本發(fā)明大體地涉及光通信，并且更具體地，涉及估計(jì)相干光通信系統(tǒng)的接收器中的軟判定解碼器的相位。

背景技術(shù)：

相干光通信技術(shù)已經(jīng)通過(guò)使用振幅、相位、x偏振和y偏振來(lái)提高數(shù)據(jù)速率。常規(guī)的非相干光學(xué)通信僅使用光場(chǎng)的振幅分量。如正交振幅調(diào)制(QAM)或幅相移鍵控(APSK)的相干調(diào)制要求載波相位估計(jì)(CPE)以進(jìn)行解調(diào)。常規(guī)地，已經(jīng)使用了基于相位解纏的前饋CPE。例如，M次冪方法被特別地用于PSK調(diào)制格式。維特比和維特比(V&V)方法使用振幅歸一化的非線性函數(shù)連同M次冪方法以提高載波相位的估計(jì)精度。

對(duì)于在下一代光通信中實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率所需要的高階QAM信號(hào)星座來(lái)說(shuō)，那些盲CPE方法表現(xiàn)得并不好。此外，那些方法具有由M次冪方法引起的相位模糊的根本問(wèn)題。為了彌補(bǔ)相位模糊，通常使用相位解纏方法。簡(jiǎn)單的相位解纏方法可能會(huì)引起被稱為周跳(cycle slip)的額外的問(wèn)題。在接收器中的相位跟蹤回路經(jīng)歷由于信號(hào)失真、或諸如非線性相位噪聲的一些其它干擾因素引起的暫時(shí)失鎖(loss of lock)時(shí)，周跳由于CPE中的相位突變而發(fā)生。

可以使用差分編碼或?qū)ьl符號(hào)插入來(lái)減少周跳。然而，差分編碼具有使由于誤差傳播導(dǎo)致的比特誤差率(BER)加倍的根本問(wèn)題。由于不期望的導(dǎo)頻符號(hào)的開(kāi)銷，導(dǎo)頻符號(hào)插入也具有頻譜效率降低的不可避免的缺點(diǎn)。

利用諸如低密度奇偶校驗(yàn)(LDPC)碼的前向糾錯(cuò)(FEC)碼，所謂的turbo原理用于處理光通信中的各種損失。例如，turbo均衡可以減少線性和非線性失真。turbo差分解碼已被用于補(bǔ)償差分編碼中的誤差傳播的劣化。周跳的問(wèn)題已經(jīng)通過(guò)turbo CPE處理，turbo CPE使用來(lái)自FEC解碼器的軟判定反饋。然而，將軟判定信息從解碼器反饋回CPE可增加整體延遲。代替將軟判定信息從解碼器反饋回CPE，可以通過(guò)向解調(diào)器反饋以補(bǔ)償周跳來(lái)減小延遲。然而，如果周跳概率在前饋CPE處已較高，則不能很好地工作。

周跳問(wèn)題對(duì)于高階QAM傳輸變得甚至更嚴(yán)重。在高階QAM傳輸中，參考激光信號(hào)的同相被稱為I，并且被移位90度的正交信號(hào)被稱為Q。要生成I-Q均衡的完美QAM星座，對(duì)Mach-Zehnder調(diào)制器的精確和穩(wěn)定的偏置控制是不可缺少的。然而，在實(shí)踐中，特別是用于高速收發(fā)器和諸如1024QAM的高階調(diào)制的這樣的偏置控制并未實(shí)現(xiàn)。偏置缺陷引起角度偏斜的問(wèn)題，其中，星座點(diǎn)根據(jù)I軸與Q軸之間的偏斜角度而偏離理想的正方形網(wǎng)格點(diǎn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

【技術(shù)問(wèn)題】

常規(guī)地，可以使用Gram-Schmidt正交化和k-均值聚類以補(bǔ)償偏斜問(wèn)題。伴隨偏斜問(wèn)題，在CPE之后，仍然具有殘余相位噪聲。相位噪聲來(lái)自諸如光纖非線性和激光線寬的損害。殘余的相位噪聲會(huì)劣化密集高階QAM信號(hào)的性能。因此，在本領(lǐng)域中，需要一種針對(duì)高速光通信系統(tǒng)中的高階QAM傳輸處理周跳和角偏斜以及相位噪聲的方法。

