本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)，更具體地講，涉及一種在無線通信系統(tǒng)中針對三維(3D)多輸入多輸出(MIMO)計算反饋信息的方法和設備。

背景技術：

作為本發(fā)明適用于的移動通信系統(tǒng)的示例，簡要描述第3代合作伙伴計劃長期演進(以下稱作LTE)通信系統(tǒng)。

圖1是示意性地示出作為示例性無線電通信系統(tǒng)的E-UMTS的網(wǎng)絡結構的示圖。演進通用移動電信系統(tǒng)(E-UMTS)是傳統(tǒng)通用移動電信系統(tǒng)(UMTS)的高級版本，目前3GPP中正在進行其基本標準化。E-UMTS通?？杀环Q作LTE系統(tǒng)。對于UMTS和E-UMTS的技術規(guī)范的細節(jié)，可參照“3rd Generation Partnership Project；Technical Specification Group Radio Access Network”的版本7和版本8。

參照圖1，E-UMTS包括用戶設備(UE)、演進節(jié)點B(eNode B或eNB)以及位于演進UMTS地面無線電接入網(wǎng)絡(E-UTRAN)的端部并且連接到外部網(wǎng)絡的接入網(wǎng)關(AG)。eNB可同時發(fā)送多個數(shù)據(jù)流以用于廣播服務、多播服務和/或單播服務。

每個eNB存在一個或更多個小區(qū)。小區(qū)被配置為使用1.25MHz、2.5MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz帶寬中的一個來向多個UE提供下行鏈路或上行鏈路傳輸服務。不同的小區(qū)可被配置為提供不同的帶寬。eNB控制向多個UE的數(shù)據(jù)發(fā)送以及從多個UE的數(shù)據(jù)接收。關于下行鏈路(DL)數(shù)據(jù)，eNB發(fā)送DL調度信息以通過向UE發(fā)送DL調度信息來通知對應UE要發(fā)送數(shù)據(jù)的時域/頻域、編碼、數(shù)據(jù)大小和混合自動重傳請求(HARQ)相關信息。另外，關于上行鏈路(UL)數(shù)據(jù)，eNB向對應UE發(fā)送UL調度信息以告知UE可用時域/頻域、編碼、數(shù)據(jù)大小和HARQ相關信息?？墒褂迷趀NB之間發(fā)送用戶業(yè)務或控制業(yè)務的接口。核心網(wǎng)絡(CN)可包括AG以及用于UE的用戶注冊的網(wǎng)絡節(jié)點。AG基于跟蹤區(qū)域(TA)來管理UE的移動性，各個TA包括多個小區(qū)。

盡管無線電通信技術已發(fā)展至基于寬帶碼分多址(WCDMA)的LTE，但用戶和供應商的需求和期望仍在繼續(xù)增加。另外，由于仍在繼續(xù)開發(fā)其它無線電接入技術，需要新的技術進步以確保未來的競爭力。例如，需要降低每比特成本、增加服務可用性、靈活使用頻帶、簡化結構、開放接口、UE的合適的功耗等。

技術實現(xiàn)要素：

技術問題

為解決上述問題而設計出的本發(fā)明的目的在于一種在無線通信系統(tǒng)中針對三維(3D)多輸入多輸出(MIMO)計算反饋信息的方法和設備。

技術方案

本發(fā)明的目的可通過提供一種在無線通信系統(tǒng)中針對基于多輸入多輸出(MIMO)的波束成形在用戶設備(UE)處生成信道狀態(tài)信息的方法來實現(xiàn)，該方法包括以下步驟：從基站接收第一導頻圖案和第二導頻圖案；針對第一導頻圖案和第二導頻圖案中的每一個選擇預編碼矩陣索引(PMI)和秩指示符(RI)；將第一導頻圖案的RI配置為三維(3D)信道的RI，其中，第一導頻圖案的RI大于第二導頻圖案的RI；以及在第二導頻圖案的RI等于3D信道的RI并且第一導頻圖案的PMI等于預選PMI的假設下重選第二導頻圖案的PMI。

第一導頻圖案和第二導頻圖案可分別對應于垂直方向信道和水平方向信道。在第一導頻圖案和第二導頻圖案之間可存在準協(xié)同定位(QCL)假設。第一導頻圖案和第二導頻圖案在大規(guī)模性質方面可被視為相等，所述大規(guī)模性質可包括多普勒擴展、多普勒頻移、平均延遲和延遲擴展中的至少一種。

該方法還包括以下步驟：在預選PMI被應用于3D信道和第一導頻圖案的RI并且重選PMI被應用于第二導頻圖案的假設下計算信道質量指示符；以及向基站報告包括應用于3D信道和第一導頻圖案的RI的預選PMI、應用于第二導頻圖案的重選PMI以及信道質量指示符在內的反饋信息。

在本發(fā)明的另一方面中，本文中提供了一種無線通信系統(tǒng)中的用戶設備(UE)設備，該UE設備包括：無線通信模塊，其被配置為從基站接收第一導頻圖案和第二導頻圖案；以及處理器，其被配置為針對第一導頻圖案和第二導頻圖案中的每一個選擇預編碼矩陣索引(PMI)和秩指示符(RI)，將第一導頻圖案的RI配置為三維(3D)信道的RI，其中，第一導頻圖案的RI大于第二導頻圖案的RI，并且在第二導頻圖案的RI等于3D信道的RI并且具有較大的RI的第一導頻圖案的PMI等于預選PMI的假設下重選第二導頻圖案的PMI。

所述處理器可在預選PMI被應用于3D信道和第一導頻圖案的RI并且重選PMI被應用于第二導頻圖案的假設下計算信道質量指示符，并且控制所述無線通信模塊向基站發(fā)送包括應用于3D信道和第一導頻圖案的RI的預選PMI、應用于第二導頻圖案的重選PMI以及信道質量指示符在內的反饋信息。

在本發(fā)明的另一方面中，本文中提供了一種在無線通信系統(tǒng)中針對基于多輸入多輸出(MIMO)的波束成形在用戶設備(UE)處生成信道狀態(tài)信息的方法，該方法包括以下步驟：從基站接收第一導頻圖案和第二導頻圖案；針對第一導頻圖案和第二導頻圖案中的每一個選擇預編碼矩陣索引(PMI)和秩指示符(RI)；將第一導頻圖案的RI設定為三維(3D)信道的RI，其中，第一導頻圖案的RI小于第二導頻圖案的RI；以及在第二導頻圖案的RI等于3D信道的RI并且第一導頻圖案的PMI等于預選PMI的假設下重選第二導頻圖案的PMI。

在本發(fā)明的另一方面中，本文中提供了一種無線通信系統(tǒng)中的用戶設備(UE)設備，該UE設備包括：無線通信模塊，其被配置為從基站接收第一導頻圖案和第二導頻圖案；以及處理器，其被配置為針對第一導頻圖案和第二導頻圖案中的每一個選擇預編碼矩陣索引(PMI)和秩指示符(RI)，將第一導頻圖案的RI設定為三維(3D)信道的RI，其中，第一導頻圖案的RI小于第二導頻圖案的RI，并且在第二導頻圖案的RI等于3D信道的RI并且第一導頻圖案的PMI等于預選PMI的假設下重選第二導頻圖案的PMI。

有益效果

根據(jù)本發(fā)明的實施方式，可在無線通信系統(tǒng)中有效地為三維(3D)多輸入多輸出(MIMO)計算反饋信息。

本領域技術人員將理解，可通過本發(fā)明實現(xiàn)的效果不限于上文具體描述的那些效果，將從以下詳細描述更清楚地理解本發(fā)明的其它優(yōu)點。

附圖說明

圖1是示意性地示出作為示例性無線電通信系統(tǒng)的E-UMTS的網(wǎng)絡結構的示圖。

圖2是示出基于3GPP無線電接入網(wǎng)絡規(guī)范的UE與E-UTRAN之間的無線電接口協(xié)議的控制平面和用戶平面的結構的示圖。

圖3是示出3GPP系統(tǒng)中所使用的物理信道以及使用所述物理信道的一般信號傳輸方法的示圖。

圖4是示出LTE系統(tǒng)中所使用的無線電幀的結構的示圖。

圖5是示出LTE系統(tǒng)中所使用的DL無線電幀的結構的示圖。

圖6是示出LTE系統(tǒng)中的UL子幀的結構的示圖。

圖7是示出一般MIMO通信系統(tǒng)的配置的示圖。

圖8和圖9是示出通過四個天線支持DL傳輸?shù)腖TE系統(tǒng)中的DL RS配置的示圖。

圖10示出當前3GPP標準規(guī)范中所定義的示例性DL DM-RS分配。

圖11示出當前3GPP標準中所定義的DL CSI-RS配置中的CSI-RS配置#0。

圖12是示出天線傾斜方案的示圖。

圖13是將傳統(tǒng)天線系統(tǒng)與主動天線系統(tǒng)(AAS)進行比較的示圖。

圖14示出基于AAS的示例性UE特定波束成形。

圖15示出基于AAS的3D波束傳輸場景。

圖16示出將對齊的部分預編碼應用于均勻線性陣列的示例。

圖17示出將按列對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

圖18示出將按行對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

圖19示出將按行組對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

圖20、圖21和圖22示出分配導頻圖案的方法。

圖23是示出如果用戶設備(UE)反饋H-PMI和V-PMI，則發(fā)生層之間的失配的示例的示圖。

圖24是三維(3D)接收射線集群的示例的示圖。

圖25是根據(jù)本發(fā)明的實施方式的通信設備的框圖。

具體實施方式

以下，將從本發(fā)明的實施方式容易地理解本發(fā)明的結構、操作和其它特征，其示例示出于附圖中。下面將描述的實施方式是本發(fā)明的技術特征應用于3GPP系統(tǒng)的示例。

盡管將基于LTE系統(tǒng)和高級LTE(LTE-A)系統(tǒng)描述本發(fā)明的實施方式，但LTE系統(tǒng)和LTE-A系統(tǒng)僅是示例性的，本發(fā)明的實施方式可應用于與上述定義對應的任何通信系統(tǒng)。另外，盡管將基于頻分雙工(FDD)來描述本發(fā)明的實施方式，但FDD模式僅是示例性的，本發(fā)明的實施方式可通過一些修改容易地應用于半FDD(H-FDD)或時分雙工(TDD)。

在本公開中，基站(eNB)可用作包括遠程無線電頭端(RRH)、eNB、發(fā)送點(TP)、接收點(RP)、中繼器等的廣泛意義。

圖2是示出基于3GPP無線電接入網(wǎng)絡規(guī)范的UE與E-UTRAN之間的無線電接口協(xié)議的控制平面和用戶平面的結構的示圖?？刂破矫媸侵赣糜趥鬏擴E和網(wǎng)絡管理呼叫所使用的控制消息的路徑。用戶平面是指發(fā)送應用層中所生成的數(shù)據(jù)(例如，語音數(shù)據(jù)或互聯(lián)網(wǎng)分組數(shù)據(jù))的路徑。

第一層的物理層利用物理信道向上層提供信息傳遞服務。物理層經由傳輸信道連接到上層的介質訪問控制(MAC)層。在MAC層與物理層之間經由傳輸信道來傳輸數(shù)據(jù)。還在發(fā)送機的物理層與接收機的物理層之間經由物理信道來傳輸數(shù)據(jù)。物理信道使用時間和頻率作為無線電資源。具體地講，物理信道在DL中利用正交頻分多址(OFDMA)方案來調制，在UL中利用單載波頻分多址(SC-FDMA)方案來調制。

第二層的MAC層經由邏輯信道向上層的無線電鏈路控制(RLC)層提供服務。第二層的RLC層支持可靠的數(shù)據(jù)傳輸。RLC層的功能可通過MAC層內的功能塊來實現(xiàn)。為了在具有相對窄的帶寬的無線電接口中有效地傳輸諸如IPv4或IPv6分組的互聯(lián)網(wǎng)協(xié)議(IP)分組，第二層的分組數(shù)據(jù)會聚協(xié)議(PDCP)層執(zhí)行頭壓縮功能以減少不必要的控制信息。

