本發(fā)明一般涉及通過(guò)信道的數(shù)字通信，并且特別地涉及在低延時(shí)高速通信系統(tǒng)中使用的線性均衡器。

背景技術(shù)：

在毫米波長(zhǎng)頻帶(例如e頻帶(71-76ghz和81-86ghz))中的無(wú)線通信通常具有大約每秒千兆比特(gbps)的數(shù)據(jù)速率。在這種高數(shù)據(jù)速率下，減輕由無(wú)線信道中的無(wú)線電信號(hào)多徑傳播引起的符號(hào)間干擾(isi)以及由連接電纜引起的信號(hào)反射一直是重大的技術(shù)挑戰(zhàn)。

正交頻分復(fù)用(ofdm)及其變型(例如具有頻域均衡的單載波(sc-fde))通常處理寬帶通信中的大的多徑延遲擴(kuò)展。然而，在頻域中的ofdm信號(hào)的均衡引入大的處理延遲，并且由于使用保護(hù)間隔，也降低了頻譜效率。

具有高級(jí)均衡器(例如判定反饋均衡器)的單載波系統(tǒng)是用于處理isi的另一選擇。然而，對(duì)于在固件實(shí)現(xiàn)中要求非常高的時(shí)鐘速率的高速系統(tǒng)，這種均衡不能以足夠高的速度執(zhí)行以滿足數(shù)據(jù)速率要求。因此，當(dāng)需要低處理延遲時(shí)，具有線性均衡的單載波系統(tǒng)成為用于高速系統(tǒng)的isi減輕的唯一可行的解決方案。

發(fā)射器側(cè)均衡(在下文中稱之為預(yù)均衡)在減少與接收器側(cè)線性均衡相關(guān)聯(lián)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性和噪聲增強(qiáng)效應(yīng)方面是有效的。通常，線性均衡器需要具有長(zhǎng)脈沖響應(yīng)以均衡甚至具有短延遲擴(kuò)展的線性信道，這意味著如果在接收器處實(shí)現(xiàn)均衡，則均衡復(fù)雜性通常將非常高。這種均衡也可以引起顯著的噪聲增強(qiáng)效應(yīng)。將這種均衡從接收器移到發(fā)射器(即，預(yù)均衡)可以通過(guò)使用基于預(yù)定義的信號(hào)星座創(chuàng)建的預(yù)定義的查找表來(lái)顯著降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性和延時(shí)。噪聲增強(qiáng)效應(yīng)也可以被減輕，因?yàn)榘l(fā)射器處的信噪比與接收器處的信噪比相比大得多。

更一般地，在發(fā)射器側(cè)的預(yù)均衡和在接收器側(cè)的均衡都是同時(shí)實(shí)現(xiàn)的。在一種方法中，通信信道的脈沖響應(yīng)被因式分解為兩個(gè)脈沖響應(yīng)的乘積，并且每個(gè)通過(guò)發(fā)射器或接收器均衡來(lái)補(bǔ)償。然而，這種因式分解需要非常復(fù)雜的計(jì)算。在另一方面，信道均衡主要在發(fā)射器處實(shí)現(xiàn)，并且接收器側(cè)均衡僅用于處理在發(fā)射器處的預(yù)均衡之后的殘余信道效應(yīng)。

在發(fā)射器處的預(yù)均衡中使用的系數(shù)需要使用例如在接收器處估計(jì)的信道的脈沖響應(yīng)來(lái)生成。然而，當(dāng)信道是時(shí)變的時(shí)候，需要一種機(jī)制來(lái)跟蹤信道變化并更新均衡系數(shù)。通常，預(yù)均衡或非預(yù)均衡訓(xùn)練序列用于估計(jì)信道的脈沖響應(yīng)，并在發(fā)射器和接收器兩者處生成均衡系數(shù)。

由于信道的脈沖響應(yīng)的低復(fù)雜性，通常在頻域中估計(jì)信道的脈沖響應(yīng)。當(dāng)使用預(yù)均衡訓(xùn)練序列時(shí)，在頻域中，在一個(gè)頻率點(diǎn)的接收信號(hào)可以表示為y＝hpx+n，其中y是接收信號(hào)，h是信道響應(yīng)，p是預(yù)均衡器系數(shù)，x是訓(xùn)練信號(hào)，并且n是噪聲?？梢酝ㄟ^(guò)將hp作為組合信道響應(yīng)來(lái)生成接收器均衡器系數(shù)，而發(fā)射器預(yù)均衡系數(shù)需要通過(guò)信道響應(yīng)h來(lái)確定，信道響應(yīng)h可以通過(guò)從組合信道響應(yīng)hp的估計(jì)中去除預(yù)均衡器系數(shù)p來(lái)獲得。當(dāng)使用非預(yù)均衡訓(xùn)練序列時(shí)，接收信號(hào)為y＝hx+n，并且接收器側(cè)均衡系數(shù)的估計(jì)需要將預(yù)均衡器p與信道響應(yīng)h的估計(jì)組合。在任一情況下，接收器需要知道預(yù)均衡系數(shù)何時(shí)更新。估計(jì)性能也受到下述方面的影響：在使用預(yù)均衡訓(xùn)練的情況下，在頻域中使用非恒定幅度訓(xùn)練信號(hào)，以及在使用非預(yù)均衡訓(xùn)練序列的情況下，由將噪聲信道的脈沖響應(yīng)的估計(jì)和預(yù)均衡器組合產(chǎn)生的雙重噪聲效應(yīng)。

在現(xiàn)有系統(tǒng)中，每個(gè)幀中的這些訓(xùn)練序列通常是相同的。如果需要多個(gè)訓(xùn)練序列，則它們被連接在幀的前導(dǎo)碼中。然而，長(zhǎng)前導(dǎo)碼導(dǎo)致長(zhǎng)延遲。

同相和正交(i/q)失調(diào)是具有i/q調(diào)制架構(gòu)的無(wú)線系統(tǒng)的另一個(gè)重要問(wèn)題，即，基帶信號(hào)通過(guò)兩個(gè)單獨(dú)的同相(i)和正交(q)信道被調(diào)制到中頻(if)或射頻(rf)載波(或從中頻(if)或射頻(rf)載波解調(diào))。由于i和q信道傳輸特性之間的差異(因此稱為i/q失調(diào)或失配)，如果這種損害存在于發(fā)射器和/或接收器側(cè)，則信號(hào)將失真。如果信號(hào)帶寬大，則i/q失調(diào)也是頻率相關(guān)的(即，i/q失調(diào)在整個(gè)帶寬上的不同頻率處是不同的)。

