本發(fā)明是關(guān)于符號檢測電路及方法，尤其是關(guān)于第二代數(shù)字視頻廣播(digitalvideobroadcastingoverterrestrial2，以下簡稱dvb-t2)系統(tǒng)的符號檢測電路及方法。

背景技術(shù)：

圖1為第二代數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)的一個t2數(shù)據(jù)幀(frame)的示意圖，每一個t2數(shù)據(jù)幀包含p1符號、p2符號以及數(shù)據(jù)本體。其中p1符號帶有一些傳送端的信息，例如數(shù)據(jù)調(diào)制時所采用的快速傅立葉轉(zhuǎn)換(fastfouriertransform，以下簡稱fft)的模式、數(shù)字通訊系統(tǒng)為單輸入單輸出(singleinputsingleoutput，以下簡稱siso)或多輸入單輸出(multipleinputsingleoutput，以下簡稱miso)等信息。除了用來攜帶上述的重要信息外，p1符號還可以被用來檢測數(shù)據(jù)流的某些特性，例如t2數(shù)據(jù)幀的起始位置、載波頻率偏移(carrierfrequencyoffset，cfo)、頻譜反轉(zhuǎn)(iqswap，簡稱iqs，即正弦分量與余弦分量倒置)等等。

p1符號包含數(shù)據(jù)c(具有542個樣本數(shù)，時間長度為tc)、數(shù)據(jù)a(具有1024個樣本數(shù)，時間長度為ta)以及數(shù)據(jù)b(具有482個樣本數(shù)，時間長度為tb)。數(shù)據(jù)c為數(shù)據(jù)a的前542個樣本(數(shù)據(jù)c’)經(jīng)頻率偏移后的結(jié)果，且數(shù)據(jù)b為數(shù)據(jù)a的后482個樣本(數(shù)據(jù)b’)經(jīng)頻率偏移后的結(jié)果，頻率偏移量fsh為1/1024t，t為t2數(shù)據(jù)幀的取樣周期。p1符號可以表示如下：

其中，p1a為數(shù)據(jù)a的內(nèi)容。

由于數(shù)據(jù)b、c是分別由數(shù)據(jù)a的部分數(shù)據(jù)經(jīng)頻率偏移后而產(chǎn)生，因此檢測單元110可以借由比對數(shù)據(jù)b、c與數(shù)據(jù)a的相關(guān)性來找出p1符號的位置， 進而取得p1符號中的數(shù)據(jù)并可得知t2數(shù)據(jù)幀的起始位置。圖2為已知檢測單元110的詳細電路圖。輸入信號進入檢測單元110后，在其中一路由乘法器310乘上exp(-j2πfshnt)，使其產(chǎn)生頻率偏移(偏移量為-fsh)，在另一路經(jīng)由延遲單元320延遲482t或542t(分別對應(yīng)利用數(shù)據(jù)b或數(shù)據(jù)c做相關(guān)性運算)。之后，乘法器330將頻率偏移后的信號與延遲后的信號的共軛多個相乘后，再借由濾波器340做移動平均運算(movingaverage，ma)，以得到相關(guān)值(correlatedvalue)的移動平均值。借由找出相關(guān)值的移動平均值的極大處的位置并參考延遲單元320的延遲時間，可以推算出p1符號的起始位置。由于頻率偏移量fsh為1/1024t，當濾波器340的視窗長度(windowlength)等于數(shù)據(jù)a的長度(即1024t)時，可以同時濾除存在于輸入信號的連續(xù)波(continuouswave，cw)干擾(亦稱為同波道干擾(co-channelinterference，cci))，避免cci對相關(guān)值的干擾，以得到較準確的起始位置。然而這卻會造成濾波器340的濾波時間較長；相反的，如果濾波器340采用較短的視窗長度(例如482t或542t)，雖然可以較快得到相關(guān)值，卻無法完全濾除連續(xù)波干擾。這樣的限制迫使已知電路必須在檢測速度與準確性兩者間做取舍。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

鑒于現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明的一目的在于提供一種符號檢測電路及方法，以提高檢測的速度與效能。