僅在控制平面中定義位于第三層的最下部的無線電資源控制(RRC)層。RRC層控制與無線電承載的配置、重新配置和釋放有關的邏輯信道、傳輸信道和物理信道。無線電承載是指為在UE與網(wǎng)絡之間發(fā)送數(shù)據(jù)而通過第二層提供的服務。為此，UE的RRC層和網(wǎng)絡的RRC層交換RRC消息。如果在無線電網(wǎng)絡的RRC層與UE的RRC層之間建立了RRC連接，則UE處于RRC連接模式。否則，UE處于RRC空閑模式。位于RRC層的上層的非接入層面(NAS)層執(zhí)行諸如會話管理和移動性管理的功能。

用于從網(wǎng)絡至UE的數(shù)據(jù)傳輸?shù)腄L傳輸信道包括發(fā)送系統(tǒng)信息的廣播信道(BCH)、發(fā)送尋呼消息的尋呼信道(PCH)以及發(fā)送用戶業(yè)務或控制消息的DL共享信道(SCH)。DL多播或廣播服務的業(yè)務或控制消息可通過DL SCH來發(fā)送，或者可通過附加的DL多播信道(MCH)來發(fā)送。此外，用于從UE至網(wǎng)絡的數(shù)據(jù)傳輸?shù)腢L傳輸信道包括發(fā)送初始控制消息的隨機接入信道(RACH)以及發(fā)送用戶業(yè)務或控制消息的UL SCH。位于傳輸信道的上層并被映射到傳輸信道的邏輯信道包括廣播控制信道(BCCH)、尋呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播業(yè)務信道(MTCH)。

圖3是示出3GPP系統(tǒng)中所使用的物理信道以及使用該物理信道的一般信號傳輸方法的示圖。

當電源被打開或者UE進入新小區(qū)時，UE執(zhí)行諸如獲取與eNB的同步的初始小區(qū)搜索過程(S301)。為此，UE可通過從eNB接收主同步信道(P-SCH)和輔同步信道(S-SCH)來調節(jié)與eNB的同步，并獲取諸如小區(qū)標識(ID)的信息。此后，UE可通過從eNB接收物理廣播信道來獲取小區(qū)內的廣播信息。在初始小區(qū)搜索過程中，UE可通過接收下行鏈路參考信號(DL RS)來監(jiān)測DL信道狀態(tài)。

在完成初始小區(qū)搜索過程時，UE可通過接收物理下行鏈路控制信道(PDCCH)并且基于PDCCH上所承載的信息接收物理下行鏈路共享信道(PDSCH)來獲取更詳細的系統(tǒng)信息(S302)。

此外，如果UE初始接入eNB或者如果不存在用于向eNB的信號傳輸?shù)臒o線電資源，則UE可與eNB執(zhí)行隨機接入過程(S303至S306)。為此，UE可通過物理隨機接入信道(PRACH)發(fā)送特定序列作為前導碼(S303和S305)，并且通過PDCCH以及與PDCCH關聯(lián)的PDSCH來接收對該前導碼的響應消息(S304和S306)。在基于競爭的隨機接入過程的情況下，UE可另外執(zhí)行競爭解決過程。

在執(zhí)行上述過程之后，UE可作為一般UL/DL信號傳輸過程，接收PDCCH/PDSCH(S307)并且發(fā)送物理上行鏈路共享信道(PUSCH)/物理上行鏈路控制信道(PUCCH)(S308)。特別是，UE通過PDCCH接收下行鏈路控制信息(DCI)。該DCI包括諸如UE的資源分配信息的控制信息并且根據(jù)其使用目的而具有不同的格式。

此外，UE在UL上發(fā)送給eNB或者在DL上從eNB接收的控制信息包括DL/UL確認/否定確認(ACK/NACK)信號、信道質量指示符(CQI)、預編碼矩陣索引(PMI)、秩指示符(RI)等。在3GPP LTE系統(tǒng)中，UE可通過PUSCH和/或PUCCH發(fā)送諸如CQI/PMI/RI的控制信息。

圖4是示出LTE系統(tǒng)中所使用的無線電幀的結構的示圖。

參照圖4，無線電幀具有10ms(327200×T_s)的長度，并且包括10個相等大小的子幀。各個子幀具有1ms的長度，并且包括兩個時隙。各個時隙具有0.5ms(15360T_s)的長度。在這種情況下，T_s表示采樣時間，由T_s＝1/(15kHz×2048)＝3.2552×l0^-8(約33ns)表示。各個時隙在時域中包括多個OFDM符號，在頻域中包括多個資源塊(RB)。在LTE系統(tǒng)中，一個RB包括12個子載波×7(或6)個OFDM符號。作為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)膯挝粫r間，傳輸時間間隔(TTI)可以按照一個或更多個子幀為單位來確定。無線電幀的上述結構完全是示例性的，可對包括在無線電幀中的子幀的數(shù)量、包括在子幀中的時隙的數(shù)量或者包括在時隙中的OFDM符號的數(shù)量進行各種修改。

圖5是示出DL無線電幀中的一個子幀的控制區(qū)域中所包含的控制信道的示圖。

參照圖5，一個子幀包括14個OFDM符號。根據(jù)子幀配置，這14個OFDM符號中的第一至第三個可用作控制區(qū)域，剩余11至13個OFDM符號可用作數(shù)據(jù)區(qū)域。在圖5中，Rl至R4分別表示天線0至3的參考信號(RS)或導頻信號。RS被固定為子幀內的預定圖案，而不管控制區(qū)域和數(shù)據(jù)區(qū)域?？刂菩诺辣环峙浣o控制區(qū)域中的未用于RS的資源。業(yè)務信道被分配給數(shù)據(jù)區(qū)域中的未用于RS的資源。分配給控制區(qū)域的控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行鏈路控制信道(PDCCH)等。

PCFICH(物理控制格式指示符信道)向UE通知每一個子幀中用于PDCCH的OFDM符號的數(shù)量。PCFICH位于第一個OFDM符號中，并且優(yōu)先于PHICH和PDCCH來配置。PCFICH由4個資源元素組(REG)組成，各個REG基于小區(qū)ID分布于控制區(qū)域上。一個REG包括4個資源元素(RE)。RE指示最小物理資源，被定義為一個子載波×一個OFDM符號。PCFICH值根據(jù)帶寬指示值1至3或值2至4，并利用正交相移鍵控(QPSK)來調制。

PHICH(物理混合ARQ指示符信道)用于承載針對UL傳輸?shù)腍ARQ ACK/NACK信號。即，PHICH指示用來發(fā)送針對UL HARQ的DL ACK/NACK信息的信道。PHICH 包括一個REG，并以小區(qū)特定方式加擾。ACK/NACK信號由1比特來指示，并利用二相相移鍵控(BPSK)來調制。調制的ACK/NACK信號利用擴頻因子(SF)2或4來擴頻。映射到相同資源的多個PHICH構成PHICH組。根據(jù)擴頻碼的數(shù)量來確定復用到PHICH組的PHICH的數(shù)量。PHICH(組)被重復三次，以在頻域和/或時域中獲得分集增益。

PDCCH被分配給子幀的前n個OFDM符號。在這種情況下，n是等于或大于1的整數(shù)，由PCFICH指示。PDCCH由一個或更多個控制信道元素(CCE)組成。PDCCH向各個UE或UE組告知與傳輸信道(即，尋呼信道(PCH)和下行鏈路共享信道(DL-SCH))的資源分配、UL調度許可、HARQ信息等關聯(lián)的信息。PCH和DL-SCH通過PDSCH發(fā)送。因此，除了特定控制信息或服務數(shù)據(jù)以外，eNB和UE通過PDSCH來發(fā)送和接收數(shù)據(jù)。

在PDCCH上發(fā)送指示PDSCH數(shù)據(jù)要被發(fā)送給哪一UE或哪些UE的信息以及指示UE應該如何接收并解碼PDSCH數(shù)據(jù)的信息。例如，假設特定PDCCH的循環(huán)冗余校驗(CRC)通過無線電網(wǎng)絡臨時標識(RNTI)“A”進行掩碼處理，并且在特定子幀中發(fā)送關于利用無線電資源“B”(例如，頻率位置)并且利用DCI格式“C”(即，傳輸格式信息)(例如，傳輸塊大小、調制方案、編碼信息等)發(fā)送的數(shù)據(jù)的信息，位于小區(qū)中的UE在搜索空間中利用其RNTI信息監(jiān)測PDCCH(即，對PDCCH進行盲解碼)。如果存在具有RNTI“A”的一個或更多個UE，則UE接收PDCCH并且基于所接收到的PDCCH信息接收由“B”和“C”指示的PDSCH。

圖6是示出LTE系統(tǒng)中的UL子幀的結構的示圖。

參照圖6，上行鏈路子幀被分成分配有PUCCH以發(fā)送控制信息的區(qū)域以及分配有PUSCH以發(fā)送用戶數(shù)據(jù)的區(qū)域。在頻域中，PUSCH被分配給子幀的中間，而PUCCH被分配給數(shù)據(jù)區(qū)域的兩端。在PUCCH上發(fā)送的控制信息包括ACK/NACK、表示下行鏈路信道狀態(tài)的信道質量指示符(CQI)、用于多輸入多輸出(MIMO)的RI、指示分配UL資源的請求的調度請求(SR)等。UE的PUCCH在子幀的各個時隙中使用占據(jù)不同頻率的一個RB。即，分配給PUCCH的兩個RB在時隙邊界上跳頻。具體地講，在圖6中，m＝0、m＝l、m＝2和m＝3的PUCCH被分配給子幀。

以下，將描述MIMO系統(tǒng)。MIMO是指使用多個發(fā)送天線和多個接收天線以改進數(shù)據(jù)發(fā)送/接收效率的方法。即，在無線通信系統(tǒng)的發(fā)送機或接收機處使用多個天線，以使得容量可增加并且性能可改進。在本公開中，MIMO還可稱作多天線。

MIMO技術不依賴于單個天線路徑以便接收整個消息。相反，MIMO技術通過將經由多個天線接收的數(shù)據(jù)片段組合來完成數(shù)據(jù)。MIMO技術的使用可增加特定大小的小區(qū)區(qū)域內的數(shù)據(jù)傳輸速率或者以特定數(shù)據(jù)傳輸速率延伸系統(tǒng)覆蓋范圍。MIMO技術可廣泛用在移動通信終端和中繼節(jié)點中。MIMO技術可克服移動通信中的傳統(tǒng)單天線技術所遇到的有限傳輸容量。

圖7示出典型的MIMO通信系統(tǒng)的配置。發(fā)送機具有N_T個發(fā)送(Tx)天線，接收機具有N_R個接收(Rx)天線。與僅在發(fā)送機和接收機中的一個處使用多個天線相比，在發(fā)送機和接收機二者處使用多個天線增加了理論信道傳輸容量。信道傳輸容量與天線的數(shù)量成比例地增加。因此，增加了傳輸速率和頻率效率。假定利用單個天線可實現(xiàn)的最大傳輸速率為R_o，則在多個天線的情況下，理論上傳輸速率可增加至R_o與傳輸速率增長率R_i的乘積，如式1所示。R_i是N_T和N_R中的較小者。

[式1]

R_i＝min(N_T,N_R)

例如，具有四個Tx天線和四個Rx天線的MIMO通信系統(tǒng)理論上可實現(xiàn)單天線系統(tǒng)的傳輸速率四倍的傳輸速率。自從在20世紀90年代中期證實了MIMO無線通信系統(tǒng)的理論容量增加，已積極開發(fā)了許多技術以在實際實現(xiàn)中增加數(shù)據(jù)傳輸速率。這些技術中的一些已經被反映在包括用于第3代(3G)移動通信、下一代無線局域網(wǎng)等的標準的各種無線通信標準中。