【問(wèn)題解決方案】

本發(fā)明的實(shí)施方式提供了一種解決采用任意高階多維調(diào)制格式的高速光通信的周跳、角偏斜和殘余相位噪聲的系統(tǒng)和方法。實(shí)施方式使用載波相位估計(jì)(CPE)處的解纏歷史以基于高階隱馬爾可夫(Markov)模型(HMM)為更準(zhǔn)確的似然度計(jì)算提供跳概率(slip probability)的前饋軟判定信息。解碼器反饋信息可用于更新解調(diào)器模塊的似然度，而增加了延遲是邊際的因?yàn)镃PE不需要解碼器反饋信息。

該接收器包括前饋CPE、跳(slip)過(guò)程分析器、角偏斜估計(jì)器、相位噪聲估計(jì)器、解調(diào)器和前向糾錯(cuò)(FEC)解碼器。在一個(gè)實(shí)施方式中，該CPE使用多輸入多輸出(MIMO)處理，其中，噪聲相關(guān)矩陣被用于處理偏振相關(guān)相位噪聲過(guò)程。如先進(jìn)的相干光通信技術(shù)，MIMO處理允許對(duì)多維信號(hào)空間的任何擴(kuò)展，例如用于偏振復(fù)用、波分復(fù)用、模分復(fù)用和空分復(fù)用。

跳過(guò)程分析器通過(guò)使用根據(jù)相位估計(jì)的歷史的判定誤差的統(tǒng)計(jì)來(lái)提供解纏判定的可靠性信息。解調(diào)器中的對(duì)數(shù)似然比計(jì)算基于軟判定解纏信息。解纏軟判定信息可以補(bǔ)償不期望的跳。為了補(bǔ)償角偏斜和相位噪聲，在符號(hào)似然度計(jì)算期間估計(jì)偏斜角和殘余相位噪聲離散?？紤]到似然度，F(xiàn)EC解碼器糾正潛在的誤差。在一個(gè)實(shí)施方式中，基于turbo原理，F(xiàn)EC解碼器的軟判定信息可以被饋送回對(duì)數(shù)似然比計(jì)算器以提高性能。

一些實(shí)施方式將時(shí)齊或非時(shí)齊隱馬爾可夫模型(HMM)用于跳過(guò)程分析器。對(duì)數(shù)似然比計(jì)算是基于具有平均的或瞬時(shí)的跳概率的馬爾可夫狀態(tài)轉(zhuǎn)移。通過(guò)高階HMM，對(duì)數(shù)似然比按照各種不同的算法進(jìn)行計(jì)算，包括Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(BCJR)最大后驗(yàn)概率(MAP)算法、軟輸出維特比(Viterbi)算法、維納(Wiener)濾波器、卡爾曼(Kalman)濾波器、核心濾波器、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)濾波器、粒子濾波器、或平滑變體?？梢栽陔p偏振中與馬爾可夫狀態(tài)轉(zhuǎn)移聯(lián)合地完成對(duì)數(shù)似然度計(jì)算。

為了更精確的CPE，一些實(shí)施方式使用聯(lián)合偏振低通濾波，其中，矩匹配法被用于導(dǎo)出閉型隨機(jī)模型。一些其它實(shí)施方式使用優(yōu)化的振幅歸一化以最小化根據(jù)調(diào)制格式的均方誤差、剩余的加性噪聲和相位噪聲離散。本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式使用相對(duì)少量的導(dǎo)頻符號(hào)以通過(guò)使用面向判定的濾波器自適應(yīng)來(lái)提高CPE和/或解調(diào)器的性能。

【發(fā)明的有益效果】

本發(fā)明提供了一種解決采用任意高階多維調(diào)制格式的高速光通信的周跳、角偏斜和殘余相位噪聲問(wèn)題的系統(tǒng)和方法。

附圖說(shuō)明

[圖1]圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的用于解碼通過(guò)光通信信道從發(fā)射器向接收器發(fā)送的數(shù)據(jù)的并且用于恢復(fù)光信號(hào)的載波相位的系統(tǒng)和方法的框圖；

[圖2]圖2是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式的對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)的一階線性化加性噪聲模型和二階矩匹配乘性噪聲模型的I和Q的函數(shù)的圖；