在現(xiàn)有技術(shù)中發(fā)現(xiàn)了用于i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)亩喾N技術(shù)。這些技術(shù)中的大多數(shù)僅在接收器側(cè)處理i/q失調(diào)補(bǔ)償，然而發(fā)射器和接收器側(cè)的失調(diào)在實(shí)際系統(tǒng)中同時(shí)存在。對(duì)發(fā)射器和接收器側(cè)失調(diào)都估計(jì)和補(bǔ)償是非常具有挑戰(zhàn)性的，因?yàn)槭д{(diào)信號(hào)被糾纏并且因此將它們分離以實(shí)現(xiàn)良好的估計(jì)通常很復(fù)雜?，F(xiàn)有方法通常需要離線校準(zhǔn)以獲得對(duì)發(fā)射器側(cè)失配的估計(jì)，并且然后使用接收信號(hào)估計(jì)接收器側(cè)失配。然而，該校準(zhǔn)將中斷正常操作，并且在連續(xù)傳輸系統(tǒng)(例如回程系統(tǒng))中是不可行的。有限數(shù)量的方法提出聯(lián)合估計(jì)發(fā)射器和接收器側(cè)失配，然而，它們的復(fù)雜性非常高，這使得它們?cè)趯?shí)際硬件中的實(shí)現(xiàn)是不切實(shí)際的。

因此，存在對(duì)用在低延時(shí)高速通信系統(tǒng)中的替代均衡器的需求。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是基本上克服或至少改善現(xiàn)有布置的一個(gè)或多個(gè)缺點(diǎn)。

根據(jù)本公開(kāi)的第一個(gè)方面，提供了一種通信系統(tǒng)，包括：

發(fā)射器，用于發(fā)送多個(gè)幀，多個(gè)幀是包含不同訓(xùn)練序列的至少兩個(gè)連續(xù)幀；和

接收器，用于通過(guò)信道接收從發(fā)射器傳送的數(shù)據(jù)，接收器組合并聯(lián)合地處理由發(fā)射器發(fā)射的至少兩個(gè)連續(xù)幀，以估計(jì)信道的信道狀態(tài)。根據(jù)本公開(kāi)的第二個(gè)方面，提供了一種用于在通信系統(tǒng)中執(zhí)行均衡的方法，該方法包括以下步驟：

通過(guò)發(fā)射器的時(shí)變線性均衡器對(duì)至少第一訓(xùn)練序列應(yīng)用均衡，以產(chǎn)生均衡的第一訓(xùn)練序列；

由發(fā)射器通過(guò)信道向接收器發(fā)送均衡的第一訓(xùn)練序列；

通過(guò)接收器線性均衡器對(duì)均衡的第一訓(xùn)練序列應(yīng)用均衡以產(chǎn)生第一數(shù)據(jù)；

從第一數(shù)據(jù)估計(jì)要由接收器線性均衡器在將來(lái)的均衡中使用的均衡系數(shù)；

通過(guò)發(fā)射器的固定線性均衡器對(duì)第二訓(xùn)練序列應(yīng)用均衡以產(chǎn)生均衡的第二訓(xùn)練序列；

由發(fā)射器通過(guò)信道向接收器發(fā)射均衡的第二訓(xùn)練序列；

從均衡的第二訓(xùn)練序列估計(jì)接收器中的信道的信道狀態(tài)；

從接收器向發(fā)射器反饋信道狀態(tài)；和

從信道狀態(tài)估計(jì)用于產(chǎn)生時(shí)變線性均衡器在將來(lái)的均衡中的系數(shù)的均衡系數(shù)。

根據(jù)本公開(kāi)的第三個(gè)方面，提供了一種發(fā)射器，包括：

時(shí)變線性均衡器，用于對(duì)第一訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)負(fù)載應(yīng)用均衡；和

固定線性均衡器，用于對(duì)第二訓(xùn)練序列應(yīng)用均衡。

還公開(kāi)了本發(fā)明的其它方面。

附圖說(shuō)明

現(xiàn)在將參照附圖描述本發(fā)明的一個(gè)或多個(gè)實(shí)施例，其中：

圖1a和1b顯示了根據(jù)本公開(kāi)的基帶通信系統(tǒng)的示意性框圖；

圖2a示出了具有i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)目勺兙€性均衡器的結(jié)構(gòu)；

圖2b示出了具有i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)木€性均衡器的結(jié)構(gòu)；

圖3a和3b示出奇數(shù)和偶數(shù)數(shù)據(jù)幀的序列，以及那些數(shù)據(jù)幀的內(nèi)容；

圖4顯示了用于圖1所示的信道的初始估計(jì)的方法的示意性流程圖；

圖5示出了對(duì)訓(xùn)練信號(hào)的頻譜的影響下采樣；

圖6a顯示了用于示例情況的rx濾波器的結(jié)構(gòu)的示意性框圖；

圖6b顯示了多相濾波器的結(jié)構(gòu)的示意性框圖；

圖7顯示了對(duì)應(yīng)于圖6a的示例情況的具有i/q失調(diào)補(bǔ)償和均衡的預(yù)編碼器的結(jié)構(gòu)的示意性框圖；

圖8顯示了從接收器向發(fā)射器的分組反饋；

圖9示出了具有數(shù)據(jù)幀的前導(dǎo)碼的調(diào)制反饋位；

圖10示出了在當(dāng)前幀的周期上實(shí)現(xiàn)基帶處理，并且將處理的結(jié)果應(yīng)用于接下來(lái)的兩個(gè)幀，而不是當(dāng)前幀；

圖11示出了在圖10所示的處理中使用的特殊預(yù)編碼結(jié)構(gòu)；

圖12示出由圖1所示的系統(tǒng)的接收器執(zhí)行的估計(jì)i/q失調(diào)參數(shù)和信道的脈沖響應(yīng)的方法的示意性流程圖；

圖13顯示了由圖1所示的系統(tǒng)的發(fā)射器執(zhí)行的估計(jì)i/q失調(diào)參數(shù)和改善信道的脈沖響應(yīng)的方法的示意性流程圖；和