迄今為止與MIMO技術有關的積極研究集中于多個不同的方面，包括對與各種信道環(huán)境下以及多址環(huán)境下的MIMO通信容量計算有關的信息理論的研究、對MIMO系統(tǒng)的無線信道測量和模型推導的研究以及對用于改進傳輸可靠性和傳輸速率的空間-時間信號處理技術的研究。

將通過數(shù)學建模詳細描述MIMO系統(tǒng)中的通信。如圖7所示，假設存在N_T個Tx天線和N_R個Rx天線。關于傳輸信號，可通過N_T個Tx天線發(fā)送最多N_T條信息，表示為下面的向量。

[式2]

各條傳輸信息可具有不同的傳輸功率。如果各個傳輸功率分別由表示，則傳輸功率受控的傳輸信息可被給出為

[式3]

傳輸功率受控的傳輸信息向量可利用傳輸功率的對角矩陣P表示如下。

[式4]

此外，實際要發(fā)送的N_T個傳輸信號可通過將傳輸功率受控的信息向量乘以權重矩陣W來配置。權重矩陣W用于根據(jù)傳輸信道狀態(tài)等將傳輸信息適當?shù)胤峙涞礁鱾€天線。傳輸信號被表示為可通過式5確定的向量X。這里，W_ij表示第i Tx天線與第j條信息的權重。W被稱作權重矩陣或預編碼矩陣。

[式5]

通常，信道矩陣的秩的物理含義是給定信道上可發(fā)送的不同信息的最大數(shù)量。因此，信道矩陣的秩被定義為信道矩陣中的獨立行的數(shù)量和獨立列的數(shù)量中的較小者。因此，信道矩陣的秩不大于信道矩陣的行或列的數(shù)量。信道矩陣H的秩(rank(H))如下限制。

[式6]

rank(H)≤min(N_T,N_R)

MIMO中發(fā)送的不同信息被稱作傳輸流或流。流也可被稱為層。因此得出結論，傳輸流的數(shù)量不大于信道的秩(即，不同的可發(fā)送信息的最大數(shù)量)。因此，信道矩陣H通過下式確定：

[式7]

#of streams≤rank(H)≤min(N_T,N_R)

“#of streams”表示流的數(shù)量。應該注意的是，一個流可通過一個或更多個天線來發(fā)送。

一個或更多個流可按照許多方式被映射至多個天線。該方法可根據(jù)MIMO方案描述如下。如果通過多個天線發(fā)送一個流，則這可被視為空間分集。當通過多個天線發(fā)送多個流時，這可以是空間復用?？梢韵氲娇臻g分集和空間復用的混合方案。

預期下一代移動通信標準LTE-A將支持協(xié)調多點(CoMP)傳輸以便與傳統(tǒng)LTE標準相比增加數(shù)據(jù)傳輸速率。CoMP是指通過兩個或更多個eNB或小區(qū)之間的協(xié)作來向UE傳輸數(shù)據(jù)，以便增加位于陰影區(qū)域中的UE與eNB(小區(qū)或扇區(qū))之間的通信性能。

CoMP傳輸方案可分為特征在于數(shù)據(jù)共享的CoMP-聯(lián)合處理(CoMP-JP)(稱為協(xié)作MIMO)以及CoMP協(xié)調調度/波束成形(CoMP-CS/CB)。

在DL CoMP-JP中，UE可即時地從執(zhí)行CoMP傳輸?shù)膃NB同時接收數(shù)據(jù)，并且可將所接收到的信號組合，從而增加接收性能(聯(lián)合發(fā)送(JT))。另外，參與CoMP傳輸?shù)膃NB之一可在特定時間點向UE發(fā)送數(shù)據(jù)(動態(tài)點選擇(DPS))。

相比之下，在下行鏈路CoMP-CS/CB中，UE可通過波束成形即時地從一個eNB(即，服務eNB)接收數(shù)據(jù)。

在UL CoMP-JP中，eNB可同時從UE接收PUSCH信號(聯(lián)合接收(JR))。相比之下，在UL CoMP-CS/CB中，僅一個eNB從UE接收PUSCH。這里，協(xié)作小區(qū)(或eNB)可針對是否使用CoMP-CS/CB做出決策。

以下，將給出信道狀態(tài)信息(CSI)報告的描述。在目前的LTE標準中，MIMO傳輸方案被分為在沒有CSI的情況下操作的開環(huán)MIMO以及基于CSI操作的閉環(huán)MIMO。特別是，根據(jù)閉環(huán)MIMO系統(tǒng)，eNB和UE中的每一個能夠基于CSI執(zhí)行波束成形以便獲得MIMO天線的復用增益。為了從UE獲取CSI，eNB向UE發(fā)送RS并且命令UE通過PUCCH或PUSCH反饋基于RS測量的CSI。

CSI被分成三種類型的信息：RI、PMI和CQI。首先，RI是如上所述關于信道秩的信息，并指示可經由相同的時間-頻率資源接收的流的數(shù)量。由于RI由信道的長期衰落決定，所以它通?？砂凑毡萈MI或CQI長的循環(huán)來反饋。

其次，PMI是反映信道的空間特性的值，并基于信號與干擾加噪聲比(SINR)的度量來指示UE優(yōu)選的eNB的預編碼矩陣索引。最后，CQI是指示信道的強度的信息，并指示當eNB使用PMI時可獲得的接收SINR。

諸如LTE-A系統(tǒng)的高級系統(tǒng)考慮通過多用戶MIMO(MU-MIMO)的附加多用戶分集。由于MU-MIMO中在天線域中復用的UE之間的干擾，CSI的精度可顯著影響與其它復用的UE以及報告CSI的UE的干擾。因此，在MU-MIMO中應該報告比單用戶MIMO(SU-MIMO)中更精確的CSI。

在此背景下，LTE-A標準確定將最終PMI單獨地設計為長期和/或寬帶PMI Wl和短期和/或子帶PMI W2。

例如，如式8所示的信道的長期協(xié)方差矩陣可用于利用W1和W2配置一個最終PMI的分層碼本變換。

[式8]

W＝norm(W1W2)

在式8中，W2是短期PMI，它是反映短期信道信息的碼本的碼字，W是最終碼本的碼字，norm(A)是通過將矩陣A的各列歸一化為1而獲得的矩陣。

傳統(tǒng)上，碼字W1和W2如式9給出。

[式9]

其中X_i是Nt/2×M矩陣。

(如果秩＝r)，其中1≤k，l，m≤M并且k、l、m為整數(shù)。

在式9中，碼字被設計為反映在交叉極化天線密集地布置(例如，相鄰天線之間的距離等于或小于信號波長的一半)的情況下所建立的信道之間的相關特性。交叉極化天線可被分為水平天線組和垂直天線組，兩個天線組協(xié)同定位(co-located)，各自具有均勻線性陣列(ULA)天線的特性。

因此，各個組中的天線之間的相關具有相同的線性相位增量特性，而天線組之間的相關具有相位旋轉的特性。由于碼本是信道的量化值，所以有必要設計反映信道特性的碼本。為了方便描述，按照上述方式設計的秩1碼字可如式10給出。

[式10]

在式10中，碼字被表示為N_T×1向量(其中N_T是Tx天線的數(shù)量)，并且碼字由分別表示水平天線組和垂直天線組的相關特性的上向量X_i(k)和下向量α_jX_i(k)組成。X_i(k)被表示為反映各個天線組中的天線之間的相關特性的具有線性相位增量特性的向量。例如，離散傅里葉變換(DFT)矩陣可用于X_i(k)。

諸如LTE-A系統(tǒng)的高級系統(tǒng)考慮通過使用MU-MIMO來實現(xiàn)附加多用戶分集。由于MU-MIMO中在天線域中復用的UE之間的干擾信道的存在，CSI的精度可顯著影響與其它復用的UE以及報告CSI的UE的干擾。因此，在MU-MIMO中應該報告比SU-MIMO中更精確的CSI。

在CoMP JT中，由于多個eNB通過協(xié)作向特定UE發(fā)送相同的數(shù)據(jù)，所以eNB可在理論上被視為形成具有地理上分布的天線的MIMO系統(tǒng)。即，即使在JT中實現(xiàn)MU-MIMO時，如單小區(qū)MU-MIMO操作中一樣，也需要高度精確的CSI以避免CoMP調度的UE之間的干擾。這同樣適用于CoMP CB。即，為了避免由鄰居小區(qū)導致的與服務小區(qū)的干擾，需要精確的CSI。通常，UE需要報告附加CSI反饋以便增加CSI反饋的精度。在PUCCH或PUSCH上將CSI反饋發(fā)送給eNB。

Now a detailed description of an RS will be given.

現(xiàn)在將給出RS的詳細描述。

通常，發(fā)送機將發(fā)送機和接收機二者已知的RS連同數(shù)據(jù)一起發(fā)送給接收機，以使得接收機可在RS中執(zhí)行信道測量。RS用于通過指示調制方案來執(zhí)行解調以及用于信道測量。RS被分類為用于特定UE的專用RS(DRS)以及用于小區(qū)內的所有UE的公共RS(或者小區(qū)特定RS(CRS))。CRS包括UE測量要報告給eNB的CQI/PMI/RI所使用的RS。該RS被稱作信道狀態(tài)信息RS(CSI-RS)。

圖8和圖9示出了通過四個天線支持DL傳輸?shù)腖TE系統(tǒng)中的RS配置。具體地講，圖8示出了在正常CP的情況下的RS配置，圖9示出了在擴展CP的情況下的RS配置。

參照圖8和圖9，柵格中所指示的標號0至3表示用于信道測量和數(shù)據(jù)調制的通過天線端口0至天線端口3發(fā)送的小區(qū)特定RS(CRS)?？稍谡麄€控制信息區(qū)域以及數(shù)據(jù)信息區(qū)域上將CRS發(fā)送給UE。

柵格中所指示的標號D表示UE特定RS(即，DM-RS)。DM-RS在支持單天線端口傳輸?shù)臄?shù)據(jù)區(qū)域中(即，在PDSCH上)發(fā)送。是否存在UE特定RS(DM-RS)通過高層信令來指示給UE。在圖8和圖9中，通過天線端口5發(fā)送DM-RS。3GPP TS 36.211定義了用于總共八個天線端口(天線端口7至天線端口14)的DM-RS。

圖10示出了在當前3GPP標準規(guī)范中定義的示例性DL DM-RS分配。

參照圖10，使用DM-RS組1中的各個天線端口的序列映射天線端口7、8、11和13的DM-RS，而使用DM-RS組2中的各個天線端口的序列映射天線端口9、10、12和14的DM-RS。

與CRS相比，針對PDSCH的信道測量提出了CSI-RS，并且多達32個不同的資源配置可用于CSI-RS以降低多小區(qū)環(huán)境中的小區(qū)間干擾(ICI)。

如果可能，根據(jù)天線端口的數(shù)量使用不同的CSI-RS(資源)配置并且相鄰小區(qū)根據(jù)不同的(資源)配置發(fā)送CSI-RS。與CRS不同，CSI-RS支持多達8個天線端口，并且在3GPP標準中從天線端口15到天線端口22的總共8個天線端口被分配給CSI-RS。表2和表3列出了在3GPP標準中定義的CSI-RS配置。具體地講，表2列出了正常CP的情況下的CSI-RS配置，表2列出了擴展CP的情況下的CSI-RS配置。

[表1]

[表2]

在表1和表2中，(k',l')表示RE索引，其中k'是子載波索引，l'是OFDM符號索引。圖11示出了當前3GPP標準中定義的DL CSI-RS配置的CSI-RS配置#0。

另外，CSI-RS子幀配置可由子幀中的周期性T_CSI-RS以及子幀偏移Δ_CSI-RS定義。表4列出了3GPP標準中定義的CSI-RS子幀配置。

[表3]