[圖3]圖3是根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式的使用高斯混合模型的偏斜星座估計(jì)的樣本的圖；

[圖4]圖4是根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施方式的聯(lián)合偏振載波相位恢復(fù)模塊的框圖；

[圖5A]圖5A是根據(jù)隨時(shí)間接收的角度和符號(hào)的x偏振和y偏振的相位軌跡的樣本的圖；并且

[圖5B]圖5B是x偏振與y偏振的互相關(guān)的相位噪聲偏差的圖。

具體實(shí)施方式

圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的用于解碼通過(guò)光通信信道從發(fā)射器向接收器100發(fā)送的數(shù)據(jù)的并且具體地用于檢測(cè)光通信接收器處的相干信號(hào)的系統(tǒng)和方法的框圖。

該系統(tǒng)包括載波相位估計(jì)器(CPE)110、跳過(guò)程分析器120、解調(diào)器130和前向糾錯(cuò)(FEC)解碼器140。本發(fā)明的實(shí)施方式使得能夠彌補(bǔ)周跳、I-Q角偏斜和殘余相位噪聲，其中，I和Q分別表示波形的同相分量和正交分量。

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，CPE 110包括M次冪模塊111、振幅歸一化器112、低通濾波器113以及相位解纏和判定模塊114。該實(shí)施方式基于維特比和維特比(V&V)盲CPE程序。M次冪模塊111饋送接收到的數(shù)據(jù)R或符號(hào)101，數(shù)據(jù)R或符號(hào)101是I-Q信號(hào)波形已被接收器的數(shù)字信號(hào)處理(DSP)模塊處理以執(zhí)行諸如定時(shí)恢復(fù)、色散補(bǔ)償、非線性補(bǔ)償和偏振恢復(fù)的功能的結(jié)果。因此，接收到的數(shù)據(jù)、接收到的符號(hào)和接收到的信號(hào)等用語(yǔ)可互換地使用。

在M次冪模塊111中，接收到的數(shù)據(jù)R通過(guò)取M次冪而提供R^M。例如，M＝4用于正方形正交振幅調(diào)制(QAM)格式。M次冪模塊抑制相位相關(guān)的偏差。

振幅歸一化器112抑制調(diào)制振幅相關(guān)偏差并且通過(guò)非線性函數(shù)F(|R|)來(lái)縮放|R|的振幅以提供F(|R|)R^M。例如，非線性函數(shù)是F(|R|)＝1/|R|^C的單項(xiàng)函數(shù)，其中，單項(xiàng)式指數(shù)C是任意的實(shí)值數(shù)。設(shè)置C＝M簡(jiǎn)化為僅適用于M進(jìn)制相移鍵控(PSK)的常規(guī)的M次冪CPE。對(duì)于高階QAM，一個(gè)實(shí)施方式根據(jù)調(diào)制大小使用分段多項(xiàng)式函數(shù)為

例如，參數(shù)a₁＝122.3,b₁＝0,a₂＝331.9,b₂＝-30.5,用于16QAM，參數(shù)a₁＝106.4,b₁＝0,a₂＝321.2,b₂＝0,a₃＝717,b₃＝0,用于64QAM。

在另一實(shí)施方式中，振幅歸一化器112取決于信噪比(SNR)和調(diào)制格式。例如，非線性函數(shù)基于Q進(jìn)制星座{S₁,…,S_Q}的條件均值，其中，σ²是噪聲離散。

低通濾波器113使用有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器以抑制加性噪聲和相位噪聲干擾，限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器取振幅歸一化器112的輸出的加權(quán)和。低通濾波器可包括矩形濾波器，其濾波器系數(shù)全是1。另選地，低通濾波器基于指數(shù)加權(quán)濾波器，其濾波器系數(shù)通過(guò)k＝0,±1,±2,…,±L的第k個(gè)相鄰符號(hào)的exp(－|kα|^β)提供，其中，L是濾波器前體(pre-cursor)/后體(post-cursor)長(zhǎng)度，并且α和β是任意實(shí)值數(shù)。

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，低通濾波器113可以是基于根據(jù)相位的自協(xié)方差的矩匹配方法和線性變換維納濾波器。線性化的維納濾波器認(rèn)為相位噪聲是隨機(jī)維納過(guò)程。

