本發(fā)明涉及進行高頻信號的收發(fā)的高頻前端電路。

背景技術：

以往，設計出各種高頻前端電路。在這種高頻前端電路中，如專利文獻1所示，具備組合了發(fā)送濾波器和接收濾波器的雙工器。

在雙工器中，發(fā)送濾波器的接收濾波器的一端彼此連接成為共用端子，該共用端子與天線或天線側的電路連接。發(fā)送濾波器的另一端與發(fā)送電路連接，接收濾波器的另一端與接收電路連接。

在這種高頻前端電路中，由于將發(fā)送濾波器和接收濾波器連接起來，所以為了抑制發(fā)送信號折回到接收濾波器側，阻抗被設定為在發(fā)送信號的基本頻率下從發(fā)送濾波器側觀察接收濾波器側而成為開放。

專利文獻1：日本特開2004－120295號公報

然而，已知在以往的高頻前端電路中，即使如上述那樣在發(fā)送濾波器與接收濾波器之間確保隔離性，也產生與接收濾波器連接的接收電路中的接收靈敏度惡化。

技術實現(xiàn)要素：

因此，本發(fā)明的目的在于提供一種能夠抑制接收靈敏度惡化的高頻前端電路。

該發(fā)明的高頻前端電路具有分波電路、功率放大器、以及相位調整電路。分波電路具備發(fā)送信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的發(fā)送濾波器、以及接收信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的接收濾波器。對于分波電路，發(fā)送濾波器的一端和接收濾波器的一端經由共用的連接點電連接。功率放大器與發(fā)送濾波器的另一端電連接。相位調整電路電被連接在功率放大器與發(fā)送濾波器之間。

而且，相位調整電路如下所示那樣地進行相位調整。通過表示純電阻的第一線、和連結史密斯圖的外周中的相位為90°的點與基準阻抗的點而成的第二線將該史密斯圖分割為四個象限。相位調整電路使得在接收信號的基本頻率下，從發(fā)送濾波器觀察到的功率放大器的相位進入的象限、與從功率放大器觀察上述發(fā)送濾波器而得到的相位進入的象限不成為共軛的關系。

在該結構中，在功率放大器與發(fā)送濾波器之間，在接收信號的基本頻率下容易使阻抗不匹配。因此，抑制與接收信號的基本頻率一致的噪聲折回到接收濾波器側。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中優(yōu)選是如下的結構。相位調整電路進行相位調整，以便在接收信號的基本頻率下，從發(fā)送濾波器觀察到的功率放大器的相位進入的象限、與從功率放大器觀察發(fā)送濾波器而得到的相位進入的象限夾著第二線而配置。

在該結構中，在功率放大器與發(fā)送濾波器之間，在接收信號的基本頻率下，容易使阻抗更大地不匹配。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中優(yōu)選是如下的結構。相位調整電路進行相位調整，以使發(fā)送信號的基本頻率中的阻抗接近基準阻抗。

在該結構中，能夠進行在接收信號的基本頻率下的阻抗不匹配，并且進一步降低發(fā)送信號的傳輸損失。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中優(yōu)選是如下的結構。相位調整電路具備至少一個具有電抗分量的安裝型電子部件。

在該結構中，能夠容易地變更相位調整電路的結構，并更可靠地實現(xiàn)接收信號的基本頻率中的發(fā)送濾波器與功率放大器之間的阻抗不匹配。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中也可以是如下的結構。相位調整電路根據傳輸發(fā)送信號的傳輸線的長度來進行相位調整。

在該結構中，能夠可靠地獲得接收信號的基本頻率中的發(fā)送濾波器與功率放大器之間的阻抗不匹配，并且以簡單的結構實現(xiàn)高頻前端電路。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中也可以是如下的結構。高頻前端電路具備分波電路、功率放大器、以及相位調整電路。分波電路具有發(fā)送信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的發(fā)送濾波器、以及接收信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的接收濾波器。對于分波電路，發(fā)送濾波器的一端和接收濾波器的一端經由共用的連接點電連接。功率放大器與發(fā)送濾波器的另一端電連接。相位調整電路包含在發(fā)送濾波器中。