此外，通過RRC層信令配置表4所示的關于零功率(ZP)CSI-RS的信息。具體地講，ZP CSI-RS資源配置包括zeroTxPowerSubframeConfig和16位位圖zeroTxPowerResourceConfigList。zeroTxPowerSubframeConfig通過表3中所示的I_CSI-RS指示ZP CSI-RS的CS-RS傳輸周期性和子幀偏移。zeroTxPowerResourceConfigList指示ZP CSI-RS配置。該位圖的元素指示表1或表2中的四個CSI-RS天線端口的列中所包括的各個配置。ZP CSI-RS以外的正常CSI-RS被稱作非零功率(NZP)CSI-RS。

[表4]

當前3GPP標準如表5所示針對各個CQI索引定義了調制階數(shù)和編碼速率。

[表5]

基于如下的干擾測量計算了CQI。

為了CQI計算，UE需要測量信號與干擾和噪聲比(SINR)。在這種情況下，UE可以測量諸如非零功率(NZP)CSI-RS的RS中的期望信號的接收功率(S測量)。對于干擾功率測量(I測量或干擾測量(IM))，UE測量通過從所接收到的信號消除期望信號而得到的干擾信號的功率。

可以通過高層信令配置CSI測量子幀集C_CSI,0和C_CSI,1，并且各個子幀集的子幀不同于其它子幀集的子幀。在這種情況下，UE可以在諸如CSI-RS的RS中執(zhí)行S測量，而沒有任何特定子幀約束。然而，UE應該通過CSI測量子幀集C_CSI,0和C_CSI,1中的單獨的I測量針對CSI測量子幀集C_CSI,0和C_CSI,1分別計算CQI。

現(xiàn)在將描述天線端口之間的QCL。

如果一個天線端口與另一個天線端口準協(xié)同定位，這意味著UE可以假設從一個天線端口(或對應于該天線端口的無線電信道)接收的信號的大規(guī)模性能完全地或部分地與從另一天線端口(或對應于天線端口的無線電信道)接收的信號的那些性能相同。大規(guī)模性能可包括與頻率偏移關聯(lián)的多普勒擴展和多普勒偏移、與定時偏移關聯(lián)的平均延遲和延遲擴展、以及平均增益。

根據(jù)QCL的定義，UE不會將彼此不準協(xié)同定位的天線端口假設為具有相同的大規(guī)模性能。因此，UE應該獨立地執(zhí)行跟蹤過程以便獲得各個天線端口的頻率偏移和定時偏移。

此外，UE可以執(zhí)行有關準協(xié)同定位的天線端口的以下操作。

1)UE可將與特定天線端口對應的無線電信道的功率-延遲分布、延遲擴展、多普勒頻譜和多普勒擴展的估計結果相同地應用于與另一個天線端口對應的無線電信道的信道估計中所使用的維納濾波器參數(shù)。

2)UE可獲取特定天線端口的時間同步和頻率同步并且將相同的同步應用于另一天線端口。

3)最后，UE可計算準協(xié)同定位的天線端口的參考信號接收功率(RSRP)測量的平均值作為平均增益。

例如，假設在通過PDCCH(或增強PDCCH(E-PDCCH))接收到基于DM-RS的DL數(shù)據(jù)信道的調度信息(例如，DCI格式2C)時，UE使用該調度信息所指示的DM-RS序列來對PDSCH執(zhí)行信道估計，然后對數(shù)據(jù)進行解調。

在這種情況下，如果用于DL數(shù)據(jù)信道解調的DM-RS天線端口與服務小區(qū)的CRS天線端口準協(xié)同定位，則UE可將從其CRS天線端口估計的無線電信道的大規(guī)模性能應用于通過DM-RS天線端口的信道估計，從而改進基于DM-RS的DL數(shù)據(jù)信道的接收性能。

類似地，如果用于DL數(shù)據(jù)信道解調的DM-RS天線端口與服務小區(qū)的CSI-RS天線端口準協(xié)同定位，則UE可將從服務小區(qū)的CSI-RS天線端口估計的無線電信道的大規(guī)模性能應用于通過DM-RS天線端口的信道估計，從而改進基于DM-RS的DL數(shù)據(jù)信道的接收性能。

此外，在LTE中，規(guī)定了當以模式10(CoMP傳輸模式)發(fā)送DL信號時，eNB為UE配置QCL類型A和QCL類型B中的一個。

QCL類型A基于以下前提：CRS天線端口、DM-RS天線端口和CSI-RS天線端口關于除了平均增益以外的大規(guī)模性能是準協(xié)同定位的。這意味著在相同的點發(fā)送物理信道和信號。另一方面，QCL類型B被定義為使得通過高層消息為各個UE配置多達四個QCL模式，以使得能夠進行CoMP傳輸(例如，DPS或JT)，并且使用哪一QCL模式來接收DL信號通過DCI來動態(tài)地配置。

現(xiàn)在將更詳細地描述在QCL類型B的情況下的DPS傳輸。

假設具有N₁個天線端口的節(jié)點#1發(fā)送CSI-RS資源#1，并且具有N₂個天線端口的節(jié)點#2發(fā)送CSI-RS資源#2。在這種情況下，CSI-RS資源#1被包括在QCL模式參數(shù)集#1中，并且CSI-RS資源#2被包括在QCL模式參數(shù)集#2中。此外，eNB通過高層信號為位于節(jié)點#1和節(jié)點#2的公共覆蓋范圍內的UE配置QCL模式參數(shù)集#1和CSI-RS資源#2。

然后，eNB可通過利用DCI在通過節(jié)點#1將數(shù)據(jù)(即，PDSCH)發(fā)送給UE期間為UE配置QCL模式參數(shù)集#1，在通過節(jié)點#2將數(shù)據(jù)發(fā)送給UE期間為UE配置QCL模式參數(shù)集#2來執(zhí)行DPS。如果通過DCI為UE配置了QCL模式參數(shù)集#1，則UE可假設CSI-RS資源#1是與DM-RS準協(xié)同定位的，并且如果為UE配置了QCL模式參數(shù)集#2，則UE可假設CSI-RS資源#2是與DM-RS準協(xié)同定位的。

將在下面描述有源天線系統(tǒng)(AAS)和三維波束成形。

在傳統(tǒng)的蜂窩系統(tǒng)中，eNB通過機械傾斜或電傾斜(將在下面更詳細地描述)來減小ICI并且增加小區(qū)內的UE的吞吐量(例如，SINR)。

圖12是示出天線傾斜方案的示圖。具體地講，圖12(a)示出了未應用天線傾斜的天線結構，圖12(b)示出了應用機械傾斜的天線結構，圖12(c)示出了應用機械傾斜和電傾斜兩者的天線結構。

在與圖12(a)比較時，圖12(b)的機械傾斜導致波束方向被固定在初始天線安裝處。由于小區(qū)固定的傾斜，圖12(c)的電傾斜僅允許非常有限的垂直波束成形，盡管有通過內部相移模塊改變傾斜角度的優(yōu)點。

圖13是將傳統(tǒng)的天線系統(tǒng)與AAS進行比較的示圖。具體地講，圖13(a)示出了現(xiàn)有技術的天線系統(tǒng)，并且圖13(b)示出了AAS。

參照圖13，與傳統(tǒng)的天線系統(tǒng)相比，AAS包括多個天線模塊，各個天線模塊包括諸如功率放大器(PA)的射頻(RF)模塊(即，有源裝置)，以使得AAS可控制各個天線模塊的功率和相位。

通常，諸如ULA的線性陣列天線(即，一維陣列天線)被認為是MIMO天線結構。在一維陣列結構中，可通過波束成形形成的波束存在于二維(2D)平面上。同樣的情況適用于傳統(tǒng)eNB的基于無源天線系統(tǒng)(PAS)的MIMO結構。盡管基于PAS的eNB具有垂直天線和水平天線，但是垂直天線在垂直方向上可不形成波束，并且可僅允許上述機械傾斜，因為垂直天線在一個RF模塊中。

然而，隨著eNB的天線結構演進到AAS，即使在垂直天線中也獨立地配置RF模塊。因此，垂直波束成形以及水平波束成形是可能的。這被稱為垂直波束成形或仰角波束成形。

垂直波束成形也可被稱為三維(3D)波束成形，因為可在3D空間中沿著垂直方向和水平方向形成可根據(jù)垂直波束成形生成的波束。即，一維陣列天線結構到2D陣列天線結構的演進實現(xiàn)了3D波束成形。當天線陣列是平面時，沒有必要形成3D波束成形。相反，即使在環(huán)形3D陣列結構中，也可形成3D波束成形。鑒于現(xiàn)有一維天線結構以外的各種天線布局，3D波束成形的特征在于，MIMO處理在3D空間上實現(xiàn)。

圖14示出了基于AAS的示例性UE特定波束成形。參照圖14，即使UE相對于eNB向前或向后移動以及向eNB的左和右移動，可通過3D波束成形朝著UE形成波束。因此，給予UE特定波束成形較高的自由度。

另外，作為使用基于AAS的2D陣列天線結構的傳輸環(huán)境，可不僅考慮室外eNB將信號發(fā)送到室外UE的室外到室外環(huán)境，而且考慮室外eNB將信號發(fā)送到室內UE的室外到室內(O2I)環(huán)境以及室內eNB將信號發(fā)送到室內UE的室內熱點。

圖15示出了基于AAS的3D波束傳輸場景。

參照圖15，在小區(qū)中存在多個建筑物的真實小區(qū)環(huán)境中，eNB需要考慮基于相對于建筑物高度的各種UE高度的垂直波束定向以及UE特定水平波束定向?？紤]該小區(qū)環(huán)境，需要反映與現(xiàn)有的無線信道環(huán)境顯著不同的信道特性(例如，陰影/路徑損耗根據(jù)不同的高度而變化、衰落特性變化等)。

換言之，3D波束成形是基于現(xiàn)有的線性一維天線陣列結構的僅水平方向上的波束成形的演進。3D波束成形是指通過基于多維陣列天線結構(例如，平面陣列)或大規(guī)模天線陣列將水平波束成形擴展至仰角波束成形或垂直波束成形或者將水平波束成形與仰角波束成形或垂直波束成形組合來執(zhí)行的MIMO處理方案。

現(xiàn)在將使用線性預編碼給出MIMO系統(tǒng)的描述。在假設在窄帶系統(tǒng)或寬帶系統(tǒng)中經歷向頻率側的平坦衰落的頻率單元(例如，子載波單元)中，可如下式11所示對下行鏈路MIMO系統(tǒng)進行建模。

[式11]

y＝Hx+z

如果UE處的Rx天線端口的數(shù)量是N_r，并且eNB處的Tx天線端口的數(shù)量是N_t，則在式11中，y是在UE的N_r個Rx天線處接收的N_r×1信號向量，H是大小為N_r×N_t的MIMO信道矩陣，x是N_t×1傳輸信號，z是N_r×1接收噪聲和干擾向量。

上述系統(tǒng)模型適用于多用戶MIMO場景以及單用戶MIMO場景。盡管在單用戶MIMO場景中N_r是單個UE處的Rx天線的數(shù)量，在多用戶MIMO場景中N_r可被解釋為多個UE處的Rx天線的總數(shù)。

上述系統(tǒng)模型適用于UL傳輸場景以及DL傳輸場景。然后，N_t可以表示UE處的Tx天線的數(shù)量，并且N_r可以表示eNB處的Rx天線的數(shù)量。

在線性MIMO預編碼器的情況下，MIMO預編碼器通?？杀槐硎緸榇笮镹_t×N_s的矩陣U，其中N_s為傳輸秩或傳輸層的數(shù)量。因此，傳輸信號向量x可如式12建模。

[式12]