圖14顯示了一種配置，其中本文公開(kāi)的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)在組合的現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列和個(gè)人計(jì)算機(jī)二者中。

具體實(shí)施方式

本文公開(kāi)了一種用于實(shí)現(xiàn)高速低延時(shí)全雙工無(wú)線點(diǎn)對(duì)點(diǎn)鏈路的方法和裝置。這包括發(fā)送一個(gè)或多個(gè)訓(xùn)練序列、執(zhí)行信道估計(jì)和均衡、信道反饋、發(fā)射器和接收器濾波器以及將發(fā)射器和接收器濾波應(yīng)用于特別配置的幀結(jié)構(gòu)中的數(shù)據(jù)負(fù)載。還可選地執(zhí)行i/q失調(diào)估計(jì)和補(bǔ)償。

圖1a顯示了基本基帶通信系統(tǒng)100的示意性框圖?；净鶐ㄐ畔到y(tǒng)100包括發(fā)射器110，其經(jīng)由信道120與接收器130通信。

在系統(tǒng)100中，在發(fā)射器110和接收器130中都執(zhí)行線性均衡。更具體地，發(fā)射器110包括可變線性均衡器112以及固定線性均衡器114，而接收器130只包括線性均衡器138。

固定線性均衡器114使用隨時(shí)間固定的均衡系數(shù)。更具體地，固定線性均衡器114的均衡系數(shù)在系統(tǒng)100的安裝和校準(zhǔn)期間被預(yù)先確定。在最簡(jiǎn)單的情況下，當(dāng)省略校準(zhǔn)或者校準(zhǔn)結(jié)果建議單個(gè)系數(shù)為1時(shí)，固定線性均衡器114的脈沖響應(yīng)是時(shí)域中的δ函數(shù)(即，在頻域中的每個(gè)子載波處的常數(shù)1)。

可變線性均衡器112和線性均衡器138使用隨時(shí)間變化的均衡系數(shù)?？勺兙€性均衡器112的變化均衡系數(shù)的值由發(fā)射器110使用來(lái)自接收器130的反饋信道(未示出)來(lái)確定。

在系統(tǒng)100中，訓(xùn)練序列與數(shù)據(jù)符號(hào)151一起由模塊105被前向糾錯(cuò)編碼(fec)并調(diào)制。然后將所得數(shù)據(jù)符號(hào)x(n)輸入到可變線性均衡器112以產(chǎn)生輸出符號(hào)y(n)。在通過(guò)信道120發(fā)送信號(hào)之前，接下來(lái)將輸出符號(hào)y(n)提供給脈沖整形濾波器118。

在接收器130處，從信道120接收的信號(hào)首先被傳遞到匹配濾波器132，匹配濾波器132對(duì)應(yīng)于發(fā)射器110的脈沖整形濾波器118。然后匹配濾波器132的輸出r(n)輸入到線性均衡器138以生成輸出符號(hào)z(n)。然后將輸出符號(hào)z(n)提供給模塊140，模塊140應(yīng)用fec解碼和解調(diào)以提供輸出數(shù)據(jù)位155。處理輸出數(shù)據(jù)位155以用于分組同步、信道估計(jì)和其它功能(例如載波頻率偏移(cfo)估計(jì))。

以類似的方式，將不同的訓(xùn)練序列152輸入到固定線性均衡器114，隨后由脈沖整形濾波器118進(jìn)行脈沖整形。然后，通過(guò)信道120發(fā)送所得到的信號(hào)。在接收器130中，在將所得到的數(shù)據(jù)符號(hào)輸入到輸出數(shù)據(jù)156的信道估計(jì)模塊139之前，從信道120接收的信號(hào)也被傳遞到匹配濾波器132。

以下面詳細(xì)描述的方式，使用分別添加到數(shù)據(jù)151和152的訓(xùn)練序列來(lái)確定可變線性均衡器112和線性均衡器138的變化均衡系數(shù)。在接收器130處使用訓(xùn)練序列152估計(jì)的信道狀態(tài)信息(csi)從接收器130反饋到發(fā)射器110，并且然后用于計(jì)算可變線性均衡器112的系數(shù)。

圖1b顯示了擴(kuò)展基帶通信系統(tǒng)100’的示意性框圖。擴(kuò)展基帶通信系統(tǒng)100’具有與上面參照?qǐng)D1a描述的基本基帶通信系統(tǒng)100相同的許多元件。因此，在參考具有與圖1a中使用的相同的附圖標(biāo)記的圖1b中的元件時(shí)，除非出現(xiàn)相反的意圖，否則為了本說(shuō)明書(shū)的目的這些元件具有相同的功能或操作。

類似于上述系統(tǒng)100，系統(tǒng)100’的發(fā)射器110’包括可變線性均衡器112’以及固定線性均衡器114，而接收器130’僅包括線性均衡器138’。然而，發(fā)射器110’的可變線性均衡器112’和接收器130’的線性均衡器138’將信道均衡與同相(i)和正交(q)信道(i/q)失調(diào)補(bǔ)償組合。

系統(tǒng)100和100’之間的另一個(gè)差別是系統(tǒng)100’的發(fā)射器110’包括采樣速率轉(zhuǎn)換(src)模塊115，其將從可變線性均衡器112’或固定線性均衡器114輸出的符號(hào)從符號(hào)速率轉(zhuǎn)換到期望的碼片速率。類似地，系統(tǒng)100’的接收器130’包括另一個(gè)src模塊135，src模塊135接收匹配濾波器132的輸出，并且在得到的數(shù)據(jù)符號(hào)被輸入到線性均衡器138’或者信道估計(jì)模塊139之前將符號(hào)從碼片速率轉(zhuǎn)換回符號(hào)速率，線性均衡器138’還執(zhí)行i/q失調(diào)補(bǔ)償。

以下面詳細(xì)描述的方式，使用分別添加到數(shù)據(jù)151和152的訓(xùn)練序列來(lái)確定i/q失調(diào)參數(shù)以及可變線性均衡器112’和線性均衡器138’的變化均衡系數(shù)。在接收器130’處使用訓(xùn)練序列152’估計(jì)的信道狀態(tài)信息(csi)從接收器130’反饋到發(fā)射器110’，并且然后用于計(jì)算可變線性均衡器112’的系數(shù)和i/q失調(diào)參數(shù)。