本發(fā)明提出一種檢測電路，應(yīng)用于數(shù)字視頻廣播的接收端以檢測一輸入信號的一數(shù)據(jù)幀的一位置，該輸入信號包含一連續(xù)波干擾成分，該檢測電路包含：一相關(guān)性運算單元，用來依據(jù)該輸入信號產(chǎn)生一相關(guān)信號；一第一移動平均單元，耦接該相關(guān)性運算單元，用來對該相關(guān)信號進行移動平均計算以產(chǎn)生一第一移動平均結(jié)果；一頻率偏移單元，耦接該相關(guān)性運算單元，用來頻率偏移該相關(guān)信號；一第二移動平均單元，耦接該頻率偏移單元，用來對頻率偏移后的該相關(guān)信號進行移動平均計算以產(chǎn)生一第二移動平均結(jié)果；一計算單元，耦接該第一移動平均單元及該第二移動平均單元，用來依據(jù)該第一移動平均結(jié)果及該第二移動平均結(jié)果消除該連續(xù)波干擾成分，并據(jù)以產(chǎn)生一輸出信號；以及一判斷單元，耦接該計算單元，用來依據(jù)該輸出信號的一峰值判斷該位置。

本發(fā)明另提出一種檢測方法，應(yīng)用于數(shù)字視頻廣播的接收端以檢測一輸入信號的一數(shù)據(jù)幀的一位置，該輸入信號包含一連續(xù)波干擾成分，該方法包含：依據(jù)該輸入信號產(chǎn)生一相關(guān)信號；對該相關(guān)信號進行移動平均計算以產(chǎn)生一第一移動平均結(jié)果；頻率偏移該相關(guān)信號以產(chǎn)生頻率偏移后的該相關(guān)信號；對頻率偏移后的該相關(guān)信號進行移動平均計算以產(chǎn)生一第二移動平均結(jié)果；依據(jù)該第一移動平均結(jié)果及該第二移動平均結(jié)果消除該連續(xù)波干擾成分，并據(jù)以產(chǎn)生一輸出信號；以及依據(jù)該輸出信號的一峰值判斷該位置。

相較于已知技術(shù)，本發(fā)明的符號檢測電路及方法采用較短的濾波時間，并且達到同時濾除連續(xù)波干擾的功效。

附圖說明

為讓本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能更明顯易懂，以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式作詳細說明，其中：

圖1為第二代數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)的一個t2數(shù)據(jù)幀的示意圖；

圖2為已知檢測單元110的詳細電路圖；

圖3為本發(fā)明p1符號檢測電路的一實施例的電路圖；

圖4為圖3的其中一種實施方式的詳細電路；

圖5為輸入信號x[n]、輸入信號x[n]的延遲以及信號c_ii_i[n]于時間軸上的對應(yīng)圖；

圖6為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖；

圖7為計算單元54的細部電路圖；

圖8為輸入信號x[n]、輸入信號x[n]的延遲以及信號c_ii_i[n]與信號b_ii_i[n]于時間軸上的對應(yīng)圖；

圖9為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖；

圖10為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖；以及

圖11為本發(fā)明的p1符號檢測電路配合判斷電路應(yīng)用于dvb-t2系統(tǒng)的接收端的示意圖。

圖中元件標號說明如下：

110檢測單元

310、330、414、460、465、55、560、565、610乘法器

320、412、416、420、425、440、445延遲單元

340濾波器

41、51相關(guān)運算單元

42、43、46、52、53、56移動平均單元

418、470、518、570、59頻率偏移單元

44、54、60、70計算單元

49、65、66、75判斷電路

430、435、475、575加法器

450、455除法器

1210寄存器

1220p1符號檢測電路

1230補償電路

1240判斷電路

1242、491、651、661、751峰值檢測單元

1244、492、652、662、752p1位置判斷單元

1246、653、753iqs檢測單元

1248、663、754fcfo估測單元

s1310～s1370步驟

具體實施方式

本發(fā)明的披露內(nèi)容包含符號檢測電路及方法，在實施為可能的前提下，本技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員能夠依本說明書的披露內(nèi)容來選擇等效的元件或步驟來實現(xiàn)本發(fā)明，亦即本發(fā)明的實施并不限于后敘的實施例。