其中，P_T是傳輸信號能量，并且s是表示在N_s個傳輸層中發(fā)送的信號的N_s×1傳輸信號向量。即，E{s^HU^HUs}＝N_s。對應于N_s個傳輸層的N_t×1預編碼向量由u₁,…,u_Ns表示。然后，U＝[u₁…u_Ns]。在這種情況下，[式12]可被表示為式13。

[式13]

其中，s_i是向量s的第i個元素。通常，可假設在不同層中發(fā)送的信號是不相關的并且各個信號的平均大小是相同的。如果假設各個信號的平均能量是1則為了便于描述，層預編碼向量的能量的總和是如式14所給出的N_s。

[式14]

如果要在各個層中以相同的功率發(fā)送信號，則從式14注意到

隨著未來多天線系統(tǒng)(例如，大規(guī)模MIMO或大規(guī)模MIMO)的演進，天線的數(shù)量將逐漸地增加。事實上，考慮3D MIMO環(huán)境，在LTE標準中針對eNB考慮使用多達64個Tx天線。

然而，隨著天線數(shù)量的增加，導頻開銷和反饋開銷也增加。結果，解碼復雜度可增加。由于MIMO信道矩陣H的大小隨著eNB處的天線的數(shù)量而增加，所以eNB應該向UE發(fā)送更多的測量導頻，使得UE可以估計MIMO信道。如果UE將關于所測量的MIMO信道的顯式或隱式信息反饋給eNB，則反饋信息的量將隨著信道矩陣變得更大而增加。具體地講，當如LTE系統(tǒng)中一樣發(fā)送基于碼本的PMI反饋時，天線數(shù)量的增加導致PMI碼本的大小成指數(shù)增加。因此，增加了eNB和UE的計算復雜度。

在該環(huán)境中，可通過對總的Tx天線進行分區(qū)并且因此基于子陣列發(fā)送導頻信號或反饋來降低系統(tǒng)復雜度和開銷。特別是從LTE標準的角度來看，可通過重用大部分傳統(tǒng)的導頻信號、MIMO預編碼方案和/或支持多達8個Tx天線的反饋方案來支持大規(guī)模MIMO系統(tǒng)。

由此看來，如果上面MIMO系統(tǒng)模型的各個層預編碼向量被分成M個子預編碼向量，并且由u_i,1,…,u_i,M表示第i層的預編碼向量的子預編碼向量，則第i層的預編碼向量可被表示為

各個子預編碼向量作為有效信道經歷了包括與子預編碼向量對應的分區(qū)中的Tx天線的通過按行劃分N_r×N_tMIMO信道矩陣H而獲得的子信道矩陣。MIMO信道矩陣H使用子信道矩陣表示如下。

[式15]

H＝[H₁…H_M]

如果UE基于PMI碼本確定各個優(yōu)選的子預編碼向量，則需要用于將各個子預編碼向量歸一化的操作。歸一化指的是處理預編碼向量的值、大小和/或相位或者預編碼向量的特定元素，以使得可以針對相同數(shù)量的Tx天線從PMI碼本選擇相同大小的子預編碼向量的總體操作。

例如，如果PMI碼本的第一元素是0或1，則各個子預編碼向量的相位和大小可針對0或1來歸一化。在下文中，假設第m分區(qū)的子預編碼向量u_i,m針對α_i,m的值來歸一化，并且歸一化的子預編碼向量或歸一化分區(qū)預編碼器(NPP)為v_i,m＝u_i,m/α_i,m。因此，考慮到基于碼本的預編碼，分區(qū)預編碼如式16建模。

[式16]

從式16注意到，α_i,m的值可以被解釋為從整個預編碼器的角度將NPP彼此鏈接的值。在下文中，這些值將被稱為鏈接系數(shù)。因此，可以通過定義天線端口的分區(qū)的NPP以及將NPP彼此鏈接的鏈接系數(shù)來定義用于總的Tx天線(天線端口)的預編碼方法。

第i層的M個鏈接系數(shù)可以被定義為向量a_i＝[α_i,1α_i,2…α_i,M]^T。這里，a_i將被稱為“鏈接向量”。

雖然可以說鏈接向量由M個值組成，針對鏈接向量的第一個元素歸一化的其它(M-1)個值b_i可被視為鏈接向量。即，其它(M-1)個NPP與第一NPP的相對差可以被定義為如式17中所表達的鏈接向量。這是因為在許多情況下假設已經從整個預編碼向量u_i的角度將第一個元素歸一化。

[式17]

如果各個傳輸層被分為相同數(shù)量的分區(qū)，則也可以定義如式18表示的鏈接矩陣。矩陣形式的各個分區(qū)的NPP可以如式19定義。

[式18]

A＝[a₁…a_Ns]

[式19]

V_m＝[v_1,m…v_Ns,m],m＝1,…,M

通過將M×1鏈接向量的各個元素重復如各個分區(qū)的大小那么多次而獲得的向量被表示為擴展鏈接向量例如，如果對于第i層，M＝2并且第一分區(qū)和第二分區(qū)的大小分別是3和4，則可以通過堆疊擴展鏈接向量來定義擴展鏈接矩陣

在這種情況下，在式20中，整個預編碼矩陣可以被表示為擴展鏈接矩陣與NPP矩陣V_t之間的哈達瑪(Hadamard)積(或按元素乘積)。

[式20]

在式20中，并且矩陣運算符ο表示哈達瑪積。

(擴展)鏈接向量和(擴展)鏈接矩陣被統(tǒng)稱為鏈接預編碼器。本文使用術語預編碼器是因為(擴展)鏈接向量和(擴展)鏈接矩陣是確定Tx天線預編碼器的元素。從[式20]注意到，可配置一個鏈接預編碼器，其不應被解釋為限制本發(fā)明。例如，可以通過鏈接向量a_i的額外分區(qū)來配置多個子鏈接向量，并且可以相應地定義子鏈接預編碼器。雖然在單個鏈接預編碼器的背景下給出下面的描述，但不排除鏈接預編碼器分區(qū)情況。

雖然鏈接系數(shù)被表示為使得在相同的分區(qū)中不同的鏈接系數(shù)適用于不同的傳輸層，但是如果以相同的方式對各個層進行分區(qū)，則可以獨立于傳輸層來配置鏈接系數(shù)。即，可以針對各個層配置相同的鏈接系數(shù)。在這種情況下，在鏈接向量之間建立了關系然后，僅用M個或(M-1)個鏈接系數(shù)來表示鏈接預編碼器。

MIMO預編碼方案可以大體被分成閉環(huán)預編碼和開環(huán)預編碼。當配置MIMO預編碼器時，在閉環(huán)預編碼方案中考慮發(fā)送器和接收器之間的信道。因此，需要額外開銷(例如，來自UE的反饋信號的傳輸或者導頻信號的傳輸)，使得發(fā)送機可以估計MIMO信道。如果信道被精確地估計，則閉環(huán)預編碼方案優(yōu)于開環(huán)預編碼方案。因此，閉環(huán)預編碼方案主要用在發(fā)送機和接收機之間經歷很少信道變化的靜態(tài)環(huán)境(例如，具有低多普勒擴展和低延遲擴展的環(huán)境)中，因為閉環(huán)預編碼方案需要信道估計精度。另一方面，在發(fā)送機和接收機之間經歷大的信道變化的環(huán)境下，開環(huán)預編碼方案優(yōu)于閉環(huán)預編碼方案，因為發(fā)送機和接收機之間的信道變化與MIMO預編碼方案之間沒有相關性。

為了將閉環(huán)預編碼應用于具有大量天線的大規(guī)模MIMO環(huán)境，需要關于各個子預編碼器的信息以及關于鏈接預編碼器的信息。在沒有基于碼本的反饋的情況下，可能不需要鏈接預編碼器信息。根據(jù)分區(qū)方法，各個子預編碼器所經歷的有效信道可具有與鏈接預編碼器所經歷的有效信道不同的特性。

例如，一個子預編碼器可經歷具有相對低的多普勒擴展的MIMO信道，而另一子預編碼器可經歷具有相對高的多普勒擴展的MIMO信道。在另一示例中，盡管所有子預編碼器可經歷具有相似多普勒特性的有效信道，鏈接預編碼器可經歷具有不同多普勒特性的有效信道。因此，將詳細描述在分區(qū)預編碼環(huán)境下根據(jù)各個分區(qū)信道和鏈接信道的特性自適應地優(yōu)化MIMO傳輸?shù)牟糠植ㄊ尚畏桨浮?/p>

<部分波束成形>

eNB可僅將閉環(huán)預編碼應用于天線端口的分區(qū)的一部分預編碼器以及將天線端口分區(qū)彼此鏈接的鏈接預編碼器，并且可將下列預編碼方案之一應用于剩余部分的預編碼器和鏈接預編碼器。

1.系統(tǒng)設定預編碼(以下稱作默認預編碼)；

2.由eNB或網(wǎng)絡預設的預編碼(以下稱作參考預編碼)；以及

3.由eNB隨機選擇的預編碼(以下稱作隨機預編碼)。

應用閉環(huán)預編碼的分區(qū)和/或鏈接系數(shù)的集合被稱作受控空間，沒有應用閉環(huán)預編碼的分區(qū)和/或鏈接系數(shù)的集合被稱作不受控空間。

在默認預編碼中，系統(tǒng)在不受控空間中定義用于傳輸?shù)牟ā？梢?guī)定默認預編碼遵循開環(huán)預編碼?？筛鶕?jù)系統(tǒng)帶寬、eNB處的Tx天線的數(shù)量、傳輸層(或傳輸秩)的數(shù)量、eNB的Tx天線配置(N_{t_v},N_{t_h})或者指向不受控方向的Tx天線的數(shù)量來設定不同的默認預編碼方案?；蛘?，在默認預編碼方案中可設定特定波束，而不管系統(tǒng)參數(shù)如何。另外，默認預編碼方案可在總頻帶或總時間區(qū)域上固定，或者可基于預定時間資源單元和/或預定頻率資源單元而改變。

在參考預編碼中，eNB或網(wǎng)絡為UE配置要應用于不受控空間的預編碼方案。因此，通過物理層消息或高層消息將不受控空間的參考預編碼信息發(fā)送給UE。參考預編碼信息是隱含地或明確地指示要應用于不受控空間的MIMO預編碼器的任何信息。例如，參考預編碼信息可包括與不受控空間Tx天線的數(shù)量、不受控空間的MIMO預編碼矩陣的各個元素的量化值以及從多個MIMO預編碼方案的索引當中選擇的用于傳輸?shù)乃饕龑腜MI碼本的特定索引(PMI)。

參考預編碼也可基于預定時間資源單元和/或預定頻率資源單元而改變。在這種情況下，定義在時間/頻率資源中改變的多個參考預編碼圖案，然后可用信號通知由eNB或網(wǎng)絡使用的參考預編碼圖案的索引作為參考預編碼信息?；蛘?，可導出在時間/頻率資源中改變的參考預編碼圖案的隨機變量生成器的種子值可用作參考預編碼信息。或者，參考預編碼信息可被配置為指示從各種預編碼方案(例如，空時塊編碼(STBC)、延遲分集等)當中選擇的使用的預編碼方案。

在隨機預編碼中，eNB隨機地選擇用于不受控空間的預編碼方案。因此，與默認預編碼或參考預編碼相比，UE不知道要應用于不受控空間的預編碼器。例如，eNB可基于預定時間資源(例如，基于OFDM符號)和/或預定頻率資源單元(例如，基于子載波)發(fā)送在不受控空間中隨機地改變的波束。

根據(jù)部分波束成形，獨立分區(qū)和部分波束成形可被應用于各個傳輸層?；蛘?，相同的分區(qū)和波束成形方案可被應用于所有傳輸層。

當關于一部分Tx天線的反饋信息的可靠性或者關于鏈接系數(shù)的反饋信息的可靠性較低時或者在不需要這種反饋的信道環(huán)境中，部分波束成形方法非常有用。特別是當關于一部分Tx天線的反饋信息的可靠性或者關于鏈接系數(shù)的反饋信息的可靠性較低時，部分波束成形方法的優(yōu)點在于可防止由反饋信息誤差導致的分組接收誤差和不必要的分組重傳。另外，當不需要反饋時，部分波束成形方法可使反饋開銷最小化。