而且，相位調整電路如下所示那樣地進行相位調整。通過表示純電阻的第一線、和連結史密斯圖的外周中的相位為90°的點與基準阻抗的點而成的第二線將該史密斯圖分割為四個象限。相位調整電路使得在接收信號的基本頻率下，從發(fā)送濾波器觀察到的功率放大器的相位進入的象限、與從功率放大器觀察發(fā)送濾波器而得到的相位進入的象限不成為共軛的關系。

在該結構中，由于發(fā)送濾波器也兼作相位調整電路的功能，所以能夠使高頻前端電路的電路結構簡單化。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中優(yōu)選是如下的結構。發(fā)送濾波器由多個共振件構成。相位調整電路由與功率放大器連接的共振件構成。

在該結構中，由于在從功率放大器向發(fā)送濾波器的輸入端，接收信號的基本頻率的信號被反射，所以能夠更有效地抑制向接收濾波器的折回。

另外，在該發(fā)明的高頻前端電路中，具備分波電路、功率放大器、以及相位調整電路。分波電路具備第一發(fā)送信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的第一發(fā)送濾波器、與第一發(fā)送信號不同的第二發(fā)送信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的第二發(fā)送濾波器、以及第一接收信號的基本頻帶被設定在通頻帶內的接收濾波器，第一發(fā)送濾波器、第二發(fā)送濾波器以及接收濾波器的一端相連接。功率放大器分別與第一發(fā)送濾波器的另一端以及第二發(fā)送濾波器的另一端連接。相位調整電路被連接在功率放大器與第二發(fā)送濾波器之間，或者，包含在第二發(fā)送濾波器中。第二發(fā)送信號的高次諧波頻率和接收信號的基本頻率接近。

而且，相位調整電路如下所示那樣進行相位調整。通過表示純電阻的第一線、和連結史密斯圖的外周中的相位為90°的點與基準阻抗的點而成的第二線將該史密斯圖分割為四個象限。相位調整電路使得在第二發(fā)送信號的高次諧波頻率下，從第二發(fā)送濾波器觀察到的功率放大器的相位進入的象限、與從功率放大器觀察第二發(fā)送濾波器而得到的相位進入的象限不成為共軛的關系。

在該結構中，在功率放大器與第二發(fā)送濾波器之間，在第二發(fā)送信號的高次諧波頻率下，容易使阻抗不匹配。因此，具有與接收信號的基本頻率接近的頻率的第二發(fā)送信號的高次諧波信號折回到接收濾波器側的情況被抑制。

根據該發(fā)明，即使針對接收信號頻帶也能夠可靠地確保發(fā)送側與接收側之間的隔離性，并能夠抑制接收靈敏度惡化。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

圖2是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

圖3是表示本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的一個例子的等效電路圖。

圖4是表示使用了本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的情況和未使用該高頻前端電路的情況下的接收靈敏度惡化率的特性的圖表。

圖5是表示本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的其它方式的等效電路圖。

圖6是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的其它方式的原理進行說明的史密斯圖。

圖7是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的前端電路的框圖。

圖8是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的帶相位調整電路的Tx濾波器的等效電路圖。

圖9是本發(fā)明的第三實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

圖10是用于對本發(fā)明的第三實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

具體實施方式

參照附圖，對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路進行說明。圖1是本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。

如圖1所示，高頻前端電路10具備雙工器20、相位調整電路30、以及功率放大器PA。雙工器20具備與本申請發(fā)明的“發(fā)送濾波器”對應的Tx濾波器21、以及與本申請發(fā)明的“接收濾波器”對應的Rx濾波器22。

Tx濾波器21的一端和Rx濾波器22的一端與共用的連接點連接。該連接點與天線或天線側的電路(未圖示)連接。該天線將通過了Tx濾波器21的發(fā)送信號發(fā)送到外部，并接收來自外部的接收信號。