能夠用未知的相位噪聲θ將接收到的數(shù)據(jù)R建模為

R(k)＝S(k)exp(jθ(k))+W(k)，

其中，S是發(fā)射的信號(hào)，是虛數(shù)單位，并且W是離散σ²的加性噪聲。括號(hào)內(nèi)的索引k表示符號(hào)索引。這里，相位噪聲可以通過(guò)維納過(guò)程來(lái)建模，其具有自動(dòng)協(xié)方差矩陣

其中，是維納過(guò)程的相位噪聲離散。上述自動(dòng)協(xié)方差基于雙面中央體(central cursor)。另選地，一個(gè)實(shí)施方式使用如下的單面前體自協(xié)方差矩陣

通過(guò)自協(xié)方差矩陣，通過(guò)使用的線性變換，將線性化維納濾波器的FIR系數(shù)表示為γ(K_p+_kI)^-11，其中，I是單位矩陣，1是大小為2L+1的全1矢量，γ和κ是任意正實(shí)值數(shù)，并且[.]-¹的上標(biāo)表示矩陣求逆。例如，這些參數(shù)被設(shè)置為γ＝1/1^T(K_p+_kI)-¹1和k＝σ²/M²，其中，[.]^T是矩陣轉(zhuǎn)置。

在本發(fā)明的另一實(shí)施方式中，分別為exp(jθ(k))的實(shí)部和虛部線性化相位噪聲。代替使用線性變換，使用矩匹配法。實(shí)部和虛部的第一矩被分別地表示為

[μ₁]_k＝0，

其中，[·]_k是矢量的第k個(gè)條目并且e_k是其條目是零的第k個(gè)單元矢量，并且第k個(gè)條目是1。

實(shí)部和虛部的第二矩被分別地表示為

其中，[·]_k，_l表示矩陣的第(k，l)個(gè)條目。

圖2示出根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式的現(xiàn)有技術(shù)的一階線性化加性噪聲模型、二階矩匹配乘性噪聲模型以及若干符號(hào)上的均值和協(xié)方差。樣本均值協(xié)方差201與線性變換維納濾波器202的均值協(xié)方差不一致，而樣本均值協(xié)方差與時(shí)矩匹配方法203的均值協(xié)方差吻合。通過(guò)矩匹配法，本實(shí)施方式使用以下修改的FIR濾波器系數(shù)：

其中，是由振幅歸一化器的輸出的實(shí)部和虛部形成的矩陣，Σ是由實(shí)部和虛部的第二矩形成的矩陣，并且μ是由實(shí)部和虛的第一矩形成的矢量。

相位解纏和判定模塊114解決相位模糊并基于低通濾波器113的輸出來(lái)恢復(fù)接收到的數(shù)據(jù)的載波相位。例如，通過(guò)解纏模塊114的相位估計(jì)獲得如下

其中，運(yùn)算符∠表示復(fù)值自變量的相位，R'(k)是在第k符號(hào)處的低通濾波器的輸出，并且如下解纏索引整數(shù)m(k)被確定為使得與之前的相位估計(jì)相比，相位估計(jì)沒(méi)有發(fā)生很大的變化

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，相位解纏模塊114基于至少兩個(gè)連續(xù)的相位估計(jì)以最小化Mahalanobis范數(shù)。例如，通過(guò)使用滑動(dòng)窗口估計(jì)器，確定N個(gè)連續(xù)估計(jì)的如下的解纏索引整數(shù)m(k)＝[m(k)，…，m(k+N-1)]^T，以最小化馬哈拉諾比斯(Mahalanobis)范數(shù)

另選地，相位解纏114使用維特比算法以最小化網(wǎng)格狀態(tài)圖上的馬哈拉諾比斯(Mahalanobis)范數(shù)。

對(duì)應(yīng)于CPE的延遲，CPE 110處的估計(jì)的相位被用于恢復(fù)接收到的數(shù)據(jù)R(k)101的載波相位以在延遲115之后通過(guò)乘法116提供V(k)117