再次參考分別包含并由相應(yīng)的訓(xùn)練序列組成的數(shù)據(jù)151和152，圖3a示出了奇數(shù)和偶數(shù)數(shù)據(jù)幀的序列。圖3b更詳細(xì)地示出奇數(shù)和偶數(shù)數(shù)據(jù)幀。物理層數(shù)據(jù)幀通常由前導(dǎo)碼、phy報(bào)頭和數(shù)據(jù)負(fù)載組成。每個(gè)數(shù)據(jù)幀的前導(dǎo)碼包括訓(xùn)練序列。原則上，訓(xùn)練序列可以出現(xiàn)在數(shù)據(jù)幀的任何位置。在公開(kāi)的系統(tǒng)100和100’中，兩個(gè)不同的訓(xùn)練序列被用作交替幀的前導(dǎo)碼。因此，定義了奇數(shù)和偶數(shù)幀、奇數(shù)和偶數(shù)前導(dǎo)碼以和奇數(shù)和偶數(shù)訓(xùn)練序列。奇數(shù)數(shù)據(jù)幀以及偶數(shù)數(shù)據(jù)幀的phy報(bào)頭和數(shù)據(jù)負(fù)載以參考圖1a針對(duì)訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)符號(hào)151描述的方式進(jìn)行處理。以針對(duì)訓(xùn)練序列152描述的方式處理偶數(shù)前導(dǎo)碼。因此，偶數(shù)幀的數(shù)據(jù)和前導(dǎo)碼分別使用不同的均衡器112和114。

下面描述的優(yōu)選訓(xùn)練序列被特別設(shè)計(jì)以實(shí)現(xiàn)最佳i/q失調(diào)估計(jì)性能。這種訓(xùn)練序列所需的必要屬性是時(shí)域信號(hào)的實(shí)部和虛部的頻域響應(yīng)是正交的。處于符號(hào)速率的離散時(shí)域中的訓(xùn)練序列被表示為：

x(n)＝xi(n)+jxq(n)，其中n＝0,1,...,ns-1(1)

其中是虛數(shù)單位，xi(n)和xq(n)分別是訓(xùn)練序列x(n)的實(shí)部和虛部，并且ns是訓(xùn)練序列x(n)的長(zhǎng)度。令xe(k)和xo(k)是分別對(duì)于實(shí)部xi(n)和虛部xq(n)在子載波k處的頻率響應(yīng)。然后，實(shí)部xi(n)和虛部xq(n)的正交性可以表示為任一xe(k)xo(k)＝0，而頻率響應(yīng)xe(k)和xo(k)不同時(shí)為零。需要這樣的屬性來(lái)分離和估計(jì)頻域中的i/q失調(diào)。

構(gòu)建這樣的訓(xùn)練序列x(n)的一個(gè)示例如下：令x(k)(k＝0,1,...,ns-1)是實(shí)數(shù)并且僅取值+1或-1(為了計(jì)算簡(jiǎn)單)。令對(duì)于任意偶數(shù)k，xe(k)＝x(k)，并且對(duì)任意奇數(shù)k，xe(k)＝0，以及對(duì)任意奇數(shù)k，xo(k)＝x(k)，并且對(duì)任意偶數(shù)k,xo(k)＝0。令xi(n)和xq(n)分別是xe(k)和xo(k)的ns點(diǎn)離散傅里葉逆變換(idft)。然后，x(k)＝xe(k)+xo(k)是x(n)＝xi(n)+jxq(n)的dft。

可以在偶數(shù)和奇數(shù)幀中都使用如上設(shè)計(jì)的相同的訓(xùn)練序列。為了其它目的(例如奇數(shù)和偶數(shù)幀的識(shí)別)，也可以使用不同的訓(xùn)練序列。為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，此后假定在奇數(shù)和偶數(shù)幀中都使用相同的序列。然而，應(yīng)注意，如上所述，應(yīng)用于偶數(shù)和奇數(shù)幀中的序列的處理是不同的。

圖2a示出了以符號(hào)速率操作的具有i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)陌l(fā)射器110’的可變線性均衡器112’的結(jié)構(gòu)?？勺兙€性均衡器接收數(shù)據(jù)符號(hào)x(n)的實(shí)部xi(n)和虛部xq(n)(它們被分離地均衡)作為輸入。在均衡之后的i/q失調(diào)補(bǔ)償由參數(shù)tg(θ)表示，其中θ是相位失調(diào)并且tg()是正切函數(shù)，并且hq/i(n)是如下面詳細(xì)描述的頻率相關(guān)幅度失調(diào)。

圖2b示出了也以符號(hào)速率操作的具有i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)慕邮掌?30’的線性均衡器的結(jié)構(gòu)。src模塊135的輸出r(n)是被表示為實(shí)部ri(n)和虛部rq(n)的輸入。在接收器中，i/q失調(diào)由參數(shù)tg(θ)表示，其中θ是相位失調(diào)，hi/q(n)是頻率相關(guān)幅度失調(diào)。基于tg(θ)和hi/q(n)的估計(jì)，首先將接收信號(hào)r(n)的實(shí)分量和虛分量傳遞到i/q失配補(bǔ)償模塊。然后，以下面詳細(xì)描述的方式，由接收器均衡器rxeqz處理補(bǔ)償?shù)男盘?hào)。

接下來(lái)描述估計(jì)信道120的i/q失調(diào)參數(shù)和脈沖響應(yīng)。如將要描述的，奇數(shù)前導(dǎo)碼用于估計(jì)接收器側(cè)i/q失調(diào)參數(shù)(tg(θ)和hi/q(n))和由線性均衡器138’執(zhí)行的線性均衡的系數(shù)。另一方面，偶數(shù)前導(dǎo)碼用于基于信道120的脈沖響應(yīng)的估計(jì)來(lái)估計(jì)發(fā)射器側(cè)i/q失調(diào)參數(shù)(tg(θ)和hq/i(n))和在可變線性均衡器112’中執(zhí)行的可變線性均衡的系數(shù)，信道120的脈沖響應(yīng)被從接收器130’反饋到發(fā)射器110’。