規(guī)定的通信標準的發(fā)送信號的基本頻率位于Tx濾波器21的通頻帶內。Tx濾波器21被設定為針對規(guī)定的通信標準的接收信號的頻率，獲得規(guī)定的衰減量。

規(guī)定的通信標準的接收信號的基本頻率位于Rx濾波器22的通頻帶內。Rx濾波器22的另一端與接收電路90的低噪聲放大器LNA連接。此時，可以在Rx濾波器22與低噪聲放大器LNA之間配備按照接收信號的頻率進行阻抗匹配的匹配電路。

Tx濾波器21的另一端經由相位調整電路30與功率放大器PA的輸出端連接。此外，功率放大器PA的輸入端與發(fā)送信號生成電路(未圖示)連接。

相位調整電路30由實現(xiàn)發(fā)送信號的基本頻帶中的Tx濾波器21與功率放大器PA之間的阻抗匹配的電路結構構成。并且，相位調整電路30根據如下所示的原理，實現(xiàn)電路結構。圖2是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。

如圖2所示，在本發(fā)明的高頻前端電路10中，將史密斯圖劃分為如下所示的4個象限，并利用在該4個象限的哪個象限是否存在阻抗來進行相位調整。此外，在圖2中記載了被標準化的史密斯圖。即，在圖2中，阻抗50Ω被記載為阻抗1。

首先，對史密斯圖的象限的劃分方法進行說明。將史密斯圖中的純電阻線，即圖2中的從阻抗0的點通過阻抗1的點(基準阻抗的點)到阻抗∞的點的線設為第一線。接下來，將通過史密斯圖的外周中的相位成為90°的二點、以及阻抗為1的點(基準阻抗的點)的線設為第二線。將通過這些正交的第一線和第二線劃分的4個區(qū)域作為第一、第二、第三、第四象限。而且，第一象限為具有感抗且阻抗較大的區(qū)域，第二象限為具有感抗且阻抗較小的區(qū)域。第三象限為具有容抗且阻抗較小的區(qū)域，第四象限為具有容抗且阻抗較大的區(qū)域。

在圖2中，ZRX(fr0)是不使用相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從Tx濾波器21觀察功率放大器PA側而得到的阻抗。ZTX(fr0)是不使用相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗。ZTXc1(fr0)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的第一阻抗。ZTXc2(fr0)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的接收信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的第二阻抗。ZTX(ft0)是不使用相位調整電路30的狀態(tài)下的發(fā)送信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗。ZTXc2(ft0)是使用了相位調整電路30的狀態(tài)下的發(fā)送信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗。

如圖2所示，在接收信號的基本頻率下從Tx濾波器21觀察功率放大器PA側而得到的阻抗ZRX(fr0)的相位、與接收信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗ZTX(fr0)的相位處于共軛的象限的情況下，相位調整電路30使相位偏移。由此，如阻抗ZTXc1(fr0)、阻抗ZTXc2(fr0)所示那樣，能夠使阻抗偏移至相對于有阻抗ZRX(fr0)的象限不是共軛的象限。

由此，在接收信號的基本頻率下，功率放大器PA和Tx濾波器21成為阻抗不匹配。因此，與接收信號的基本頻率相同的頻率的噪聲不會從功率放大器PA輸入到Tx濾波器21。其結果，該噪聲不會經由Tx濾波器21流入Rx濾波器22，而能夠抑制接收靈敏度惡化的產生。

并且，如圖2所示，通過具備相位調整電路30，能夠使發(fā)送信號的基本頻率的阻抗與基準阻抗(50Ω)更接近。由此，能夠進一步減少發(fā)送信號的傳輸損失，并能夠提高發(fā)送特性。

由于進行這樣的相移，所以相位調整電路30例如具有圖3所示那樣的電路結構。圖3是表示本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的一個例子的等效電路圖。