CPE 110的相位解纏可能作出錯(cuò)誤的判定，導(dǎo)致周跳，這不利地影響FEC解碼器140。為了補(bǔ)償潛在的周跳，跳過(guò)程分析器120在緩沖存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)例如100個(gè)符號(hào)的若干符號(hào)的估計(jì)相位并基于隱馬爾可夫模型(HMM)121估計(jì)跳概率。例如，M＝4的一階馬爾可夫模型的狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣被表示為

Π＝Circulant[(1-q)²，q(1-q)，q²，q(1-q)]，

其中，是未知的跳概率p，并且Circulant[.]是在如下的矢量自變量情況下的循環(huán)矩陣運(yùn)算符

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，卡爾曼濾波器用于自適應(yīng)地學(xué)習(xí)基于時(shí)齊HMM的狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣Π，其中，跳概率p不隨時(shí)間快速變化。另選地，預(yù)先確定典型的跳概率，例如，p＝0.001。

在本發(fā)明的一些其他實(shí)施方式中，根據(jù)基于將擴(kuò)展卡爾曼濾波器用于至少兩個(gè)連續(xù)相位估計(jì)的非時(shí)齊HMM的瞬時(shí)相位估計(jì)跳過(guò)程分析器120向解調(diào)器130提供時(shí)變狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣作為前饋軟判定信息。

例如，具有M＝4的一階非時(shí)齊HMM的狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣被表示為

其中，η是歸一化因子，使得循環(huán)矩陣運(yùn)算符的自變量向量被求和為1，并且是被定義為的三階θ函數(shù)。本發(fā)明的那些實(shí)施方式根據(jù)隨著時(shí)間的相位估計(jì)偏差向解調(diào)器提供CPE的更精確的軟判定信息。

解調(diào)器130包括符號(hào)似然度計(jì)算器131、偏斜角估計(jì)器133、相位噪聲估計(jì)器134和比特對(duì)數(shù)似然比(LLR)計(jì)算器132。根據(jù)針對(duì)FEC解碼器140的前饋軟判決信息122，解調(diào)器130接收相位恢復(fù)的數(shù)據(jù)V(k)117以計(jì)算LLR數(shù)據(jù)。在符號(hào)似然度計(jì)算器131中，符號(hào)對(duì)數(shù)似然度信息被生成為D_q＝|V-S_q|²，其中，S_q是來(lái)自Q進(jìn)制調(diào)制集{S₁，…，S_Q}的第q調(diào)制星座。

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，符號(hào)對(duì)數(shù)似然度計(jì)算通過(guò)使用如下的線性變換近似來(lái)考慮星座偏斜角和殘余相位噪聲

其中，是殘余相位噪聲離散的估計(jì)。是復(fù)值自變量的虛部，[.]^*的上標(biāo)表示復(fù)共軛，并且是第q調(diào)制S_q的角偏斜星座。角偏斜星座被定義為其中，是偏斜角的估計(jì)，并且是復(fù)值自變量的實(shí)部。

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，符號(hào)對(duì)數(shù)似然度計(jì)算基于雙線性變換近似例如，本發(fā)明的實(shí)施方式通過(guò)分別用和替換V和以修改符號(hào)對(duì)數(shù)似然度等式(1)。

符號(hào)似然度計(jì)算器131使用分別由偏斜角估計(jì)器133和相位噪聲估計(jì)134提供的偏斜角和相位噪聲離散的估計(jì)。為了估計(jì)偏斜角和相位噪聲離散，本發(fā)明的一些實(shí)施方式使用統(tǒng)計(jì)學(xué)習(xí)技術(shù)，諸如k均值法。例如，通過(guò)使用基于高斯混合模型(GMM:Gaussian mixture model)的期望最大化(EM)算法獲得偏斜角和相位噪聲離散。GMM中的混合的數(shù)量至少是調(diào)制格式的大小。

圖3是在存在針對(duì)Q＝4QAM調(diào)制的度的偏斜角的情況下相位恢復(fù)的信號(hào)V(k)的一些樣本的圖。使用GMM的EM算法，聯(lián)合地估計(jì)偏斜角301和聚類離散302。由于角偏斜，用于分離四個(gè)不同星座點(diǎn)的聚類判定邊界偏離了規(guī)則的正方形網(wǎng)格。