如參照?qǐng)D1b所描述的，奇數(shù)前導(dǎo)碼由發(fā)射器110’，并且更具體地由可變線性均衡器112’，用i/q失調(diào)補(bǔ)償進(jìn)行預(yù)均衡。在信號(hào)通過(guò)信道120之后，在頻域中獲得初始信道估計(jì)。圖4顯示了用于在接收器130’中執(zhí)行的信道120的初始估計(jì)的方法400的示意性流程圖。相同的方法400也應(yīng)用于偶數(shù)幀。因此，硬件(處理)資源可以在高效實(shí)施中共享。從偶數(shù)幀獲得的初始信道估計(jì)被反饋到發(fā)射器110’，用于以預(yù)定義的時(shí)間間隔估計(jì)發(fā)射器側(cè)i/q失調(diào)參數(shù)(tg(θ)和hq/i(n))和可變線性均衡的系數(shù)。

在描述方法400中執(zhí)行的信道120的脈沖響應(yīng)的初始估計(jì)之前，首先通過(guò)示例的方式描述在模塊115中執(zhí)行的采樣速率轉(zhuǎn)換。假設(shè)符號(hào)速率為3.75gsps并且碼片速率為5gsps。在示例中，在每個(gè)前導(dǎo)碼中使用k個(gè)訓(xùn)練序列。一個(gè)訓(xùn)練序列用作循環(huán)前綴，并且因此將在接收器130’處吸收來(lái)自先前幀的多徑干擾。處于符號(hào)速率的訓(xùn)練序列具有長(zhǎng)度ns，而處于碼片速率的訓(xùn)練序列具有長(zhǎng)度

假設(shè)匹配濾波器132為根升余弦(rrc)濾波器。對(duì)于從5gsps到3.75gsps的src，需要由三個(gè)濾波器組成的多相濾波器組。每個(gè)濾波器以碼片速率5gsps被采樣。

參考圖4，在確定同步點(diǎn)之后，在步驟410中將在剩余的k-1個(gè)訓(xùn)練序列上平均的采樣塊輸入到n點(diǎn)dft。接下來(lái)步驟410的輸出在步驟420中乘以頻域中的預(yù)先計(jì)算的rrc波形，以應(yīng)用模塊132的匹配濾波，得到n點(diǎn)頻域接收訓(xùn)練信號(hào)s(k)。

為了將接收的訓(xùn)練信號(hào)s(k)從5gsps碼片速率轉(zhuǎn)換到3.75gsps符號(hào)速率(如在接收器130’的src模塊135中執(zhí)行的)，在步驟430中對(duì)接收的訓(xùn)練信號(hào)進(jìn)行下采樣，以獲得對(duì)應(yīng)于ns點(diǎn)時(shí)域信號(hào)的頻域訓(xùn)練信號(hào)r(k)。

圖5示出了下采樣對(duì)訓(xùn)練信號(hào)的頻譜的影響。更具體地，對(duì)以5gsps碼片速率接收的訓(xùn)練信號(hào)進(jìn)行下采樣以獲得3.75gsps符號(hào)速率的訓(xùn)練信號(hào)r(k)，導(dǎo)致訓(xùn)練信號(hào)r(k)的頻譜的重疊。

注意，上述信道估計(jì)中的頻譜重疊過(guò)程適用于轉(zhuǎn)換比是有理數(shù)的任何其它采樣速率轉(zhuǎn)換問(wèn)題。通過(guò)改變采樣速率轉(zhuǎn)換的參數(shù)，重疊頻譜的寬度將改變。

下采樣在數(shù)學(xué)上表示為：

接下來(lái)，在步驟440中，訓(xùn)練信號(hào)r(k)在頻域中乘以原始訓(xùn)練序列x(k)，以獲得初始信道脈沖響應(yīng)：

如果不存在i/q失配，則初始信道脈沖響應(yīng)的逆可以直接用于均衡。注意，代替使用基本上是最小二乘均衡方法的可以使用最小比合并(mrc)方法。令c(k)＝s(k)x5(k)，k＝0，1，...，n-1，其中x5(k)是以5gsps重采樣的信號(hào)x(k)。然后，mrc均衡器系數(shù)可以表示為：

其中nb是與脈沖整形濾波器的帶寬相關(guān)的參數(shù)。例如，當(dāng)脈沖整形濾波器具有4.25ghz的有效帶寬時(shí)對(duì)于以5gsps接收的頻域信號(hào)y(k)，mrc均衡和下采樣到3.75gsps符號(hào)速率的過(guò)程可以實(shí)現(xiàn)為：

以下，將使用最小二乘均衡作為示例，但是對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，對(duì)mrc均衡的擴(kuò)展將是顯而易見(jiàn)的。

圖12顯示了由接收器130’執(zhí)行的估計(jì)在線性均衡器138’中使用的i/q失調(diào)參數(shù)和信道120的脈沖響應(yīng)的方法200的示意性流程圖。方法200開(kāi)始于步驟205，其中信道相位估計(jì)為：

隨后是步驟210，其中初始信道脈沖響應(yīng)的偶數(shù)樣本k＝0,2,...,ns-2被內(nèi)插以獲得heven(k)。類似地，在步驟215中，初始信道脈沖響應(yīng)的奇數(shù)樣本k＝1,3,...,ns-1被內(nèi)插以獲得hodd(k)。接下來(lái)，在步驟220中，heven(k)除以hodd(k)以獲得：

he/o(k)＝heven(k)/hodd(k)。(7)

然后在步驟225中，接收器側(cè)i/q失調(diào)參數(shù)被估計(jì)為：

其中(·)e和(·)o分別表示括號(hào)中的函數(shù)的共軛對(duì)稱部分和共軛反對(duì)稱部分，并且hi/q(k)表示頻率相關(guān)幅度失調(diào)hi/q(n)的dft。