相位調整電路30具備電感器301以及電容器302。電感器301同功率放大器PA和Tx濾波器21連接。電容器302被連接在電感器301的Tx濾波器21側與接地點之間。電感器301的電感和電容器302的電容被設定為能夠實現(xiàn)圖2所示的相移。

此外，電感器301、電容器302可以通過形成于基板的電極圖案來實現(xiàn)，也可以通過安裝型電子部件來實現(xiàn)。在通過電極圖案來實現(xiàn)電感器301、電容器302的情況下，能夠使相位調整電路30成為簡單的結構，進而能夠以簡單的結構實現(xiàn)高頻前端電路10。另一方面，在通過安裝型電子部件來實現(xiàn)電感器301、電容器302的情況下，由于只更換安裝型電子部件就能夠變更電感、電容，所以容易調整電感、電容。因此，能夠更準確地實現(xiàn)所希望的相移量。

圖4是表示使用了本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的情況和不使用該高頻前端電路的情況下的接收靈敏度惡化率的特性的圖表。圖4的橫軸表示功率放大器PA發(fā)出的接收信號的基本頻率的噪聲的等級。圖4的縱軸表示接收靈敏度惡化率。另外，實線表示具有本實施方式所示的相位調整電路30的情況，虛線表示不具有本實施方式所示的相位調整電路30的情況。

如圖4所示，通過使用本實施方式的結構，能夠降低接收靈敏度惡化率。

此外，相位調整電路也可以是如下所示的電路結構。圖5是表示本發(fā)明的第一實施方式所涉及的相位調整電路的其它方式的等效電路圖。相位調整電路30’具備電感器303。電感器303被連接在將功率放大器PA和Tx濾波器21連接的連接線與接地點之間。

在這樣的結構中，如圖6所示，相位的偏移方向與圖2的情況相反。圖6是用于對本發(fā)明的第一實施方式所涉及的高頻前端電路的其它方式的原理進行說明的史密斯圖。即使在該情況下，如圖6所示那樣，在接收信號的基本頻率下，從Tx濾波器21觀察功率放大器PA側而得到的阻抗ZRX(fr0)的相位、和接收信號的基本頻率下的從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗ZTX(fr0)的相位處于共軛的象限的情況下，使相位偏移。由此，如阻抗ZTXc1’(fr0)所示，能夠使阻抗位移至相對于有阻抗ZRX(fr0)的象限不是共軛的象限。

即使進行這樣的相移，也同樣地能夠降低接收靈敏度惡化率。

此外，在接收信號的基本頻率下，優(yōu)選從Tx濾波器21觀察功率放大器PA側而得到的阻抗的相位、和從功率放大器PA觀察Tx濾波器21側而得到的阻抗的相位相對于純電阻線(第一線)是相同的側的象限，并處于與第二線對置的象限。通過形成這樣的關系，能夠較大地取得接收信號的基本頻率下的Tx濾波器21與功率放大器PA的阻抗不匹配。因此，能夠可靠地抑制向Rx濾波器22的噪聲泄漏，并進一步降低接收靈敏度惡化率。

接下來，參照附圖，對本發(fā)明的第二實施方式所涉及的高頻前端電路進行說明。圖7是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的前端電路的框圖。對于本實施方式的高頻前端電路10A而言，第一實施方式所示的相位調整電路30的功能被包含在Tx濾波器，被實現(xiàn)為帶相位調整電路的Tx濾波器21A。其它的結構與第一實施方式所涉及的高頻前端電路10相同。因此，僅具體地對與第一實施方式所涉及的高頻前端電路10不同之處進行說明。

高頻前端電路10A具備雙工器20A以及功率放大器PA。雙工器20A具備帶相位調整電路的Tx濾波器21A以及Rx濾波器22。帶相位調整電路的Tx濾波器21A的一端與Rx濾波器22的一端連接。帶相位調整電路的Tx濾波器21A的另一端與功率放大器PA連接。