假設(shè)dvb-t2接收端的輸入信號x[n]表示如下：

x[n]＝p1[n-θ]·exp(j2πφnts)+exp(j2πfcwnts)(1)

其中p1[n-θ]·exp(j2πφnts)為p1符號的部分，θ代表取樣延遲，φ為載波頻率偏移；exp(j2πfcwnts)為單音(single-tone)的連續(xù)波干擾(頻率為fcw)。 為了便于說明，在此忽略通道效應(yīng)及噪聲。將x[n]延遲tc(即延遲數(shù)據(jù)c的長度，542個樣本數(shù))，再與本身的共軛多個相乘，可得信號c_i_0[n]：

c_i_0[n]＝x[n-nc]·x^*[n]＝exp(-j2πfcwtc)·1+|p1[n-θ]|²·exp(-j2π(fsh+φ)tc)·exp(j2πfshnts)+…(2)

其中，殘余項“...”與1及exp(j2πfshnts)為正交。再將信號c_i_0[n]延遲2tb(即延遲數(shù)據(jù)b的兩倍長度，964個樣本數(shù))后，可得信號c_i[n]：

c_i[n]＝c_i_0[n-2nb]＝exp(-j2πfcwtc)·1+|p1[n-2nb-θ]|²·exp(-j2π(fsh+φ)tc)·exp(-j4πfshtb)·exp(j2πfshnts)+…(3)

將方程式(3)簡化為下式：

c_i[n]＝a_c·1+b_c·ρⁿ+…(4)

其中，a_c＝exp(-j2πfcwtc)為連續(xù)波干擾的部分，b_c＝|p1[n-2nb-θ]/2·exp-j2πfsh+φtc·exp(-j4πfshtb)為p1符號的部分，ρ＝expj2πfshts。

接下來，將c_i[n]于連續(xù)542個取樣點(對應(yīng)方程式(2)中輸入信號x[n]所延遲的時間tc)進行累加，可得信號c_s[n]：

c_s[n]＝c_i[n]+c_i[n-1]+…+c_i[n-542+1]

＝542·a_c+b_c·ρ^n-(542-1)/2·(ρ^(542-1)/2+ρ^(542-1)/2-1+…+ρ^(1-542)/2)

＝542·a_c+b_c·ρ^n-(542-1)/2·λ(5)

其中

其中假設(shè)π/1024趨近于0，因此可將近似為當l＝542或482時，λ的值約為324.5686967。

另一方面，將信號c_i[n]頻率偏移-fsh后(即乘上exp(-j2πfshnts))，再 于連續(xù)542個取樣點(對應(yīng)方程式(2)中輸入信號x[n]所延遲的時間tc)進行累加，可得信號：

c_t1[n]＝ρ^-n·c_i[n]+ρ^-(n-1)·c_i[n-1]+…+ρ^-(n-542+1)·c_i[n-542+1

＝542·b_c+a_c·ρ^(542-1)/2-n·(ρ^(542-1)/2+ρ^(542-1)/2-1+…+ρ^(1-542)/2)

＝542·b_c+a_c·ρ^(542-1)/2-n·λ(6)

上述的方程式(5)及方程式(6)可分別改寫為以下的方程式(7)及方程式(8)：

ρ^(542-1)/2-n·c_s[n]＝542·a_c·ρ^(542-1)/2-n+b_c·λ(7)

c_t1[n]＝542·b_c+a_c·ρ^(542-1)/2-n·λ(8)

將方程式(7)及方程式(8)以矩陣形式表示：

由方程式(9)可以發(fā)現(xiàn)，將信號c_s[n]頻率偏移后，與信號c_t1[n]作線性運算即可得到對應(yīng)p1符號的分量b_c，亦即可去除連續(xù)波干擾的分量a_c。此線性運算在電路上相當容易實現(xiàn)，如圖3所示。

