本發(fā)明涉及進行高頻信號的發(fā)送接收的高頻前端電路。

背景技術：

以往，已設計出各種各樣的高頻前端電路。在這樣的高頻前端電路中，如專利文獻1所示，存在具備組合了發(fā)送濾波器與接收濾波器的雙工器的高頻前端電路。

在雙工器中，發(fā)送濾波器的一端與接收濾波器的一端彼此連接成為共用端子，且該共用端子與天線或天線側的電路連接。發(fā)送濾波器的另一端與發(fā)送電路連接，接收濾波器的另一端與接收電路連接。

在這樣的高頻前端電路中，由于發(fā)送濾波器與接收濾波器連接，因此為了抑制發(fā)送信號折回到接收濾波器側，而將阻抗設定為在發(fā)送信號的基本頻率下，從發(fā)送濾波器側觀察接收濾波器側而成為開放。

專利文獻1：日本特開2004-120295號公報

然而，在現(xiàn)有的高頻前端電路中，已知即使如上所述那樣確保了發(fā)送濾波器與接收濾波器之間的隔離，也會發(fā)生與接收濾波器連接的接收電路上的接收靈敏度惡化的情況。

技術實現(xiàn)要素：

因此，本發(fā)明的目的在于提供一種能夠抑制接收靈敏度惡化的高頻前端電路。

本發(fā)明的高頻前端電路具備分波電路、低噪聲放大器以及相位調整電路。分波電路具備發(fā)送信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的發(fā)送濾波器、以及接收信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的接收濾波器。發(fā)送濾波器的一端與上述接收濾波器的一端經由共用的連接點連接。低噪聲放大器與接收濾波器的另一端連接。相位調整電路被連接在接收濾波器與低噪聲放大器之間。

而且，相位調整電路如下所示那樣地進行相位調整。通過表示純電阻的第一線、和連結史密斯圖的外周上的相位為90°的點與基準阻抗的點而成的第二線將該史密斯圖分割為四個象限。相位調整電路進行相位調整，以使得在與接收信號的基本頻率不同的特定的頻率下，從接收濾波器觀察的低噪聲放大器的相位所進入的象限、與從低噪聲放大器觀察接收濾波器而得到的相位所進入的象限不為共軛的關系。

在該結構中，在接收濾波器與低噪聲放大器之間，在與接收信號的基本頻率不同的特定的頻率下容易使阻抗不匹配。因此，能夠抑制與特定的頻率一致的噪聲輸入到低噪聲放大器。

另外，在本發(fā)明的高頻前端電路中，優(yōu)選相位調整電路進行相位調整，以便在特定的頻率下，從接收濾波器觀察的低噪聲放大器的相位所進入的象限、與從低噪聲放大器觀察接收濾波器而得到的相位所進入的象限夾著第二線地配置。

在該結構中，在接收濾波器與低噪聲放大器之間，在特定的頻率下，容易使阻抗更加不匹配。

另外，在本發(fā)明的高頻前端電路中，優(yōu)選相位調整電路進行相位調整，以便接收信號的基本頻率下的阻抗接近基準阻抗。

在該結構中，能夠在進行特定的頻率下的阻抗不匹配的同時，進一步降低基本頻率的接收信號的傳輸損耗。

另外，在本發(fā)明的高頻前端電路中，優(yōu)選為以下的結構。相位調整電路至少具備一個具有電抗分量的安裝型電子部件。

在該結構中，容易對相位調整電路的結構進行變更，且能夠更加可靠地實現(xiàn)特定的頻率下的低噪聲放大器與接收濾波器之間的阻抗不匹配。

另外，在本發(fā)明的高頻前端電路中，也可以為以下的結構。相位調整電路根據傳輸接收信號的傳輸線的長度對特定的頻率的信號進行相位調整。

在該結構中，能夠可靠地得到特定的頻率下的低噪聲放大器與接收濾波器之間的阻抗不匹配，并通過簡單的結構來實現(xiàn)高頻前端電路。

另外，在本發(fā)明的高頻前端電路中，優(yōu)選為以下的結構。接收信號是構成第一通信頻段的信號。發(fā)送信號是構成與第一通信頻段不同的第二通信頻段的信號。發(fā)送信號與接收信號同時進行通信。特定的頻率是發(fā)送信號的基本頻率或高次諧波頻率。

在該結構中，能夠更加可靠地抑制進行利用載波聚合(Carrier Aggregation)的同時通信的發(fā)送信號輸入到LNA。由此，能夠抑制載波聚合時的接收靈敏度惡化。

