到幅度序列B[ i]，將B[i]與標準的低通濾波器幅頻響應S[i]相乘得到幅度序列C[i]；。
[0059]步驟(四)，由PC機通過對幅度序列C[i]加窗和IFFT算法生成時域波形T[i]，長度為2048，取中間的65個數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成二進制補碼后作為濾波因子序列h[i]。[0060]PC機要根據(jù)1364個頻點的幅度序列生成最終運行于FPGA的濾波因子，其實現(xiàn)原理如圖4所示:
[0061]由于本發(fā)明中的實際中頻利用頻帶為112~176MHz，而IFFT運算點數(shù)必須為2的整數(shù)次方，因此本發(fā)明選取的IFFT長度為2048，幅頻響應曲線的點數(shù)為2048。所以首先要將1364點的幅度序列擴充到2048點，直接在1364點的幅度序列前后分別補342點的幅度值即可。
[0062]在幅頻響應曲線生成時，要將2048點的幅度序列乘以一個標準的低通濾波器幅頻響應形狀，該2048點的標準低通濾波器形狀S [i]計算如下，其中，通帶因子選取0.88，SP0.88X2048 = 1802 ;阻帶因子選取 0.99，即 0.99X2048 = 2027 ；
[0063]S[i] = 1，I < i ≤ 1802
[0064]S[i] = l-(1-1802)/(2027-1802), 1802 < i < 2027
[0065]S[i] = O,2027 ≤ i ≤ 2048
[0066]IFFT采用通用的復IFFT，其兩路輸入一路使用生成的幅頻響應曲線，另一路輸入為0，對生成的2048點時域波形進行加窗和截取操作后即生成了 65個濾波因子，對這些濾波因子進行歸一化并轉(zhuǎn)化為16位的二進制數(shù)據(jù)后，即可加載到FPGA中的FIR補償濾波器。優(yōu)選地，截取正中間奇對稱的65個數(shù)據(jù)作為濾波因子。
[0067]步驟(五)，由PC機通過ISA接口將濾波因子序列h[i]裝載到FPGA中的補償濾波器中，該濾波器為FIR型濾波器，處理時鐘為192MHz，輸入采樣率也為192MHz，濾波級數(shù)為65級，濾波因子采用16位長度，生成的65級濾波因子的頻響曲線如圖2所示。
[0068]步驟(六)，F(xiàn)PGA中的FIR補償濾波器的輸出信號即為經(jīng)過幅度不平衡補償后的采樣序列，F(xiàn)PGA內(nèi)部再利用此輸出進行后續(xù)的數(shù)字信號處理，完成接收機其余的測試功能。
[0069]本發(fā)明提出了一種適用于寬帶接收機的基于FPGA的中頻信號幅度不平衡補償方法，它通過FPGA和PC機來實現(xiàn)，可以對任意帶寬范圍內(nèi)的中頻信號的幅度不平衡進行補償，應用范圍廣，補償效果好，不需要增加額外的硬件資源，能有效的解決接收機中的中頻通道濾波器、放大器等中頻調(diào)理器件所帶來的幅度不平衡的補償技術(shù)難題。
[0070]以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1.一種寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，包括以下步驟: 步驟(一)，通過AD變換器將一定帶寬范圍的標準幅度的中頻信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號并輸入到FPGA中，通過FPGA對寬帶中頻信號進行檢波生成各頻率點的幅度值；步驟(二)，PC機從FPGA中讀取NI個頻率點分別對應的幅度值，生成幅度序列A[i]；步驟(三)，將NI長度的幅度序列A[i]擴展成N2長度，前面補M個中頻信號下限頻率fL頻率點的幅度值，后面補M個中頻信號上限頻率fH頻率點的幅度值，再將N2長度的幅度序列進行歸一化后得到幅度序列B[i]，將B[i]與標準的低通濾波器幅頻響應S[i]相乘得到幅度序列C[i]； 步驟(四)，由 PC機通過對幅度序列C[i]加窗和IFFT變換生成時域波形T[i]，長度為N2，取中間的N3個數(shù)據(jù)作為濾波因子序列h[i]； 步驟(五)，由PC機將濾波因子序列h[i]裝載到FPGA中的補償濾波器中，補償濾波器濾波級數(shù)為N3級； 步驟(六)，F(xiàn)PGA中的補償濾波器的輸出信號即為經(jīng)過幅度不平衡補償后的采樣序列。
2.如權(quán)利要求1所述的寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，所述步驟(一)中，F(xiàn)PGA采用數(shù)字下變頻的方式來對輸入的寬帶中頻信號進行檢波，并生成各頻率點的幅度值。
3.如權(quán)利要求2所述的寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，所述步驟(一)具體為:輸入的AD采樣信號首先進行數(shù)字下變頻處理，數(shù)字NCO產(chǎn)生的cos和sin兩路信號分別與輸入信號相乘實現(xiàn)數(shù)字混頻，生成1、Q路信號進行低通濾波，濾波后的1、Q路信號進行求模運算后生成對應中頻信號的幅度值。
4.如權(quán)利要求1所述的寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，所述步驟(三)具體為: 首先，將NI點的幅度序列擴充到N2點，在NI點的幅度序列前后分別補M點的幅度值；然后，在幅頻響應曲線生成時，將N2點的幅度序列乘以一個標準的低通濾波器幅頻響應序列，該N2點的標準低通濾波器幅頻響應序列S[i]計算如下: S[i]=l，Ki^ Npass
S[i] = 1-Q-Npass)/ (Nstop-Npass), Npass < i < Nstop
S[i] = O,Nstop ^ i ^ N2 ； 再然后，IFFT采用通用的復IFFT，其兩路輸入一路使用生成的幅頻響應曲線，另一路輸入為0，對IFFT變換生成的N2點時域波形進行加窗和截取操作后生成N3個數(shù)據(jù)。
5.如權(quán)利要求4所述的寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，所述步驟(四)中，截取正中間奇對稱的N3個數(shù)據(jù)歸一化并轉(zhuǎn)換成二進制補碼后作為濾波因子序列h[i]。
6.如權(quán)利要求1所述的寬帶中頻信號幅度不平衡補償方法，其特征在于，所述步驟(五)中，所述補償濾波器為FIR型濾波器。
【文檔編號】H04B1/12GK103986484SQ201410214389
【公開日】2014年8月13日 申請日期:2014年5月15日 優(yōu)先權(quán)日:2014年5月15日
【發(fā)明者】徐群, 朱衛(wèi)國 申請人:中國電子科技集團公司第四十一研究所