比特LLR計(jì)算器132從符號(hào)對(duì)數(shù)似然度D_q生成如下的第b比特LLR數(shù)據(jù)L_b

其中，分子是各個(gè)星座索引p的和，其第b比特是零，并且分母是各個(gè)星座索引q的和，其第b比特是一。

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，比特LLR計(jì)算器132使用前饋軟判定信息122(即，HMM的狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣)，以向FEC解碼器140提供更可靠的比特LLR數(shù)據(jù)。例如，通過(guò)沿著由狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣Π定義的網(wǎng)格狀態(tài)圖使用針對(duì)最大后驗(yàn)概率(MAP)的Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(BCJR)算法，計(jì)算出比特LLR。以下獲得BCJR算法中從第q狀態(tài)到第q’狀態(tài)的分支度量

其中，是根據(jù)從q至q'的狀態(tài)跳躍(state slip)的置換星座索引。

BCJR算法計(jì)算在前向維特比程序中累計(jì)分支度量的前向路徑度量、在時(shí)反方向上利用后向維特比程序累積分支度量的后向路徑度量、以及將分支度量、前向路徑度量和后向路徑度量相加的比特LLR數(shù)據(jù)L_b。

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，除了前饋軟判定信息122以外，比特LLR計(jì)算器132使用來(lái)自FEC解碼器140的反饋軟判定信息135作為turbo原理通過(guò)重新計(jì)算比特LLR數(shù)據(jù)以提高性能。對(duì)于該實(shí)施方式，比特LLR計(jì)算器132通過(guò)包括反饋軟判定信息λ_b來(lái)如下地修改分支度量等式(2)

在BCJR算法之后，比特LLR數(shù)據(jù)L_b被反饋軟判定信息λ_b減去136為L(zhǎng)_b-λ_b，并被發(fā)送至FEC解碼器140。在一個(gè)實(shí)施方式中，BCJR算法被最大對(duì)數(shù)MAP算法簡(jiǎn)化，其中，在前向和后向維特比程序處僅考慮最主導(dǎo)的分支度量。另選地，軟輸出維特比算法被用于生成近似比特LLR數(shù)據(jù)以減少?gòu)?fù)雜度。

FEC解碼器140糾正來(lái)自解調(diào)器130的LLR數(shù)據(jù)的潛在錯(cuò)誤。FEC碼包括卷積碼、turbo碼、重復(fù)累積碼、無(wú)比率(rate-less)碼以及低密度奇偶校驗(yàn)(LDPC)碼。例如，用于LDPC碼的FEC解碼器140包括并行的可變節(jié)點(diǎn)解碼器(VND)141、并行校驗(yàn)節(jié)點(diǎn)解碼器(CND)142、校正子(syndrome)檢驗(yàn)器144以及用于針對(duì)與接收到的數(shù)據(jù)相對(duì)應(yīng)的符號(hào)102產(chǎn)生硬判定的硬判定模塊146。LDPC解碼器基于置信傳播(BP)在內(nèi)回路143中的VND與CND之間交換軟判定信息直到符合終止條件為止。

終止條件包括BP迭代的最大數(shù)目或校正子檢驗(yàn)的成功。BP算法可使用和積算法、最小和算法、或Δ-最小算法。BP迭代之后，發(fā)生對(duì)軟判定信息的硬判定146以恢復(fù)發(fā)送的數(shù)據(jù)。

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，VND的軟判定信息λ_b被來(lái)自解調(diào)器的原始LLR信息L_b減去145為L(zhǎng)_b-λ_b，并且被饋送回解調(diào)器130以在turbo回路135中接收更可靠的LLR數(shù)據(jù)。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，F(xiàn)EC碼使用非二進(jìn)制碼(如非二進(jìn)制LDPC卷積碼)來(lái)提高糾錯(cuò)能力。對(duì)于該實(shí)施方式，根據(jù)非二進(jìn)制LDPC碼的伽羅瓦(Galois)域的大小，以直接的方式修改比特LLR計(jì)算器132和BP算法。

聯(lián)合偏振載波相位恢復(fù)

如圖4所示，本發(fā)明的一些實(shí)施方式同時(shí)且聯(lián)合地恢復(fù)x偏振和y偏振的載波相位。實(shí)現(xiàn)恢復(fù)方法的模塊400包括聯(lián)合偏振CPE 410、聯(lián)合偏振周跳過(guò)程分析器420、聯(lián)合偏振解調(diào)器430以及FEC解碼器140。