最后，在步驟230中，信道120的脈沖響應(yīng)估計(jì)為：

其中re(k)和ro(k)分別表示訓(xùn)練信號(hào)r(k)的共軛對(duì)稱部分和共軛反對(duì)稱部分。

偶數(shù)訓(xùn)練序列由發(fā)射器110的固定線性均衡器114預(yù)均衡，而沒(méi)有任何i/q失調(diào)補(bǔ)償。在通過(guò)方法400(圖4)的步驟410和420處理均衡的偶數(shù)訓(xùn)練序列之后，為了方便起見(jiàn)，在步驟430中的src之后，頻域中的接收的偶數(shù)訓(xùn)練序列仍然表示為r(k)。在步驟440中，初始信道脈沖響應(yīng)由信道估計(jì)模塊139估計(jì)為：

然后，將初始信道脈沖響應(yīng)反饋到發(fā)射器110以估計(jì)i/q失調(diào)參數(shù)。圖13顯示了估計(jì)發(fā)射器側(cè)i/q失調(diào)參數(shù)并改進(jìn)信道脈沖響應(yīng)h(k)的方法250的示意性流程圖。

方法250開(kāi)始于步驟255，其中初始信道脈沖響應(yīng)的奇數(shù)樣本k＝1,3,...,ns-1被內(nèi)插以獲得hodd(k)。以類似的方式，在步驟260中，初始信道脈沖響應(yīng)的偶數(shù)樣本k＝0,2,...,ns-2被內(nèi)插以獲得heven(k)。在之后的步驟265中，hodd(k)除以heven(k)以得到：

ho/e(k)＝hodd(k)/heven(k)。(12)

接下來(lái)，在步驟270中，用在可變線性均衡器112’中的i/q失調(diào)參數(shù)被估計(jì)為：

其中hq/i(k)表示頻率相關(guān)幅度失調(diào)hq/i(n)的dft。

最后，在步驟275中，通過(guò)如下去除i/q失調(diào)來(lái)改進(jìn)信道脈沖響應(yīng)h(k)：

其中even{·}和odd{·}分別表示取在括號(hào)中的函數(shù)的偶數(shù)樣本和奇數(shù)樣本的操作。

在優(yōu)選實(shí)現(xiàn)中，執(zhí)行后處理以便提高在接收器130’和發(fā)射器110’兩者處估計(jì)的i/q失調(diào)參數(shù)的準(zhǔn)確度。后處理包括對(duì)頻率相關(guān)的幅度失調(diào)hi/q(k)(或hq/i(k))進(jìn)行低通濾波以減少未知信道的影響，并且隨時(shí)間平均失調(diào)參數(shù)tg(θ)和hi/q(k)(或tg(θ)和hq/i(k)兩者)以減少噪聲的影響。

下面是另一個(gè)i/q失調(diào)估計(jì)和補(bǔ)償方法，其不同于上述方法，但也利用了多訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。

該方法將i/q失調(diào)視為2x2mimo問(wèn)題，其中獨(dú)立地分析發(fā)射器110’和接收器130’處的i和q信道。因此，存在從i發(fā)送到i接收、從i發(fā)送到q接收、從q發(fā)送到q接收以及從q發(fā)送到i接收的信道。

在一個(gè)實(shí)施例中，每個(gè)前導(dǎo)碼由64個(gè)樣本的序列(具有32個(gè)樣本循環(huán)前綴)組成。在頻域中計(jì)算i/q失調(diào)。64點(diǎn)fft將64個(gè)發(fā)送或接收的采樣轉(zhuǎn)換為64個(gè)頻率。在每個(gè)頻率處計(jì)算2x2mimo信道。

由于在來(lái)自單個(gè)前導(dǎo)碼的給定頻率處只有單個(gè)接收數(shù)據(jù)點(diǎn)，單個(gè)前導(dǎo)碼不提供足夠的信息來(lái)計(jì)算2個(gè)信道i-i信道和q-i信道。為了克服這一點(diǎn)而不擴(kuò)展前導(dǎo)碼(這將對(duì)延遲是不利的)，使用幾個(gè)連續(xù)的前導(dǎo)碼。前導(dǎo)碼必須是不同的，以便它們不提供冗余信息。對(duì)于n個(gè)使用的前導(dǎo)碼，在每個(gè)頻率，我們使：

其中ciq是從i到q的信道。假設(shè)n>＝2，有足夠的信息來(lái)計(jì)算信道如下：

其中使用發(fā)射信號(hào)矩陣的偽逆。由于發(fā)送的信號(hào)是預(yù)先已知的，所以可以對(duì)該逆進(jìn)行預(yù)先計(jì)算并存儲(chǔ)在固件中。

使用更多前導(dǎo)碼(即，n取更大的值)以犧牲用于計(jì)算的數(shù)據(jù)與應(yīng)用的新的i/q失調(diào)之間的更長(zhǎng)的滯后時(shí)間為代價(jià)，給出了信道的更穩(wěn)固的估計(jì)。

注意，由于i和q是實(shí)信號(hào)，所以計(jì)算的信道在頻域中是共軛對(duì)稱的。

2×2信道矩陣被逆變換并用于均衡。其包含i/q失調(diào)和信道信息，并且因此在第一種方法中替代了分離的信道估計(jì)和i/q失調(diào)。

為了減少處理延時(shí)，可以通過(guò)將發(fā)射器110’中的預(yù)均衡(有或沒(méi)有i/q失調(diào)補(bǔ)償)、src和脈沖整形組合成一個(gè)集成的發(fā)射器濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)更有效的實(shí)現(xiàn)方式，稱為預(yù)編碼器111。更具體地，產(chǎn)生兩個(gè)預(yù)編碼器，第一個(gè)沒(méi)有i/q失調(diào)補(bǔ)償，其包括由固定線性均衡器114執(zhí)行的均衡，第二個(gè)具有由可變線性均衡器112執(zhí)行的i/q失調(diào)補(bǔ)償和均衡。類似地，在接收器130’中的匹配濾波、src和具有i/q失調(diào)補(bǔ)償?shù)木饪梢员唤M合成單個(gè)集成接收器濾波器，稱為rx濾波器131。

rx濾波器131和預(yù)編碼器111被實(shí)現(xiàn)為各個(gè)濾波器組，每個(gè)濾波器組具有取決于src比的多個(gè)多相濾波器。對(duì)于上述示例情況，在3.75gsps符號(hào)速率和5gsps碼片速率的情況下，多相濾波器的數(shù)量是3，每個(gè)都是基本濾波器的時(shí)移版本。