<對齊的部分預編碼>

如果天線端口分區(qū)的一部分或全部具有相同的尺寸，并且對應分區(qū)天線陣列具有類似的有效信道特性，則相同的預編碼方案(即，對齊部分預編碼)可以應用于對應的NPP。

圖16示出將對齊的部分預編碼應用于均勻線性陣列(ULA)的示例。

參照圖16，在具有8個天線的ULA中，第一分區(qū)(分區(qū)1)包括第1、第3、第5和第7天線，并且第二分區(qū)(分區(qū)2)包括第2、第4、第6和第8天線。如果天線之間的間隙是狹窄的并且在ULA周圍沒有許多散射體，則與鏈接預編碼器組件對應，除了兩個分區(qū)之間的相位差以外，分區(qū)1和分區(qū)2很可能經歷類似的MIMO信道。在這種情況下，為兩個分區(qū)配置相同的預編碼方案。

圖17示出將按列對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

參照圖17，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})個天線按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方陣列中各個列被設定為一個分區(qū)。如果列之間的間隙是窄的并且N_{t_h}不大，則可為所有分區(qū)配置相同的預編碼方案。然而，鏈接向量獨立于子預編碼器來設定。

圖18示出將按行對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

參照圖18，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})個天線按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方陣列中各個行被設定為一個分區(qū)。如果行之間的間隙是窄的并且N_{t_v}不大，則可為所有分區(qū)配置相同的預編碼方案。然而，鏈接向量獨立于子預編碼器來設定。

圖19示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個實施方式的將按行組對齊的部分預編碼應用于方陣列的示例。

參照圖19，在N_t(＝N_{t_v}×N_{t_h})個天線按照N_{t_v}行和N_{t_h}列排列的方陣列中，包括N行的各個行組被設定為一個分區(qū)。如果行組之間的間隙是窄的并且N_{t_v}不大，則可為所有分區(qū)設定相同的預編碼方案。然而，鏈接向量獨立于子預編碼器來設定。

如圖16至圖19所示，如果所有分區(qū)具有相同的尺寸，并且相同的預編碼器被應用于分區(qū)(即，)，則第i層的預編碼器可以被表示為鏈接預編碼器和子預編碼器之間的克羅內克積(Kronecker product)，如式21給出的。

[式21]

如果以相同的方式對所有傳輸層進行分區(qū)，則全部層的MIMO預編碼器可以被表示為M×N_s鏈接矩陣A與子預編碼矩陣之間的Khatri-Rao積(按列的克羅內克積)，如式22給出的。

[式22]

如果如圖17所示在二維(2D)天線端口陣列環(huán)境中各個列被設定為一個分區(qū)，則使用子預編碼器v_i或V執(zhí)行垂直波束成形(或仰角波束成形)，并且使用鏈接預編碼器a_i或A執(zhí)行水平波束成形(或方位波束成形)。如果如圖18所示在2D天線端口陣列環(huán)境中各個行被設定為一個分區(qū)，則使用子預編碼器v_i或V執(zhí)行水平波束成形(或方位波束成形)，并且使用鏈接預編碼器a_i或A執(zhí)行垂直波束成形(或仰角波束成形)。

在如圖17或圖18所示的2D天線(端口)陣列環(huán)境中在行或列方向上完全對齊的部分預編碼的情況下，執(zhí)行3D波束成形的預編碼器可以被表示為一個子預編碼器和一個鏈接預編碼器。使用子預編碼器和鏈接預編碼器中的一個執(zhí)行垂直波束成形，并且使用另一個預編碼器執(zhí)行水平波束成形。

在相同的預編碼被用于所有分區(qū)的環(huán)境中，如果使用了用于完全對齊的部分預編碼的環(huán)境的部分波束成形，則eNB將閉環(huán)預編碼應用于子預編碼器和鏈接預編碼器中的一個，并且將默認預編碼、參考預編碼和隨機預編碼中的一個應用于另一預編碼器。

部分波束成形對于如圖17和圖18所示的2D天線陣列環(huán)境中的3D波束成形是有用的。根據(jù)UE的水平位置和垂直位置以及3D空間的散射環(huán)境，3D波束成形(特別是UE特定3D波束成形)有利地優(yōu)化了傳輸性能。然而，UE特定3D波束成形是閉環(huán)預編碼方案，因此需要eNB和UE之間的精確CSI。

因此，隨著eNB天線的數(shù)量和波束成形的維度增加，最小性能值和最大性能值之間的差異根據(jù)MIMO傳輸方案而變寬。因此，性能變得對eNB的CSI估計誤差因素(例如，信道估計誤差、反饋誤差以及信道老化)更敏感。如果eNB的CSI估計誤差不顯著，則由于信道編碼等，可以執(zhí)行正常傳輸。另一方面，在eNB中的嚴重CSI估計誤差的情況下，出現(xiàn)分組接收誤差并且需要分組重傳，從而使性能顯著變差。

例如，針對在水平方向上相對于eNB快速移動的UE的3D波束成形增加了分組重傳概率。盡管開環(huán)預編碼通常被用于UE，垂直波束成形對于UE是有利的，因為UE在垂直方向上經歷靜態(tài)信道。另一方面，水平波束成形對于在垂直方向上快速移動的UE或者在垂直方向上散射嚴重的環(huán)境是有利的。對于位于窄、高建筑物中的UE，eNB可在水平波束成形被固定到特定方向的情況下執(zhí)行3D波束成形。即，UE被指示配置僅用于垂直波束成形的反饋信息，從而減小了反饋開銷。

因此，如果根據(jù)本發(fā)明的第二實施方式的部分波束成形被應用于3D波束成形環(huán)境，則根據(jù)用戶環(huán)境可以執(zhí)行2D波束成形(垂直波束成形或水平波束成形)。在這一方面，部分波束成形方案可被稱為部分維度波束成形。例如，具有2D Tx天線端口的eNB可以將閉環(huán)預編碼應用于垂直預編碼器和水平預編碼器中的一個，并且將默認預編碼、參考預編碼和隨機預編碼應用于另一預編碼器。

在部分預編碼方案中，從來自eNB的數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕嵌榷x了各個子預編碼器和鏈接預編碼器。關于應用閉環(huán)預編碼的子預編碼器和鏈接預編碼器，UE可以向eNB發(fā)送優(yōu)選預編碼索引(PPI)。在對矩陣預編碼器進行索引之后，優(yōu)選矩陣預編碼器索引可以作為PMI反饋方案中的PPI被反饋。

如果基于包括分區(qū)和/或值鏈接分區(qū)的單元分離一些反饋信息，則從eNB發(fā)送到UE的導頻信號可以與特定天線端口的集合關聯(lián)。這些導頻信號的集合被稱為導頻圖案。主導頻圖案涉及作為LTE系統(tǒng)中所使用的測量導頻的非零功率(NZP)CSI-RS資源(或進程)。例如，可在分區(qū)、CSI-RS和PMI反饋之間建立下面的映射關系。

A.分區(qū)和導頻圖案和PMI反饋的對齊單元

1.(分區(qū))：在具有16個天線端口的系統(tǒng)中，eNB將16個天線端口分成兩個分區(qū)，各個分區(qū)具有8個天線端口，并且在這兩個分區(qū)上執(zhí)行部分預編碼。

2.(導頻圖案)：eNB為UE將8個Tx NZP CSI-RS資源分配給各個分區(qū)，即，為UE配置兩個協(xié)同定位的NZP CSI-RS資源，以便支持部分預編碼。

3.(PMI反饋)：UE反饋用于兩個天線端口分區(qū)的PMI1和PMI2以及將PMI1鏈接到PMI2的鏈接系數(shù)(例如，用于鏈接預編碼器的PMI3)。

即，如果NZP CSI-RS資源被分別分配給各個天線端口分區(qū)，則針對屬于eNB(或傳輸點)的多個協(xié)同定位(或同步)的天線端口分區(qū)，eNB可以為UE配置多個NZPCSI-RS資源。為了將用于CoMP傳輸?shù)姆菂f(xié)同定位的天線端口圖案與協(xié)同定位的天線端口圖案相區(qū)分，eNB可以另外指示NZP CSI-RS資源之間的協(xié)同定位或非協(xié)同定位。例如，多個NZP CSI-RS資源之間的準協(xié)同定位(QCL)條件可被指示給UE。

導頻傳輸單元和天線端口分區(qū)單元并不總是如上述示例中那樣相同。例如，當配置一個8Tx CSI-RS資源時，UE可為兩個4Tx分區(qū)配置反饋信息。另外，天線端口分區(qū)單元和反饋單元并不總是相同。特別是在對齊的分區(qū)預編碼的情況下，可針對應用相同預編碼的分區(qū)發(fā)送公共PPI反饋信息。因此，可為多個分區(qū)配置一個反饋單元。

B.分區(qū)和導頻圖案和PMI反饋的不對齊單元

1.(分區(qū))：假設如圖18所示對天線端口進行區(qū)分。

2.(PMI反饋)：考慮到完全對齊的部分預編碼，反饋信息包括被共同應用于所有分區(qū)的PPI(稱作公共PPI)以及鏈接系數(shù)。在這種情況下，分區(qū)單元和反饋單元可不同。

3.(導頻圖案)：可按照各種方式分配導頻圖案。

圖20、圖21和圖22示出了示例性導頻圖案分配方法。具體地講，如圖20所示，可為各個分區(qū)分別配置導頻資源。如圖21所示，可在第一分區(qū)中發(fā)送一個導頻圖案以使得UE可計算公共PPI，并且可通過應用了鏈接預編碼器的天線端口發(fā)送一個導頻圖案以使得UE可計算鏈接系數(shù)?；蛘?，如圖22所示，可僅配置一個導頻圖案，以使得UE可一次計算公共PPI和鏈接系數(shù)。

如上所述，為了支持閉環(huán)MIMO預編碼，UE應該發(fā)送導頻或反饋信息。通常，在頻分復用(FDD)系統(tǒng)中，由于上行鏈路頻帶和下行鏈路頻帶不同，所以不適合在UE處發(fā)送導頻并且在eNB處利用上行鏈路與下行鏈路之間的信道對稱性估計下行鏈路信道的方法。因此，優(yōu)選配置并發(fā)送反饋信息。

反饋信息可被分成顯式信息和隱式信息，考慮到反饋開銷主要使用優(yōu)選預編碼器索引(PPI)類型隱式信息。為了通過隱式反饋支持閉環(huán)分區(qū)預編碼，可配置用于分區(qū)預編碼器的PPI信息和用于鏈接預編碼器的PPI信息作為反饋信息。

在假設所有分區(qū)預編碼器被相等地配置的完全對齊的預編碼的情況下，如圖20所示，如果在各個天線端口分區(qū)中發(fā)送單獨的導頻圖案，則UE可配置如下反饋信息：

1)將被共同應用于可進行QCL假設的導頻圖案的PPI

2)用于可進行QCL假設的導頻圖案的鏈接PPI(例如，用于鏈接預編碼器的PPI)的鏈接系數(shù)信息

3)秩指示符(RI)

4)當應用1)至3)時，CQI。

如上所述，在LTE系統(tǒng)中導頻圖案可被解釋為NZP CSI-RS資源或CSI進程。即，在LTE系統(tǒng)中，一個導頻圖案可表示(1)一個NZP CSI-RS資源、(2)一個CSI進程或者(3)包括在一個CSI進程中的一個NZP CSI-RS資源。具體地講，在(3)的情況下，如LTE系統(tǒng)中一樣CSI進程中可僅包括一個NZP CSI-RS資源，或者一個CSI進程中可包括多個NZP CSI-RS資源。如果預編碼器以矩陣的形式配置，則PPI可被表達為PMI。