聯(lián)合偏振CPE 410包括白化濾波器411、并行M次冪模塊412、并行振幅歸一化器413、多輸入多輸出(MIMO)低通濾波器414以及并行相位解纏模塊415。

白化濾波器接收x偏振信號(hào)R_x 401和y偏振信號(hào)R_y 402以粗略地抵消x偏振信號(hào)與y偏振信號(hào)之間的互相關(guān)?；ハ嚓P(guān)可由不完美的偏振恢復(fù)引起和/或由光學(xué)激光線寬的相關(guān)相位噪聲引起。

例如，圖5A示出根據(jù)隨著時(shí)間接收到的角度和符號(hào)的x偏振501和y偏振502的相位軌跡的樣本。

圖5B示出了x偏振與y偏振的相位噪聲偏差互相關(guān)503。

對(duì)于聯(lián)合偏振CPE 410，相位噪聲的自協(xié)方差矩陣變?yōu)闀r(shí)間協(xié)方差K_time與偏振協(xié)方差K_Pol的卷積其中，表示Kronecker積。例如，偏振協(xié)方差矩陣被表示為

其中，C_P是x偏振信號(hào)與y偏振的信號(hào)之間的互相關(guān)。白化濾波器411通過(guò)將協(xié)方差矩陣的逆平方根(即，)乘以[R_x,R_y]^T的接收的雙偏振信號(hào)矢量來(lái)取消互相關(guān)。

MIMO低通濾波器414通過(guò)使用聯(lián)合偏振自協(xié)方差來(lái)抑制加性噪聲。例如，MIMO低通濾波器使用多變量最小均方誤差(MMSE)FIR濾波器。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式中，MIMO低通濾波器基于MIMO的最小均方(LMS)自適應(yīng)濾波器或MIMO遞歸最小二乘方(RLS)自適應(yīng)濾波器。在另一個(gè)實(shí)施方式中，MIMO低通濾波器基于內(nèi)核濾波器(包括內(nèi)核卡爾曼濾波器、內(nèi)核支持矢量機(jī)、人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)和粒子過(guò)濾器)，以處理非線性信道統(tǒng)計(jì)。

在相位解纏和判定模塊415之后，雙偏振相位估計(jì)被用于經(jīng)由延遲405恢復(fù)433x偏振信號(hào)R_x 401和y偏振信號(hào)R_y 402的載波相位。

聯(lián)合偏振跳過(guò)程分析器420饋送雙偏振相位估計(jì)并且基于多變量HMM估計(jì)雙偏振狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣，其中，立刻考慮兩個(gè)跳狀態(tài)。

例如，一階HMM的狀態(tài)的總數(shù)是至少M(fèi)²，其代表x偏振狀態(tài)與y偏振狀態(tài)的所有組合。聯(lián)合偏振狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣是使用卡爾曼濾波器估計(jì)的，并且被發(fā)送至聯(lián)合偏振解調(diào)器430以補(bǔ)償潛在的周跳。一個(gè)實(shí)施方式可使用擴(kuò)展的卡爾曼平滑器，其中，發(fā)生有一定滯后的估計(jì)。

如在單一偏振實(shí)施方式的情況那樣使用估計(jì)的偏斜角431a和相位噪聲離散432，聯(lián)合偏振解調(diào)器430接收相位恢復(fù)的x偏振信號(hào)和y偏振信號(hào)來(lái)計(jì)算435相應(yīng)的符號(hào)似然度數(shù)據(jù)。然后，根據(jù)來(lái)自跳過(guò)程分析器420的前饋軟判定信息(即，聯(lián)合偏振狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣)，聯(lián)合偏振LLR計(jì)算器431立即計(jì)算兩個(gè)偏振的比特LLR數(shù)據(jù)。

例如，通過(guò)使用沿著基于聯(lián)合偏振狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣的擴(kuò)展的網(wǎng)格狀態(tài)圖的BCJR算法，獲得比特LLR數(shù)據(jù)。比特LLR數(shù)據(jù)被發(fā)送至FEC解碼器140。在一個(gè)實(shí)施方式中，聯(lián)合偏振解調(diào)器430使用來(lái)自turbo原理中的FEC解碼器140的反饋的軟判定信息以通過(guò)重新計(jì)算比特LLRl2提高性能。