根據本發(fā)明，能夠抑制除了接收信號的基本頻率之外的頻帶的信號傳播至接收濾波器的后段，能夠抑制接收靈敏度惡化。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

圖2是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

圖3是示出本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的一個例子的等效電路圖。

圖4是示出本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的其它方式的等效電路圖。

圖5是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的其它方式的原理進行說明的史密斯圖。

圖6是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

圖7是用于對本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

具體實施方式

參照附圖對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路進行說明。圖1是本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

如圖1所示，高頻前端電路10具備雙工器20、相位調整電路30以及低噪聲放大器LNA。雙工器20具備與本申請發(fā)明的“發(fā)送濾波器”對應的Tx濾波器21以及與本申請發(fā)明的“接收濾波器”對應的Rx濾波器22。

Tx濾波器21的一端與Rx濾波器22的一端經由共用的連接點連接。該連接點與天線或者天線側的電路(未圖示)連接。該天線是將通過Tx濾波器21的發(fā)送信號向外部發(fā)送，并接收來自外部的接收信號的天線。

Tx濾波器21被設定為發(fā)送信號的基本頻率進入通頻帶內。Tx濾波器21被設定為針對接收信號的頻率獲得規(guī)定的衰減量。Tx濾波器21的另一端與發(fā)送電路80的功率放大器PA的輸出端連接。此時，也可以在功率放大器PA與Tx濾波器21之間配備按照發(fā)送信號的頻率進行阻抗匹配的匹配電路。

Rx濾波器22被設定為接收信號的基本頻率進入通頻帶內。Rx濾波器22被設定為針對發(fā)送信號的基本頻率獲得規(guī)定的衰減量。Rx濾波器22具有轉換不平衡-平衡的功能，且另一端為平衡端子。Rx濾波器22的另一端經由相位調整電路30與低噪聲放大器LNA的輸入端連接。此外，低噪聲放大器LNA的輸出端與未圖示的接收解調電路連接。

相位調整電路30由實現(xiàn)接收信號的基本頻帶下的在Rx濾波器22與低噪聲放大器LNA之間的阻抗匹配的電路結構構成。另外，相位調整電路30通過以下所述的原理來實現(xiàn)電路結構。圖2是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

如圖2所示，在本發(fā)明的高頻前端電路10中，將史密斯圖劃分為如下所示的四個象限，并利用在該四個象限的任意一個象限中是否存在阻抗來進行相位調整。此外，在圖2中，記載有標準化的史密斯圖。即，在圖2中，被記載為在平衡線路上阻抗100Ω與阻抗1對應。

首先，對史密斯圖的象限的劃分方法進行說明。將史密斯圖中的純電阻線，即、從圖2的阻抗0的點通過阻抗1的點(基準阻抗的點)直至阻抗∞的點的線設為第一線。接下來，將通過史密斯圖的外周的相位為90°的兩點以及阻抗為1的點(基準阻抗的點)的線設為第二線。將由這些正交的第一線及第二線所劃分的四個區(qū)域作為第一、第二、第三、第四象限。而且，第一象限為具有感抗且阻抗較大的區(qū)域，第二象限為具有感抗且阻抗較小的區(qū)域。第三象限為具有容抗且阻抗較小的區(qū)域，第四象限為具有容抗且阻抗較大的區(qū)域。

在圖2中，ZLNA(fn)是與未使用相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率不同的成為噪聲的特定的頻率下的從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。此外，特定的頻率是指與接收信號的基本頻率不同的由低噪聲放大器LNA輸入而放大的成為噪聲的頻率。ZRX(fn)是未使用相位調整電路30的狀態(tài)下的特定的頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的阻抗。ZRXc1(fn)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的特定的頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的第一阻抗。ZRXc2(fn)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的特定的頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的第二阻抗。ZRX(fr0)是未使用相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。ZRXc2(fr0)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。

如圖2所示，在與接收信號的基本頻率不同的特定的頻率下，從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗ZLNA(fn)的相位、與在特定的頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的阻抗ZRX(fn)的相位處于共軛的象限的情況下，相位調整電路30使相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1(fn)、阻抗ZRXc2(fn)所示那樣，能夠使阻抗偏移至相對于阻抗ZLNA(fn)所在的象限非共軛的象限中。

由此，在與接收信號的基本頻率不同的特定的頻率下，低噪聲放大器LNA與Rx濾波器22成為阻抗不匹配。因此，由特定的頻率形成的噪聲無法從Rx濾波器22輸入到低噪聲放大器LNA。其結果，該噪聲例如，折回到Tx濾波器21，或者被天線反射而噪聲不會經由Rx濾波器22流入低噪聲放大器LNA中，因此能夠抑制接收靈敏度惡化的產生。