反饋信息的上述配置由UE在相同的傳輸點處發(fā)送，并且選擇性地適用于可進行QCL假設的導頻圖案。現(xiàn)在將描述在UE處確定多個導頻圖案之間是否可進行QCL假設的方法的示例。

1.eNB可明確地或隱含地向UE通知是否可進行導頻圖案之間的QCL假設。

例如，指示是否可進行QCL假設的指示符可被包括在多個NZP CSI-RS資源或多個CSI進程中，或者關于可進行QCL假設的NZP CSI-RS資源的信息可經由RRC信令來單獨地指示。另外，UE可認為包括在單個CSI進程中的多個NZP-RS資源之間可進行QCL假設。在這種情況下，eNB可將可進行QCL假設的NZP CSI-RS資源配置在單個CSI進程中。

2.另選地，UE可自主地確定是否可進行導頻圖案之間的QCL假設。

例如，可計算導頻圖案之間的接收定時偏移的差異以確定是否可進行QCL假設。更具體地講，如果接收定時偏移的差異在閾值內，則可確定可進行導頻圖案之間的QCL假設。另選地，是否可進行QCL假設可使用利用導頻圖案估計的信道的性質來確定。更具體地講，當估計的信道的性質相似時，可確定可進行導頻圖案之間的QCL假設。

在下列方法之一中，UE可使用上述信息1)，即，將被共同地應用于可進行QCL 假設的導頻圖案的PPI。

A)將被共同地應用于通過導頻圖案估計的信道的公共PPI以及鏈接系數(shù)的候選被全部應用，并且具有最大性能的公共PPI以及鏈接系數(shù)集合被同時選擇。即，信息1)和信息2)被同時計算。

B)接下來，也可考慮首先將導頻圖案之間的相位差應用于鏈接系數(shù)，然后對利用導頻圖案估計的信道取平均以計算平均信道的PPI的方法。

C)最后，可首先計算導頻圖案的PPI，可進一步計算最終公共PPI。這里，可使用各種方法來從導頻圖案的PPI獲得公共PPI。例如，可計算最接近PPI的平均值的PPI或者具有可靠性最高的信道估計的PPI作為公共PPI。

當UE計算信息2)時，可如A)中一樣計算信息1)和信息2)，或者可首先計算公共PPI，然后可計算用于優(yōu)化公共PPI的性能的鏈接系數(shù)。另選地，如B)中一樣，可首先基于利用各個導頻圖案的第一導頻估計的信道計算鏈接系數(shù)，然后可計算公共PPI。另選地，公共PPI和鏈接系數(shù)可被獨立地計算。

另外，當計算信息3)，即，RI時，可計算根據(jù)各個秩優(yōu)化的信息1)和2)，然后可選擇用于優(yōu)化性能的RI。當然，信息4)表示應用最終選擇的信息1)至3)的CQI值。

當在二維陣列環(huán)境中在行或列方向上發(fā)送導頻圖案時，可分別利用用于水平波束成形的PPI和用于垂直波束成形的PPI來代替信息1)和信息2)。當然，信息1)和信息2)可分別用作用于垂直波束成形的PPI和用于水平波束成形的PPI。

類似地，在所有分區(qū)解碼器被相等的配置的完全對齊的預編碼的假設下，如圖21所示，如果在各個天線端口分區(qū)中發(fā)送單獨的導頻圖案，則UE可配置如下反饋信息：

(1)要應用于各個導頻圖案的PPI

(2)秩指示符(RI)

(3)當應用(1)至(2)時，CQI。

在這種情況下，UE可檢測針對各個秩優(yōu)化的PPI集合，比較PPI的傳輸性能，并且計算最佳秩，以便計算信息(2)。

如上所述，配置3D MIMO環(huán)境中可能的所有預編碼器集合并且檢測最佳PPI、RI和CQI的方法需要相當高的UE計算復雜度以用于反饋信息配置。如果假設用于垂直PPI(V-PPI)和水平PPI(H-PPI)的各個碼本每秩具有N比特的大小，則UE 需要針對與N2Rmax對應的預編碼器配置計算并比較發(fā)送質量(例如，CQI、SNR、SINR等)的處理。這里，Rmax表示最大發(fā)送秩。

圖23是示出如果UE反饋H-PMI和V-PMI，則發(fā)生層之間的失配的示例的示圖。

在設計用于執(zhí)行3D波束成形的預編碼器時，發(fā)送機應該將發(fā)送能量集中于3D空間中的最佳方向，以將信號能量集中在接收機上。在V-PMI和H-PMI中，如圖23所示，可給出各個層(即，期望方向)的3D-PMI。這里，L1和L2指示層索引。

V-PMI和H-PMI取決于UE和eNB的3D無線環(huán)境。當UE僅反饋層單元的V-PMI和H-PMI時，可能未表示最佳3D-PMI。另選地，如果UE通過將層單元的V-PMI和H-PMI傳送至各個域來獲得接收信號，則可從UE的角度獲得與最佳3D PMI完全不同的一對V-PMI和H-PMI。結果，用于傳輸層的V-PMI的L1和L2和H-PMI的L1和L2可失配，eNB可能將能量集中于錯誤的方向，導致傳輸誤差。

為了解決當UE反饋H-PMI和V-PMI(矩陣型PPI)時可能發(fā)生的層之間的失配，層之間的匹配或置換信息可被包括在反饋信息中。在這種情況下，UE應該配置與對應的預編碼器并且比較發(fā)送質量。這里，在“r！”中，“！”表示階乘運算。

隨著大規(guī)模MIMO環(huán)境的發(fā)展，配置預編碼器的情況的數(shù)量增加并且天線的數(shù)量也增加。因此，用于配置預編碼器以獲得信道質量的計算量可觀地增加。例如，當垂直天線的數(shù)量Nv和水平天線的數(shù)量Nh各為8時，UE應該針對各個預編碼器配置為64個發(fā)送天線選擇MIMO預編碼器并且計算其發(fā)送質量。

在上述示例中，如果基于N個發(fā)送天線、M個接收天線和r個發(fā)送層來選擇MIMO預編碼器并且計算其發(fā)送質量的處理的復雜度為C(N,M,r)，則傳統(tǒng)方法的復雜度如式23和式24中所表示。具體地講，式23示出當不支持層置換時的復雜度，式24示出當支持層置換時的復雜度。

[式23]

[式24]

為了最大化地抑制使復雜度增加的兩個因素，即，配置預編碼器的情況的增加以及配置預編碼器時的計算量的增加，本發(fā)明提出了一種簡單反饋計算和配置方法。以下，為了描述方便，假設作為矩陣型PPI的PMI。

第一實施方式

在本發(fā)明的第一實施方式中，UE根據(jù)以下步驟1至3來計算PMI、RI和CQI。

步驟1：獨立地選擇垂直方向信道和水平方向信道中的每一個的PMI和RI。即，選擇{V-PMI,V-RI}和{H-PMI,H-RI}。

步驟2：如下式25所示，3D-RI(r*)被設定為V-RI和H-RI中的較大者。

[式25]

r*＝max(V-RI,H-RI)

步驟3：針對與V-RI和H-RI中的較小者對應的域x，x-RI(即，V-RI和H-RI中的一個)被設定為r*，針對與V-RI和H-RI中的較大者對應的域y，在y-PMI(即，H-PMI和V-PMI中的一個)被固定為步驟1中所獲得的值的條件下再次檢測x-PMI。

在步驟1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解釋為在圖20所示的導頻傳輸時利用可進行QCL假設的導頻估計的信道(或信道的平均)，或者可進行QCL假設的導頻之間由特定天線端口的組合組成的信道(與鏈接系數(shù)對應)(或者由特定天線端口的組合組成的信道的平均)。在步驟1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解釋為在圖21所示的導頻傳輸時利用可進行QCL假設的導頻估計的信道。根據(jù)上述導頻傳輸方法，UE不區(qū)分垂直域和水平域。在這種情況下，代替V-PMI/H-PMI，導頻圖案#1的PMI和導頻圖案#2的PMI可按照PMI的形式表示，并且RI可被相似地應用。

在步驟1中，由于針對垂直方向信道和水平方向信道分別檢測PMI和RI，所以傳統(tǒng)計算方法適用而無需改變。步驟1中所導致的復雜度如圖26所示的表示。

[式26]

在步驟2中，將參照圖24描述3D-RI由V-RI和H-RI中的較大者組成的原因。

圖24示出3D接收射線集群環(huán)境的示例。

參照圖24，假設UE存在于存在三個優(yōu)勢射線集群的環(huán)境中。在圖中，集群#2和集群#3位于相同的垂直位置(或垂直方向角度)，但是具有不同的水平位置(或水平方向角度)。因此，在垂直方向信道測量的RI可能為2，在水平方向信道測量的RI可能為3。此時，在3D信道測量的RI將為3。

圖24的示例可頻繁地發(fā)生于真實無線通信環(huán)境中。當用戶位于非視距(NLOS)環(huán)境中的較低建筑物背后時，可存在從建筑物的頂部照射并接收的分量(集群#1)以及從建筑物的左側和右側接收的分量(集群#2和集群#3)。盡管在圖24中3D-RI是V-RI和H-RI中的較大者，在相同的方向上可存在更多集群。實際上，滿足3D-RI≥max(V-RI,H-RI)的關系(例如，位于垂直位置x和水平位置x的集群#4)。然而，為了測量與最大值對應的3D-RI，需要配置所有3D信道的處理。因此，在所提出的方法中，3D-RI值被設定為等于max(V-RI,H-RI)。

在步驟3中，當針對與V-RI和H-RI中的較小者對應的域x，x-RI＝r*(步驟2中設定的值)并且與V-RI和H-RI中的較大者對應的域為y時，配置所有3D信道并且在y-PMI是步驟1中所獲得的值的條件下檢測x-PMI。此時，當3D-RI為r*(1≤r*≤Rmax)時，所需計算量(即，反饋信息配置復雜度)如下式27所表示。

[式27]

N·C(N_v·N_h,N_r,r^*)

當期望支持各種層匹配關系時，獲得下式28所示的反饋信息配置復雜度。在這種情況下，關于最佳層置換關系的信息可被包括在反饋信息中。

[式28]

N·r^*！·C(N_v·N_h,N_r,r^*)

因此，根據(jù)上面的式27和式28，本發(fā)明具有下面的式29和式30所示的反饋信息配置復雜度。具體地講，式29示出不支持層置換時的復雜度，式30示出支持層置換時的復雜度。

[式29]

[式30]

式29和式30示出與式23和式24所示的傳統(tǒng)方法的復雜度相比顯著減小的復雜度。然而，如果支持層置換并且r*較大，則步驟3中的計算量仍可能較大。為了進一步減小步驟3中的計算量，優(yōu)選應用下列方法中的一個。

(1)要包括在x-PMI中的層(即，預編碼矩陣的行或列)僅由在步驟1中獲得的x-PMI的層組成。

(2)要包括在x-PMI中的層(預編碼矩陣的行或列)包括在步驟1中獲得的x-PMI的層。

(3)在步驟1中存儲每秩的優(yōu)選PMI，然后在步驟3中將與r*對應的優(yōu)選PMI值應用于x-PMI。

(4)包括在x-PMI中的層由在步驟1中獲得的x-PMI的層以及與(r*-x-RI)對應的秩所對應的x-PMI的層組成。

方法(1)是由于在具有較小RI值的域中復制優(yōu)選預編碼向量的趨勢，如圖24所示。如果使用方法(1)并且不支持層置換，則僅確定相加向量或矩陣所對應的層。

例如，如果在步驟1中獲得x-PMI＝[a b](a和b為各個層的N×1列向量和預編碼向量)并且在步驟2中獲得r*3，則可在步驟3中獲得的預編碼矩陣如下面的式31和式32所表示。式31示出不支持層置換的情況，式32示出支持層置換的情況。

[式31]