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，用于恢復(fù)聯(lián)合偏振載波相位的方法被擴(kuò)展至更高維的信號(hào)空間。例如，當(dāng)光通信系統(tǒng)使用空分復(fù)用、模分復(fù)用、波分復(fù)用或頻分復(fù)用以及偏振分復(fù)用時(shí)，信號(hào)數(shù)增加至超過(guò)兩個(gè)。對(duì)于那些實(shí)施方式，通過(guò)聯(lián)合考慮空間協(xié)方差矩陣、模態(tài)協(xié)方差矩陣等的卷積，進(jìn)一步擴(kuò)展自協(xié)方差矩陣。通過(guò)使用諸如RLS算法和卡爾曼濾波器的任何MIMO自適應(yīng)濾波器，MIMO濾波器414可以以直接的方式被擴(kuò)展至任何多維信號(hào)空間。

導(dǎo)頻輔助載波相位恢復(fù)

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，用于光通信的發(fā)射器向所發(fā)射的序列周期性地插入已知導(dǎo)頻符號(hào)。例如，每N個(gè)符號(hào)數(shù)據(jù)插入J個(gè)符號(hào)的導(dǎo)頻，例如，J＝1并且N＝99，導(dǎo)頻開(kāi)銷1％。本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式使用解調(diào)器130或聯(lián)合偏振解調(diào)器430處的導(dǎo)頻符號(hào)以向FEC解碼器140提供更可靠的LLR數(shù)據(jù)。例如，比特LLR計(jì)算器132或聯(lián)合LLR計(jì)算器431在網(wǎng)格狀態(tài)圖中使用BCJR算法，其中，針對(duì)導(dǎo)頻符號(hào)處的已知導(dǎo)頻索引，限制分支度量等式(2)。通過(guò)限制導(dǎo)頻符號(hào)中的分支度量計(jì)算，為FEC解碼器140實(shí)現(xiàn)更可靠的LLR數(shù)據(jù)以更有效地糾正潛在錯(cuò)誤。

本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式除了解調(diào)器外還使用CPE 110或410處的導(dǎo)頻符號(hào)以更準(zhǔn)確地估計(jì)載波相位。例如，CPE通過(guò)使用最小二乘(LS)估計(jì)估計(jì)如下載波相位，

其中，是在第k符號(hào)處具有索引的導(dǎo)頻符號(hào)。在本發(fā)明的實(shí)施方式中，通過(guò)在LS估計(jì)后使用線性變換MAP估計(jì)中的多個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)來(lái)提高相位估計(jì)的精度。

例如，導(dǎo)頻輔助CPE根據(jù)本實(shí)施方式重新估計(jì)如下載波相位

其中，是更新的相位估計(jì)矢量，A是對(duì)角矩陣，其第k條目由導(dǎo)頻符號(hào)給出為是基于LS解的初始相位估計(jì)矢量，并且Y是誤差矢量，其第條目被給定為因子κ是任意正實(shí)值數(shù)，例如，κ＝Kσ²?？梢赃M(jìn)行基于線性變換MAP的上述相位重新估計(jì)直到收斂為止。

在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，數(shù)據(jù)符號(hào)期間的載波相位被導(dǎo)頻符號(hào)處的相位估計(jì)內(nèi)插。例如，基于相位噪聲自協(xié)方差矩陣的MMSE插值用于估計(jì)數(shù)據(jù)符號(hào)期間的載波相位。另選地，可以使用高斯過(guò)程插值以提供載波相位估計(jì)以及估計(jì)的確定性程度。例如，通過(guò)使用克里金(Kriging)插值來(lái)執(zhí)行高斯過(guò)程插值，其中，確定性程度從相位噪聲自協(xié)方差矩陣K_p導(dǎo)出。確定性程度信息被用在解調(diào)器以計(jì)算更準(zhǔn)確的似然度數(shù)據(jù)。例如，確定性程度確定方程(1)的符號(hào)似然度計(jì)算中的有效相位噪聲離散。

【工業(yè)實(shí)用性】

本發(fā)明的系統(tǒng)和方法適用于多種領(lǐng)域的光通信。