另外，如圖2所示，通過具備相位調整電路30，能夠使接收信號的基本頻率的阻抗更接近基準阻抗(100Ω)。由此，能夠進一步減少接收信號的傳輸損耗，能夠更加抑制接收靈敏度惡化。

為了進行這樣的相移，相位調整電路30，例如具有如圖3所示那樣的電路結構。圖3是示出本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的一個例子的等效電路圖。

相位調整電路30具備電感器311P、311N。電感器311P被連接在將Rx濾波器22和低噪聲放大器LNA連接的平衡線路的一個線路電極與接地點之間。電感器311N被連接在將Rx濾波器22和低噪聲放大器LNA連接的平衡線路的另一個線路電極與接地點之間。電感器311P、311N的電感被設定為能夠實現(xiàn)如圖2所示的第一或者第二的相移。

此外，電感器311P、311N既可以通過形成于基板的電極圖案來實現(xiàn)，也可以通過安裝型電子部件來實現(xiàn)。在由電極圖案來實現(xiàn)電感器311P、311N的情況下，能夠使相位調整電路30成為簡單的結構，進而能夠以簡單的結構來實現(xiàn)高頻前端電路10。另一方面，在通過安裝型電子部件來實現(xiàn)電感器311P、311N的情況下，由于只要更換安裝型電子部件就能夠變更電感，因此容易對電感進行調整。由此，能夠更加準確地實現(xiàn)所希望的相移量。

此外，相位調整電路也可以是如下所示的電路結構。圖4是表示本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的其它方式的等效電路圖。相位調整電路30’具備電感器312P、312N以及電容器313P、313N。

電感器312P被串聯(lián)連接在將Rx濾波器22與低噪聲放大器LNA連接的平衡線路的一個線路電極的中途位置。電容器313P被連接在電感器312P的低噪聲放大器LNA側的端部與接地點之間。

電感器312N串聯(lián)連接在連接Rx濾波器22與低噪聲放大器LNA的平衡線路的另一個線路電極的中途位置。電容器313N被連接在電感器312N的低噪聲放大器LNA側的端部與接地點之間。

在這樣的結構中，如圖5所示，相位的偏移方向與圖2的情況相反。圖5是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的其它方式的原理進行說明的史密斯圖。在該情況下，如圖5所示，在特定的頻率下從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗ZLNA(fn)的相位、與特定的頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的阻抗ZRX(fn)的相位處在共軛的象限的情況下，也使相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1’(fn)所示，能夠使阻抗偏移至相對于阻抗ZLNA(fn)所在的象限非共軛的象限中。

進行這樣的相移，也能夠同樣地降低接收靈敏度惡化率。

此外，優(yōu)選在與接收信號的基本頻率不同的特定的頻率下，從Rx濾波器22觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗的相位、與從低噪聲放大器LNA觀察Rx濾波器22側而得到的阻抗的相位相對于純電阻線(第一線)位于相同一側的象限，且相對于第二線處于對置的象限。通過形成這樣的關系，能夠較大地得到特定的頻率下的Rx濾波器22與低噪聲放大器LNA之間的阻抗不匹配。因此，能夠更可靠地抑制向低噪聲放大器LNA的噪聲的泄漏，并進一步降低接收靈敏度惡化率。

接下來，參照附圖對本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路進行說明。圖6是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。此外，在本實施方式中，示出第二發(fā)送信號的二次諧波頻率與第一接收信號的基本頻率接近的方式，并示出進行同時進行第二發(fā)送信號的發(fā)送與第一接收信號的接收的載波聚合的情況。

如圖6所示，本實施方式的高頻前端電路所具備的不是第一實施方式所示的雙工器結構而是三工器結構。

如圖6所示，高頻前端電路10A具備三工器20A、相位調整電路30A以及低噪聲放大器LNA。三工器20A具備與本申請發(fā)明的“第一通信頻段”的發(fā)送濾波器對應的Tx1濾波器211、與本申請發(fā)明的“第二通信頻段”的發(fā)送濾波器對應的Tx2濾波器212、以及與本申請發(fā)明的“第一通信頻段”的接收濾波器對應的Rx1濾波器221。

Tx1濾波器211的一端、Tx2濾波器212的一端以及Rx1濾波器221的一端相連接。該連接點與未圖示的天線或天線側的電路連接。該天線是將通過Tx1濾波器211或Tx2濾波器212的發(fā)送信號向外部發(fā)送，并接收來自外部的接收信號的天線。