帶相位調整電路的Tx濾波器21A被設定為使發(fā)送信號的基本頻率為通頻帶內，在接收信號的基本頻率下相對于功率放大器PA如上述那樣成為阻抗不匹配。換言之，帶相位調整電路的Tx濾波器21A被設定為，接收信號的基本頻率下的觀察到功率放大器PA側的阻抗的相位、與從功率放大器PA觀察帶相位調整電路的Tx濾波器21A而得到的阻抗的相位至少不會反相。而且，帶相位調整電路的Tx濾波器21A也可以被設定為接收信號的基本頻率下的觀察到功率放大器PA側的阻抗的相位與從功率放大器PA觀察帶相位調整電路的Tx濾波器21A而得到的阻抗的相位同相。

具體而言，帶相位調整電路的Tx濾波器21A由如下那樣的電路結構形成。圖8是本發(fā)明的第二實施方式所涉及的帶相位調整電路的Tx濾波器的等效電路圖。帶相位調整電路的Tx濾波器21A具備多個共振器21A1、21A2、21A3、21A4。共振器21A1、21A2串聯(lián)連接，共振器21A1與功率放大器PA連接，共振器21A2與針對Rx濾波器22的連接點連接。在共振器21A1的功率放大器PA側與接地點之間連接有共振器21A3。在將共振器21A1、21A2連接的連接線與接地點之間連接有共振器21A4。

此處，通過調整與功率放大器PA最接近的共振器21A3的特性，來實現(xiàn)相對于上述的接收信號的基本頻率的阻抗不匹配。通過形成為這樣的結構，能夠更有效地實現(xiàn)接收信號的基本頻率下的功率放大器PA與帶相位調整電路的Tx濾波器21A之間的阻抗不匹配。

通過具備這樣的結構，能夠與第一實施方式同樣地降低接收靈敏度惡化率。并且，在本實施方式的結構中，由于使相位調整電路和Tx濾波器一體化，所以能夠使高頻前端電路的電路結構簡單化。

接下來，參照附圖，對本發(fā)明的第三實施方式所涉及的高頻前端電路進行說明。圖9是本發(fā)明的第三實施方式所涉及的高頻前端電路的框圖。此外，在本實施方式中，表示第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率和第一接收信號的基本頻率接近的方式，表示同時進行第二發(fā)送信號的發(fā)送和第一接收信號的接收的載波聚合(Carrier Aggregation)的情況。

如圖9所示，本實施方式的高頻前端電路不具備第一、第二實施方式所示的雙工器結構，而具備三工器結構。

如圖9所示，高頻前端電路10B具備三工器20B、相位調整電路30B、以及功率放大器PA1、PA2。三工器20B具備與本申請發(fā)明的“第一發(fā)送濾波器”對應的Tx1濾波器211、與本申請發(fā)明的“第二發(fā)送濾波器”對應的Tx2濾波器212、以及與本申請發(fā)明的“第一接收濾波器”對應的Rx1濾波器221。

Tx1濾波器211的一端、Tx2濾波器212的一端、以及Rx1濾波器221的一端相連接。該連接點與天線或天線側的電路(未圖示)連接。該天線是將通過了Tx1濾波器211或Tx2濾波器212的發(fā)送信號發(fā)送到外部，并接收來自外部的接收信號的天線。

Tx1濾波器211被設定為第一發(fā)送信號的基本頻率進入通頻帶內。Tx1濾波器211被設定為針對第一接收信號以及第二發(fā)送信號的頻率，獲得規(guī)定的衰減量。

Tx2濾波器212被設定為第二發(fā)送信號的基本頻率進入通頻帶內。Tx2濾波器211被設定為針對第一發(fā)送信號以及第一接收信號的頻率，獲得規(guī)定的衰減量。

Rx1濾波器221被設定為第一接收信號的基本頻率進入通頻帶內。Rx1濾波器221的另一端與接收電路90的LNA連接。此時，也可以在Rx1濾波器221與LNA之間配備按照接收信號的頻率進行阻抗匹配的匹配電路。