圖6a顯示了用于示例情況的rx濾波器131的結(jié)構(gòu)的示意性框圖。在這種情況下，每個(gè)多相濾波器601、602和603的長(zhǎng)度小于或等于5gsps碼片速率下的一個(gè)訓(xùn)練序列中的樣本(例如n＝128)，原因是接收器130的硬件不能承受使用太長(zhǎng)的rx濾波器131。

圖6b示出了多相濾波器的結(jié)構(gòu)的示意性框圖。多相濾波器具有由具有濾波器指數(shù)p＝0，1或2的向量ap和bp表示的兩個(gè)部分611和612，以及將來(lái)自部分611和612的輸出相加以產(chǎn)生多相濾波器的輸出的加法器613。這兩部分ap和jbp用于分別對(duì)以5gsps接收的信號(hào)的實(shí)部和虛部進(jìn)行濾波。下面描述用于計(jì)算兩個(gè)濾波器部分的詳細(xì)過(guò)程。

首先，兩個(gè)濾波器部分611和612的基本濾波器的脈沖響應(yīng)分別計(jì)算為：

然后ns點(diǎn)脈沖響應(yīng)a(k)和b(k)擴(kuò)展到n點(diǎn)矢量，為：

它們分別由脈沖響應(yīng)a(k)和b(k)的第1個(gè)至第個(gè)和第個(gè)至第ns個(gè)元素組成。這是由于在從3.75gsps到5gsps的采樣速率轉(zhuǎn)換過(guò)程中的頻譜擴(kuò)展，如從圖5可以看出的；

接下來(lái)將rrc濾波和相移應(yīng)用于向量a和b，以獲得

其中，分別地，“.*”表示元素級(jí)乘法，rrx表示rrc濾波器的128點(diǎn)頻域響應(yīng)，并且表示具有從0到和從到-1的整數(shù)元素的向量。

然后，通過(guò)應(yīng)用n點(diǎn)idft將矢量ap和bp轉(zhuǎn)換到時(shí)域并且然后通過(guò)預(yù)先設(shè)計(jì)的數(shù)字p將idft輸出循環(huán)移位來(lái)獲得對(duì)于p＝0，1或2的每個(gè)多相濾波器的表示為ap和bp的兩個(gè)部分，p是濾波器的前兆位(precursor)部分的長(zhǎng)度，使得最大抽頭處于p+1。

最后，如果需要，濾器器長(zhǎng)度被截短至所需長(zhǎng)度。

圖7顯示了根據(jù)上述示例情況的具有由可變線性均衡器112’執(zhí)行的i/q失調(diào)補(bǔ)償和均衡的預(yù)編碼器111的結(jié)構(gòu)的示意性框圖。預(yù)編碼器111包括3個(gè)多相濾波器711、712和713，并且每個(gè)多相濾波器711、712和713的濾波器長(zhǎng)度(在5gsps碼片速率時(shí)表示為l或者在3.75gsps符號(hào)速率時(shí)表示為)分別大于n或ns。多相濾波器的結(jié)構(gòu)同樣如圖6b所示。為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，兩個(gè)濾波器部分依舊由具有濾波器指數(shù)p＝0，1或2的矢量ap和bp表示，但是現(xiàn)在ap和jbp用于在串行到并行轉(zhuǎn)換710之后分別對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)的實(shí)部和虛部進(jìn)行濾波。在5gsps碼片速率處的濾波器711、712和713的前兆位長(zhǎng)度表示為p。因此，在3.75gsps處的相應(yīng)前兆位長(zhǎng)度為下面描述計(jì)算兩個(gè)濾波器部分的詳細(xì)過(guò)程。

首先，通過(guò)對(duì)頻域中的估計(jì)信道脈沖響應(yīng)h(k)和頻率相關(guān)幅度i/q失調(diào)hq/i(n)執(zhí)行ns點(diǎn)idft來(lái)計(jì)算表示在時(shí)域中的信道脈沖h(n)和時(shí)頻率相關(guān)幅度i/q失調(diào)。

信道脈沖h(n)和頻率相關(guān)幅度i/q失調(diào)hq/i(n)被零填充以獲得長(zhǎng)度ls的h'(n)和h'q/i(n)，為：

接下來(lái)，h'(n)和h'q/i(n)分別通過(guò)應(yīng)用ls點(diǎn)fft被轉(zhuǎn)換為頻域，作為h'(k)和h'q/i(n)。

對(duì)于兩個(gè)濾波器部分的基本濾波器的脈沖響應(yīng)分別計(jì)算為：

ls點(diǎn)脈沖響應(yīng)a(k)和b(k)擴(kuò)展到l點(diǎn)向量，為：

它們分別由脈沖響應(yīng)a(k)和b(k)的第1個(gè)至第個(gè)和第個(gè)至第ls個(gè)元素組成，這是由于在從3.75gsps至5gsps的采樣速率轉(zhuǎn)換過(guò)程中的頻譜擴(kuò)展；

將rrc濾波和相移應(yīng)用于向量a和b，并獲得

其中，分別地，“.*”表示元素級(jí)乘法，rtx表示rrc濾波器的l點(diǎn)頻域響應(yīng)，并且表示具有從0到和從到-1的整數(shù)元素的向量。

通過(guò)應(yīng)用l點(diǎn)向量idft來(lái)將向量ap和bp轉(zhuǎn)換到時(shí)域并且然后通過(guò)前兆位長(zhǎng)度p將idft輸出循環(huán)移位來(lái)獲得對(duì)于p＝0，1或2的每個(gè)多相濾波器的兩個(gè)部分(表示為ap和bp)。

注意，選擇前兆長(zhǎng)度p的值以使得在可變線性均衡預(yù)編碼器和接收器側(cè)線性均衡中沒(méi)有顯著的功率被截?cái)唷?/p>

用于固定線性均衡預(yù)編碼器的濾波器可以類似于上述可變線性均衡預(yù)編碼器的濾波器來(lái)計(jì)算，但使用通過(guò)初始系統(tǒng)校準(zhǔn)獲得的固定信道脈沖響應(yīng)，而且不考慮i/q失調(diào)補(bǔ)償?？勺兙€性均衡預(yù)編碼器的初始值可以類似于固定線性均衡預(yù)編碼器來(lái)設(shè)置。