Tx1濾波器211被設定為第一通信頻段的發(fā)送信號的基本頻率進入通頻帶內。Tx2濾波器212被設定為第二通信頻段的發(fā)送信號的基本頻率進入通頻帶內。Tx1濾波器211的另一端與功率放大器PA1連接。Tx2濾波器212的另一端與功率放大器PA2連接。此時，也可以在Tx1濾波器211與功率放大器PA1之間、Tx2濾波器212與功率放大器PA2之間，配備按照各自的通信頻段的發(fā)送信號的基本頻率下進行阻抗匹配的匹配電路。

Rx1濾波器221被設定為第一通信頻段的接收信號的基本頻率進入通頻帶內。Rx1濾波器221被設定為針對第一通信頻段的發(fā)送信號以及第二通信頻段的發(fā)送信號的基本頻率獲得規(guī)定的衰減量。Rx1濾波器221具有不平衡-平衡轉換功能。Rx1濾波器221的另一端經由相位調整電路30A與低噪聲放大器LNA連接。

相位調整電路30A由實現(xiàn)接收信號的基本頻帶下的在Rx1濾波器221與低噪聲放大器LNA之間的阻抗匹配的電路結構構成。另外，相位調整電路30A根據如下所示的原理實現(xiàn)電路結構。圖7是用于對本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。圖7所示的史密斯圖與圖2所示的史密斯圖相同，根據與圖2相同的概念劃分出四個象限。

在圖7中，ZLNA(ft2)是未使用相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的發(fā)送信號下的二次諧波頻率下的從Rx1濾波器221觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。ZRX(ft2)是未使用相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx1濾波器221側而得到的阻抗。ZRXc1(ft2)是使用了相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx1濾波器221側而得到的第一阻抗。ZRXc2(ft2)是使用了相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx1濾波器221側而得到的第二阻抗。ZRX(fr1)是未使用相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的接收信號的基本頻率下的從Rx1濾波器221觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。ZRX2c2(fr1)是使用了相位調整電路30A的狀態(tài)下的第二通信頻段的接收信號的基本頻率下的從Rx1濾波器221觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗。

如圖7所示，在第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下的從Rx1濾波器221觀察低噪聲放大器LNA側而得到的阻抗ZLNA(ft2)的相位、與第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下的從低噪聲放大器LNA觀察Rx1濾波器221側而得到的阻抗ZRX(ft2)的相位處于共軛的象限的情況下，相位調整電路30A使阻抗ZRX(ft2)的相位偏移。由此，如阻抗ZRXc1(ft2)、阻抗ZRXc2(ft2)所示那樣，能夠使阻抗偏移到相對于阻抗ZLNA(ft2)所在的象限非共軛的象限。

由此，在第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率下，Rx1濾波器221與低噪聲放大器LNA阻抗不匹配。因此，第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波信號無法從Rx1濾波器221向低噪聲放大器LNA輸入。其結果，第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波信號無法流入低噪聲放大器LNA，從而即使進行載波聚合，也能夠抑制針對第一通信頻段的接收信號的接收靈敏度惡化的產生。

另外，如圖7所示，通過具備相位調整電路30A，能夠使第一通信頻段的接收信號的基本頻率的阻抗更加接近于平衡線路的基準阻抗(100Ω)。由此，能夠進一步減少第一通信頻段的接收信號的傳輸損耗，能夠更有效地改善接收靈敏度惡化。

如此，通過使用本實施方式的結構，即使進行載波聚合的發(fā)送信號的高次諧波頻率與接收信號的基本頻率接近，也能夠使接收信號的接收靈敏度惡化率降低。

此外，在上述的說明中，雖然示出了第一通信頻段的接收信號的基本頻率與第二通信頻段的發(fā)送信號的二次諧波頻率接近的情況，但是在與第一通信頻段的接收信號的基本頻率不同的高頻信號輸入到低噪聲放大器LNA的方式中，也能夠應用上述的結構，并得到相同的作用效果。

符號說明：

10、10A…高頻前端電路；20…雙工器；20A…三工器；21…Tx濾波器；211…Tx1濾波器；212…Tx2濾波器；22…Rx濾波器；221…Rx1濾波器；30、30’、30A…相位調整電路；80…發(fā)送電路；311P、311N、312P、312N…電感器；313P、313N…電容器；LNA…低噪聲放大器；PA、PA1、PA2…功率放大器。