Tx1濾波器211的另一端與功率放大器PA1的輸出端連接。此外，功率放大器PA1的輸入端與發(fā)送信號生成電路(未圖示)連接。

Tx2濾波器212的另一端經由相位調整電路30B與功率放大器PA2的輸出端連接。此外，功率放大器PA2的輸入端與發(fā)送信號生成電路(未圖示)連接。另外，功率放大器PA1、PA2也可以是一體的。

相位調整電路30B由實現(xiàn)第二發(fā)送信號的基本頻帶中的在Tx2濾波器212與功率放大器PA2之間的阻抗匹配的電路結構形成。并且，相位調整電路30B根據如下所示的原理，實現(xiàn)電路結構。圖10是用于對本發(fā)明的第三實施方式所涉及的高頻前端電路的原理進行說明的史密斯圖。圖10所示的史密斯圖與圖2所示的史密斯圖相同，根據與圖2相同的概念而劃分為4個象限。

圖10中，ZRX1(fr0)是不使用相位調整電路30B的狀態(tài)下的第一接收信號的基本頻率下的從Tx2濾波器212觀察功率放大器PA2側而得到的阻抗。ZTX2(ft3)是不使用相位調整電路30B的狀態(tài)下的第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率中的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的阻抗。ZTX2c1(ft3)是使用了相位調整電路30B的狀態(tài)下的第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率中的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的第一阻抗。ZTX2c2(ft3)是使用了相位調整電路30B的狀態(tài)下的第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率中的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的第二阻抗。ZTX2(ft0)是不使用相位調整電路30B的狀態(tài)下的第二發(fā)送信號的基本頻率下的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的阻抗。ZTX2c2(ft0)是使用了相位調整電路30B的狀態(tài)下的第二發(fā)送信號的基本頻率下的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的阻抗。

如圖10所示，在第一接收信號的基本頻率下的從Tx濾波器212觀察功率放大器PA2側而得到的阻抗ZRX1(fr0)的相位、和第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率下的從功率放大器PA2觀察Tx濾波器212側而得到的阻抗ZTX2(ft3)的相位處于共軛的象限的情況下，相位調整電路30B使阻抗ZTX2(ft3)的相位偏移。由此，如阻抗ZTX2c1(ft3)、阻抗ZTX2c2(ft3)所示那樣，能夠使阻抗位移至相對于有阻抗ZRX1(fr0)的象限，不是共軛的象限。

由此，在第一接收信號的基本頻率、第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率下，功率放大器PA2與Tx濾波器212成為阻抗不匹配。因此，第二發(fā)送信號的3次高次諧波信號不會從功率放大器PA2輸入到Tx濾波器212。其結果，第二發(fā)送信號的3次高次諧波信號不會經由Tx濾波器212流入到Rx1濾波器221，進行載波聚合，也能夠抑制產生對第一接收信號的接收靈敏度惡化。

并且，如圖10所示，通過具備相位調整電路30B，能夠使第二發(fā)送信號的基本頻率的阻抗與基準阻抗(50Ω)更接近。由此，能夠進一步減少第二發(fā)送信號的傳輸損失，并提高發(fā)送特性。

此外，在上述的說明中示出了第一接收信號的基本頻率與第二發(fā)送信號的3次高次諧波頻率接近的情況，但在第二發(fā)送信號的其它的高次諧波頻率與第一接收信號的基本頻率接近的情況下，也能夠應用上述的結構。

這樣，通過使用本實施方式的結構，即使進行載波聚合的發(fā)送信號的高次諧波頻率與接收信號的基本頻率接近，也能夠使接收信號的接收靈敏度惡化率降低。

符號說明

10、10A、10B：高頻前端電路20、20A：雙工器；20B：三工器；21：Tx濾波器；211：Tx1濾波器；212：Tx2濾波器；22：Rx濾波器；221：Rx1濾波器；21A：相位調整電路付Tx濾波器；30、30’、30B：相位調整電路；90：接收電路；21A1、21A2、21A3、21A4：共振器；301、303：電感器；302：電容器；PA、PA1、PA2：功率放大器。