本發(fā)明涉及信號處理領域，尤其涉及一種OFDM接收器及其頻率響應均衡方法。

背景技術：

許多通信信道的頻率響應極其不平坦。參閱圖1，為常見的頻率響應的動態(tài)范圍示意圖，該示例中，頻率響應的動態(tài)范圍大于25dB。由于通信信道通常會受到濾波、多徑傳播、信號反射等干擾，其頻率響應變得不平坦。

因此，對于頻率響應的處理，現(xiàn)有技術中采用了定點運算、塊浮點運算或兩者結合的方式。參閱圖2，為OFDM發(fā)射器和接收器的系統(tǒng)示意圖，例如快速傅里葉變換為塊浮點運算，而星座解映射器是定點運算的，那么兩模塊間便需要進行格式轉換，通常該格式轉換由硬量化完成。而硬量化通俗來說便是將小數(shù)四舍五入。為了增加格式轉換的精度和質量，定點算法被設計為使用許多比特位，運算開銷過大。

因此，需要一種在快速傅里葉變換和星座解映射器間快速便捷及高效的運算裝置及處理方法，借助少量的系統(tǒng)開銷來完成平坦化頻率響應的過程。

技術實現(xiàn)要素：

為了克服上述技術缺陷，本發(fā)明的目的在于提供一種OFDM接收器及其頻率響應均衡方法。

本發(fā)明公開了一種OFDM接收器，包括快速傅里葉變換計算模塊及星座解映射模塊，還包括信道壓縮模塊，所述信道壓縮模塊設于所述快速傅里 葉變換計算模塊的輸出端與星座解映射模塊的輸入端間。所述信道壓縮模塊根據(jù)塊浮點運算將所述快速傅里葉變換模塊輸出的頻率響應平坦化，并輸出至所述星座解映射模塊。

優(yōu)選地，所述信道壓縮模塊包括頻率壓縮單元及存儲器；所述頻率壓縮單元將所述頻率響應轉化為塊浮點數(shù)，所述塊浮點數(shù)包括符號字段、整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段；所述存儲器存儲所述塊浮點數(shù)的指數(shù)字段。

優(yōu)選地，所述頻率壓縮單元移位所述整數(shù)字段與小數(shù)字段，并將所述移位的位移耦合至所述指數(shù)字段。

優(yōu)選地，所述符號字段為1比特，所述整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段以二進制數(shù)表示。

優(yōu)選地，所述位移為所述整數(shù)字段與小數(shù)字段左起計數(shù)時零或壹的個數(shù)。

優(yōu)選地，所述星座解映射模塊包括一信道估計與均衡模塊，其位于所述星座解映射模塊的最前端。

本發(fā)明還公開了一種上述OFDM接收器的頻率響應均衡方法，包括以下步驟：步驟一：將快速傅里葉變換計算模塊輸出的頻率響應二進制化；步驟二：將二進制化后的頻率響應分解為符號字段、整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段；步驟三：算術左移所述整數(shù)字段，并將左移的位移耦合至所述指數(shù)字段；步驟四：將移位后的響應頻率輸出至星座解映射模塊，并輸出多個子載波。

優(yōu)選地，步驟四中，所述子載波包括符號字段、整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段。

采用了上述技術方案后，與現(xiàn)有技術相比，具有以下有益效果：

1.可降低快速傅里葉變換模塊輸出的頻率響應的動態(tài)變化；

2.星座解映射模塊不需要浮點操作，且不需要過多比特的數(shù)量用于表示定點輸入樣本。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術中常見的頻率響應的動態(tài)范圍示意圖；

圖2為OFDM發(fā)射器和接收器的系統(tǒng)示意圖；

圖3為符合本發(fā)明優(yōu)選實施例的OFDM接收器的結構示意圖；

圖4為符合本發(fā)明優(yōu)選實施例的頻率響應轉化前的字段結構示意圖；

圖5為符合本發(fā)明優(yōu)選實施例的頻率響應轉化后的字段結構示意圖。

具體實施方式

以下結合附圖與具體實施例進一步闡述本發(fā)明的優(yōu)點。

參閱圖3，為符合本發(fā)明優(yōu)選實施例的OFDM接收器的結構示意圖。本發(fā)明中，OFDM接收器包括對信道進行傅里葉變換的快速傅里葉變換模塊和用于星座圖解映射的星座解映射模塊，為了對快速傅里葉變換模塊輸出的頻率響應進行位寬壓縮，在上述兩模塊間還設有信道壓縮模塊。顧名思義，信道壓縮模塊將“壓縮”頻率響應位寬。具體地，快速傅里葉變換模塊將頻率響應輸出至信道壓縮模塊，信道壓縮模塊接收到頻率響應后，將根據(jù)定點轉塊浮點模塊進行浮點運算對頻率響應進行算術移位，同時將移位的位移值記錄，則移位后的頻率響應去除了非必要的數(shù)值，減少運算時的運算量及均衡器內系統(tǒng)開銷，從而使得頻率響應的示意圖更加平坦，動態(tài)范圍相應減小。上述操作完成后的頻率響應將通過算術移位模塊發(fā)送至星座解映射模塊?？梢岳斫獾氖牵蛐诺涝诙虝r間內(通常為一個數(shù)據(jù)幀之內)不會發(fā)生劇烈變化，通過對數(shù)據(jù)幀的前導部(即當i＝0的時候)分析所得到的指數(shù)可以應用至整個數(shù)據(jù)幀的后續(xù)部分(即當i！＝0的時候)，包括幀頭符元以及數(shù)據(jù)負載符元部分，從而使信道估計(在幀頭符元部分進行)與均衡(在數(shù)據(jù)負載符元部分進行)都能在相同的數(shù)據(jù)平坦化程度之下運算；因此，上述OFDM接收器的執(zhí)行過程可適用且可解決前述技術問題。