[a b a]，[a b b]

[式32]

[a b a]，[a a b]，[b a a]，[a b b]，[b a b]，[b b a]

參照上面的式31和式32，可以看出配置要比較的預編碼器的情況的數(shù)量顯著減少。

當應用方法(1)時，代替與在步驟3中增加的秩對應的新索引(x-PMI)，適用連同在步驟1中獲得的x-PMI一起進一步反饋與數(shù)量不足的層對應的向量/矩陣的索引的方法。在這種情況下，沒有檢測并發(fā)送與秩3對應的新索引，而是可連同在步驟1中獲得的與秩2對應的索引一起反饋在秩3的傳輸時與相加層對應的索引(即，與秩1對應的PMI索引)。作為相加向量/矩陣的索引的另一示例，還可考慮比特映射并配置x-PMI中要復制的行或列索引的方法。例如，如果在上述示例中增加的向量為a，則可發(fā)送[1 0]，如果在上述示例中增加的向量為b，則可發(fā)送[0 1]。

與方法(1)不同，當與相加層對應的向量或矩陣的候選范圍增大以在進一步增加復雜度的同時增加性能時或者當維持層預編碼器之間的正交性以容易地應用于與高秩對應的碼本時，適用方法(2)。即使當應用方法(2)時，如上所述，適用進一步反饋與數(shù)量不足的層對應的向量/矩陣的索引的方法。

當大小為N_v×N_h的矩陣的發(fā)送質量計算處理被完全省略時，可使用方法(3)。即，此方法可最容易實現(xiàn)，但是與其它方法相比性能可能降低。

在方法(4)中，如方法(1)或方法(2)中一樣包括在步驟1中獲得的x-PMI的層預編碼向量，與增加的秩(r*-r-RI)對應的層預編碼向量使用與秩對應的優(yōu)選PMI。參照圖24，將被增加到垂直域的層預編碼向量可能與垂直域(與圖24中的垂直方向y對應)中的秩1的優(yōu)選PMI匹配。在方法(4)中，復雜度進一步減小。如果使用方法(4)并且不支持層置換，則在步驟3中可完全省略大小為N_v×N_h的矩陣的發(fā)送質量計算處理。如果支持層置換，則需要大小為N_v×N_h的矩陣的發(fā)送質量計算處理。類似于方法(1)或方法(2)，即使在此方法中，適用連同在步驟1中獲得的x-PMI一起進一步反饋與數(shù)量不足的層對應的向量/矩陣的索引的方法。

第二實施方式

本發(fā)明的第一實施方式涉及一種在真實無線環(huán)境中在維持高秩的同時降低計算復雜度的方法。然而，在第一實施方式中，需要相加層的計算處理。在本發(fā)明的第二實施方式中，為了以傳輸效率降低的代價進一步降低復雜度，UE在以下步驟1至3中計算PMI、RI和CQI。

步驟1：獨立地選擇垂直方向信道和水平方向信道的PMI和RI。即，選擇{V-PMI,V-RI}和{H-PMI,H-RI}。

步驟2：如下式33所示，3D-RI被設定為V-RI和H-RI中的較小者。

[式33]

r*＝min(V-RI,H-RI)

步驟3：針對與V-RI和H-RI中的較大者對應的域y，y-RI＝r*，針對與V-RI和H-RI中的較小者對應的域x，在x-PMI被固定為在步驟1中獲得的值的條件下再次檢測y-PMI。

在步驟1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解釋為在圖20所示的導頻傳輸時利用可進行QCL假設的導頻估計的信道(或信道的平均)或者由可進行QCL假設的導頻之間的特定天線端口的組合組成的信道(與鏈接系數(shù)對應)(或者由特定天線端口的組合組成的信道的平均)。在步驟1中，垂直方向信道和水平方向信道可被重新解釋為在圖21所示的導頻傳輸時利用可進行QCL假設的導頻估計的信道。根據(jù)上述導頻傳輸方法，UE不區(qū)分垂直域和水平域。在這種情況下，代替V-PMI/H-PMI，導頻圖案#1的PMI和導頻圖案#2的PMI可按照PMI的形式表示，RI可相似地應用。

在步驟2和步驟3中第二實施方式不同于第一實施方式。

更具體地講，在步驟2中，通過在三個集群當中選擇兩個集群來配置預編碼器。即，在秩2利用集群#1和集群#2的組合或者集群#1和集群#3的組合發(fā)送數(shù)據(jù)。在步驟3中，執(zhí)行將與具有較大RI的域對應的預編碼矩陣改變?yōu)榕c具有較小RI的域對應的預編碼矩陣的處理。此時，反饋信息配置復雜度如下面的式34和式35所表示。具體地講，式34示出不支持層置換時的復雜度，式35示出支持層置換時的復雜度。

[式34]

[式35]

參照上面的式34和式35，盡管在第一實施方式中獲得r*max(V-RI,H-RI)，在第二實施方式中獲得min(V-RI,H-RI)。因此，在步驟3中復雜度較小。即使在這種情況下，在步驟3中為了進一步減小復雜度，適用下列方法中的一個。

(1)要包括在x-PMI中的層(預編碼矩陣的行或列)由在步驟1中獲得的x-PMI的一些層組成。

(2)在步驟1中存儲每秩的優(yōu)選PMI，然后在步驟3中將與r*對應的優(yōu)選PMI值應用于x-PMI。

在方法(1)中，僅利用在步驟1中獲得的一些層預編碼向量來配置預編碼矩陣。這是由于在圖24中觀察到的結果。在這種情況下，沒有反饋與減小的秩對應的PMI，相反可反饋與相減層對應的向量或矩陣的索引。

類似于第一實施方式的方法(3)，當大小為N_v×N_h的矩陣發(fā)送質量計算處理被完全省略時，使用方法(2)。

第三實施方式

現(xiàn)在將描述當應用第一實施方式或第二實施方式并且反饋相加或相減層的索引時UE的反饋配置的示例。

(a)V-PMI/V-RI(步驟1中計算的結果)

(b)H-PMI/H-RI(步驟1中計算的結果)

(c)相加或相減PMI

(d)3D-RI或者相加或相減RI

(e)CQI(在執(zhí)行步驟3之后計算)

上述信息可被定義或設計為根據(jù)不同的性質(例如，周期性/非周期性、反饋周期、傳輸時間偏移)經由不同的上行鏈路信道或資源來反饋。另外，信息(d)可由eNB從信息(a)和信息(b)推斷，因此可被省略。另選地，信息(d)可被編索引并且連同信息(c)一起以PMI/RI對的形式配置。

另外，UE可首先使用與傳統(tǒng)方法相同的方法和相同的計算量來計算信息(a)和信息(b)以反饋信息(a)和信息(b)，并且反饋通過同時配置具有大量天線的3D信道并且獨立于信息(a)和信息(b)執(zhí)行相關計算而推導的信息(c)和信息(d)。因此，如果步驟3中所需的計算量較大，則可首先計算并反饋信息(a)和信息(b)，然后依次反饋信息(c)和信息(d)。

在真實無線通信系統(tǒng)中，適用第一實施方式和第二實施方式中的一者或二者。即，UE可根據(jù)第一實施方式中所提出的方法基于V-RI和H-RI中的較大者來獲得最終CQI，根據(jù)第二實施方式中所提出的方法基于V-RI和H-RI中的較小者來獲得最終CQI，并且獲得通過比較設定的最終PMI、RI或CQI。另選地，UE可利用這兩種方法執(zhí)行反饋，并且eNB可選擇傳輸秩和預編碼器。

可在由eNB或UE選擇的總頻帶單元或子頻帶單元中計算PMI/RI/CQI。可每碼字獨立地計算CQI。

當在多個小區(qū)或傳輸點協(xié)作的通信環(huán)境下或者在載波聚合環(huán)境下每小區(qū)、傳輸點或載波計算CQI/PMI/RI時適用所提出的方法。

圖25是根據(jù)本發(fā)明的實施方式的通信設備的框圖。

參照圖25，通信設備2500包括處理器2510、存儲器2520、RF模塊2530、顯示模塊2540以及用戶接口(UI)模塊2550。

為方便描述，通信設備2500被示出為具有圖25所示的配置?？梢韵蛲ㄐ旁O備2500添加一些模塊或者從通信設備2500省略一些模塊。此外，通信設備2500的模塊可被分成更多模塊。處理器2510被配置成執(zhí)行之前參照附圖描述的根據(jù)本發(fā)明的實施方式的操作。具體地講，對于處理器2510的詳細操作，可以參照圖1至圖24的描述。

存儲器2520連接到處理器2510，并且存儲操作系統(tǒng)(OS)、應用、程序代碼、數(shù)據(jù)等。連接到處理器2510的RF模塊2530將基帶信號上變頻為RF信號或者將RF信號下變頻為基帶信號。為此，RF模塊2530執(zhí)行數(shù)模轉換、放大、濾波以及上變頻，或者反向地執(zhí)行這些處理。顯示模塊2540連接到處理器2510，并且顯示各種類型的信息。顯示模塊2540可以被配置為(但不限于)諸如液晶顯示器(LCD)、發(fā)光二極管(LED)顯示器和有機發(fā)光二極管(OLED)顯示器的已知組件。UI模塊2550連接到處理器2510，并且可利用已知的用戶接口(例如，鍵區(qū)、觸摸屏等)的組合來配置。

上述的本發(fā)明的實施方式是本發(fā)明的元件和特征的組合。除非另外說明，這些元件或特征可被認為是選擇性的。各個元件或特征可以被實現(xiàn)而不需要與其它元件或特征組合。此外，可以通過將部分元件和/或特征組合來構造本發(fā)明的實施方式?？梢灾匦虏贾帽景l(fā)明的實施方式中描述的操作順序。任一個實施方式的一些構造可被包括在另一實施方式中，并且可以用另一實施方式的對應構造來代替。對于本領域技術人員來說顯而易見的是，在所附權利要求書中彼此未明確引用的權利要求可以作為本發(fā)明的實施方式組合地呈現(xiàn)或者通過在提交申請之后的后續(xù)修改作為新的權利要求而被包括。

被描述為由BS執(zhí)行的特定操作可以由BS的上級節(jié)點執(zhí)行。即，顯而易見的是，在由包括BS的多個網(wǎng)絡節(jié)點組成的網(wǎng)絡中，可以由BS或者BS以外的網(wǎng)絡節(jié)點執(zhí)行為了與UE通信而執(zhí)行的各種操作。術語“BS”可以替換為術語“固定站”、“節(jié)點B”、“演進節(jié)點B(eNode B或eNB)”、“接入點(AP)”等。

可以通過各種方式(例如，硬件、固件、軟件或它們的組合)實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式。在硬件配置中，根據(jù)本發(fā)明的示例性實施方式的方法可以通過一個或更多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器等來實現(xiàn)。

在固件或軟件配置中，可按照模塊、過程、函數(shù)等的形式實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式。軟件代碼可以存儲在存儲器單元中，并且由處理器執(zhí)行。存儲器單元位于處理器的內部或外部，并且可以經由各種已知的手段向處理器發(fā)送數(shù)據(jù)以及從處理器接收數(shù)據(jù)。

本領域技術人員將理解，在不脫離本發(fā)明的精神和基本特性的情況下，本發(fā)明可按照這里闡述的特定方式以外的其它特定方式來執(zhí)行。上述實施方式因此在所有方面都應理解為說明性的而不是限制性的。應該通過所附權利要求和它們的法定等同物而不是通過上述描述來確定本發(fā)明的范圍，并且在所附權利要求的含義和等同范圍內的所有變化旨在被包括于其中。

工業(yè)實用性

盡管描述了在無線通信系統(tǒng)中針對3D波束成形報告信道狀態(tài)信息的方法和設備被應用于3GPP LTE系統(tǒng)的示例，除了3GPP LTE系統(tǒng)以外，本發(fā)明適用于各種無線通信系統(tǒng)。