如上面參考圖1a所描述的，使用訓(xùn)練序列152在接收器130處估計(jì)的csi從接收器130反饋到發(fā)射器110，并且然后用于計(jì)算可變線性均衡器112的系數(shù)和i/q失調(diào)參數(shù)。csi與需要發(fā)送回的其它信息一起形成如圖8所示的分組800。分組800包括流起始分隔符(ssd)801、csi802、其它信息位803和16位crc校驗(yàn)804。

ssd801被發(fā)射器110(其是分組800的接收器)用于檢測(cè)流的開(kāi)始，并且是固定的8位序列。在發(fā)送之前，分組800由8b/10b線碼編碼，8b/10b線碼將8位碼元映射到10位碼元以實(shí)現(xiàn)dc平衡和有界差異，以及允許分組同步和合理的時(shí)鐘恢復(fù)。ssd801被視為控制符號(hào)，并且遵循例如8b/10b代碼中的k.28.5規(guī)則進(jìn)行編碼。由于分組同步在編碼流中的唯一性，因此可以將分組同步稱為編碼的ssd符號(hào)。

通常通過(guò)使用專用反饋信道將csi分組800發(fā)送到發(fā)射器110。然而，根據(jù)本公開(kāi)，在具有彼此通信的兩個(gè)收發(fā)器的全雙工系統(tǒng)中，使用被傳送到另一個(gè)收發(fā)器的數(shù)據(jù)幀的前導(dǎo)碼來(lái)調(diào)制反饋位，以用在其發(fā)射器110中，并且因此不需要反饋的開(kāi)銷(xiāo)。反饋的速度較慢，但它的開(kāi)銷(xiāo)為零。

反饋分組800中的每個(gè)位是被調(diào)制為符號(hào)1或-1的二進(jìn)制相移鍵控(bpsk)，并且在每個(gè)幀中乘以前導(dǎo)碼。如圖9所示，與第n個(gè)奇數(shù)幀相乘的符號(hào)也乘以在第n個(gè)偶數(shù)幀和第(n+1)個(gè)奇數(shù)幀中的編碼和調(diào)制數(shù)據(jù)負(fù)載。這是為了避免均衡中的{1，-1}歧義。

在非常高速的通信中，由于接收器130處的處理要求，一些基帶處理(例如同步、cfo估計(jì)、信道估計(jì)和生成接收器均衡系數(shù))可能不能及時(shí)完成。對(duì)于信道120在幾個(gè)幀上保持不變(或變化很小)的應(yīng)用，該基帶處理在當(dāng)前幀的周期上實(shí)現(xiàn)。然后將結(jié)果應(yīng)用于下一幀。特別地，對(duì)于參考圖3描述的所提出的幀結(jié)構(gòu)(其中奇數(shù)和偶數(shù)幀交替發(fā)送)，如圖10所示，處理是在整個(gè)奇數(shù)幀上完成的。處理的結(jié)果被應(yīng)用于接下來(lái)的兩個(gè)幀，而不是當(dāng)前幀。

由于根據(jù)從奇數(shù)前導(dǎo)碼獲得的信道估計(jì)計(jì)算的rx濾波器將用于接下來(lái)的兩個(gè)幀，因此當(dāng)發(fā)射器中的預(yù)編碼器改變時(shí)，使用特定的預(yù)編碼結(jié)構(gòu)來(lái)避免這些系數(shù)變得不正確。該預(yù)編碼結(jié)構(gòu)在圖11中示出。當(dāng)預(yù)編碼器要被更新時(shí)，預(yù)編碼器(t+1)首先被應(yīng)用于當(dāng)前幀的奇數(shù)前導(dǎo)碼，而預(yù)編碼器(t)仍被應(yīng)用于該幀的其余部分。對(duì)于后續(xù)幀，僅應(yīng)用預(yù)編碼器(t+1)。

在接收器130處，在連續(xù)幀上的信道120通常非顯著地改變，并且因此從信道估計(jì)導(dǎo)出的連續(xù)幀上的均衡系數(shù)也是類似的。然而，在不同節(jié)點(diǎn)處的發(fā)射器110和接收器130之間總是存在微小的時(shí)鐘差異。長(zhǎng)時(shí)間上的微小時(shí)鐘差異將導(dǎo)致同步點(diǎn)的變化。當(dāng)變化很小時(shí)，只有在相同的同步點(diǎn)和均衡系數(shù)與先前幀一起使用時(shí)，才需要調(diào)整。然而，當(dāng)這樣累積的定時(shí)漂移非常大時(shí)，需要調(diào)整同步點(diǎn)以確保至少用于信道估計(jì)的信號(hào)始終是前導(dǎo)碼的一部分。當(dāng)決定通過(guò)k個(gè)樣本調(diào)整同步時(shí)，信道估計(jì)乘以相移序列exp(j2πk[0，1，...，ns-1]/ns)，其中k可以是正或負(fù)，取決于相位如何偏移。

上述所有處理(包括信道估計(jì)、i/q失調(diào)參數(shù)估計(jì)和補(bǔ)償、可變線性均衡預(yù)編碼器的計(jì)算、固定線性均衡預(yù)編碼器的計(jì)算和rx濾波器的計(jì)算)可以在組合的現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(fpga)和通用處理器(例如個(gè)人計(jì)算機(jī)(pc))中靈活地實(shí)現(xiàn)。圖14顯示了一種可能的配置900，其考慮了fpga的快速處理能力和pc的強(qiáng)大計(jì)算能力。在該配置900中，在以fpga903實(shí)現(xiàn)的模塊901中執(zhí)行信道估計(jì)和i/q失調(diào)參數(shù)估計(jì)。然后在以pc實(shí)現(xiàn)的模塊905中執(zhí)行可變線性均衡預(yù)編碼器、固定線性均衡預(yù)編碼器和rx濾波器的計(jì)算。最后，在模塊902(也以fpga903實(shí)現(xiàn))中執(zhí)行預(yù)編碼、均衡和i/q失調(diào)補(bǔ)償。

前述僅描述了本發(fā)明的一些實(shí)施例，并且在不脫離本發(fā)明的范圍和精神的情況下可以對(duì)其進(jìn)行修改和/或改變，這些實(shí)施例是說(shuō)明性的而不是限制性的。