圖3所示中，其中i為某數(shù)據(jù)幀內的快速傅里葉變換塊序號，若i＝0則表示其幀前導部分，i≠0則表示幀頭符元以及數(shù)據(jù)負載符元部分。

為了對頻率響應進行移位，子載波的頻率響應可在頻率信道壓縮模塊內分解。具體地，信道壓縮模塊包括頻率壓縮單元及存儲器，在頻率壓縮單元為轉化頻率響應前，如圖4所示，頻率響應可視為“1+m+n”的結構，其中1代表頻率響應的符號字段位寬，其大小為1比特，其值可以為1，表示負值，其也可為0，表示正值；m代表頻率響應的整數(shù)位寬，n則代表頻率響應的小數(shù)位寬，頻率響應在頻率壓縮單元內進一步轉化為浮點數(shù)，在原“1+m+n”的結構的基礎上，如圖5所示，轉化為“1+m+n+e”的結構，其中e代表頻率響應的指數(shù)字段位寬。存儲器則記錄該指數(shù)字段及該指數(shù)字段的任何變化。

一優(yōu)選實施例中，以頻率響應為1.75為例，未轉化前，其結構為0+1+0.75，轉化后，其結構為0+1+0.75+0，其中最后一個0代表指數(shù)字段，且指數(shù)字段初始可設定為0。隨后，分別將整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段以二進制數(shù)表示，則為01.1100.00，可知的是，每一字段的位寬不同，該位寬可隨硬件條件改變。此時，頻率壓縮單元將移位整數(shù)字段與小數(shù)字段，即將小數(shù)點向后移位1位，并將該移位的位移耦合至指數(shù)字段，則頻率響應移位后為11.100.01，從該移位后的數(shù)值可知，頻率響應的位寬壓縮了1位，則在星座解映射的定點運算時，運算過程也將減少1位，便達到了減少系統(tǒng)開銷的目的?？梢岳斫獾氖?，本實施例中整數(shù)字段的位寬為2位，若其位寬更大，則可壓縮的位移也將更大，對減少運算過程和平坦化頻率響應的效果將更佳?？紤]到并非每一數(shù)值的頻率響應的整數(shù)字段與小數(shù)字段轉化為二進制后其頭部均具有0或1，因此，實施例中所述移位的位移，包括整數(shù)與小數(shù)字段左起計數(shù)時零或壹的個數(shù)，及將該二進制位的整數(shù)與小數(shù)字段的第一個有效數(shù)字前所有的0或1去除移位，比如在符號位為0，即正數(shù)，整數(shù)字段為00101(十進制下為5)，則可移位2位，整數(shù)字段為1001(十進制下為9)，則不可移位。

優(yōu)選地，星座解映射模塊內包括有一信道估計與均衡模塊，其位于所述星座解映射模塊的最前端。該信道估計與均衡模塊用于解調和解碼幀頭符元 (frame header symbols)，以及跟隨的負載符元的序列?？芍氖?，頭符元包括描述了由負載符元執(zhí)行的信息的組成和組合。由于幀的長度短于信道脈沖響應的相干時間。也就意味著信道的頻率響應在接收幀時不會改變。因此，幀的前導部和頭部可用作解調和解碼負載。

本發(fā)明還公開了一種OFDM接收器的頻率響應均衡方法，包括以下步驟：

步驟一：將快速傅里葉變換計算模塊輸出的響應頻率響應二進制化，二進制化后的頻率響應需適應硬件位寬；

步驟二：將二進制化后的響應頻率分解為符號字段、整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段，如上所述的符號字段為0或1，整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段的位寬分別由硬件位寬決定；

步驟三：算術左移所述整數(shù)字段與小數(shù)字段，并將左移的位移耦合至所述指數(shù)字段；

步驟四：將移位后的響應頻率輸出至星座解映射模塊，并輸出多個子載波。

一實施例中，步驟四中，子載波包括符號字段、整數(shù)字段、小數(shù)字段及指數(shù)字段。

應當注意的是，本發(fā)明的實施例有較佳的實施性，且并非對本發(fā)明作任何形式的限制，任何熟悉該領域的技術人員可能利用上述揭示的技術內容變更或修飾為等同的有效實施例，但凡未脫離本發(fā)明技術方案的內容，依據(jù)本發(fā)明的技術實質對以上實施例所作的任何修改或等同變化及修飾，均仍屬于本發(fā)明技術方案的范圍內。