圖3為本發(fā)明p1符號檢測電路的一實施例的電路圖。相關(guān)性運算單元41可以實現(xiàn)方程式(2)，移動平均單元42對信號c_i_0[n]的連續(xù)542個取樣點進行移動平均運算，另一方面，移動平均單元43對經(jīng)過頻率偏移(由頻率偏移單元418執(zhí)行，頻率偏移單元418可由一乘法器實施或由中央處理單元、微控制器等執(zhí)行頻率偏移的運算而達成)的信號c_i_0[n]的連續(xù)542個取樣點進行移動平均運算。計算單元44計算移動平均單元42及移動平均單元43的輸出而得到已去除連續(xù)波干擾的信號c_ii_i[n]。最后，判斷電路49依據(jù)信號c_ii_i[n]的一極大值的位置可反推輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)a的起始位置。

圖4為圖3的其中一種實施方式的詳細電路。相關(guān)性運算單元41包含延遲單元412及乘法器414。移動平均單元42包含累加單元與平均單元，累加單元包含圖4的延遲單元420、加法器430及延遲單元440，平均單元由除法器450實作。同樣的，移動平均單元43包含累加單元與平均單元，累加單元包含圖4的延遲單元425、加法器435及延遲單元445，平均單元由除法器455實 作。計算單元44包含圖4的乘法器460、乘法器465、頻率偏移單元470以及加法器475。判斷電路49包含峰值檢測單元491及p1位置判斷單元492。

延遲單元412及乘法器414可以實現(xiàn)方程式(2)。延遲單元420、加法器430及延遲單元440對信號c_i_0[n]的連續(xù)542個取樣點進行累加，得到信號c_s[n]。另一方面，延遲單元425、加法器435及延遲單元445對經(jīng)過頻率偏移(由頻率偏移單元418執(zhí)行)的信號c_i_0[n]的連續(xù)542個取樣點進行累加，得到信號c_t1[n]。得到信號c_s[n]與信號c_t1[n]之后，方程式(9)可借由除法器450(除以542)、除法器455(除以542)、乘法器460(乘以-0.934)、乘法器465(乘以1.559)、頻率偏移單元470(使信號c_s[n]產(chǎn)生頻率偏移)以及加法器475來加以實現(xiàn)，最后得到已去除連續(xù)波干擾的信號c_ii_i[n]。

峰值檢測單元491檢測信號c_ii_i[n]的峰值(即最大相關(guān)值)，并將峰值的所在位置傳送至p1位置判斷單元492，p1位置判斷單元492再依據(jù)前級電路對輸入信號所施加的延遲(例如542ts或482ts)，推算得到p1符號在t2數(shù)據(jù)幀中的正確位置。

圖5為輸入信號x[n]、延遲后的輸入信號x[n]以及信號c_ii_i[n]于時間軸上的對應(yīng)圖。由于在圖3或圖4的電路中，相關(guān)性運算單元41中的延遲單元412是將輸入信號x[n]延遲了542ts，剛好使延遲后的輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)c與輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)a的前半部重疊，因此輸入信號x[n]經(jīng)過相關(guān)性運算單元41、頻率偏移單元418、移動平均單元42、移動平均單元43以及計算單元44的計算后，產(chǎn)生的信號c_ii_i[n]隨著時間的變化會有一極大值，由該極大值的位置可反推輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)a的起始位置。圖3與圖4的電路是令輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)a的前半部與數(shù)據(jù)c重疊來進行相關(guān)性計算，因此需要542ts的視窗長度才能有效產(chǎn)生極大值；同理，在另一實施例中，也可以是令輸入信號x[n]的數(shù)據(jù)a的后半部與數(shù)據(jù)b重疊來進行相關(guān)性計算，因此僅需要482ts的視窗長度即可有效產(chǎn)生極大值。

相較于已知的檢測單元110，本發(fā)明的p1符號檢測電路至少具有以下特征：

已知的檢測單元110的濾波器340的視窗長度必須為1024ts才可濾除連續(xù)波干擾，而圖3的濾波器(即移動平均單元42與移動平均單元43)只需542ts的視窗長度(處理數(shù)據(jù)c)或者482ts的視窗長度(處理數(shù)據(jù)b)，因此本發(fā) 明能夠在不降低檢測準確性的同時大幅節(jié)省濾波器的處理時間；

已知的檢測單元110的濾波器340輸出的濾波信號已沒有連續(xù)波干擾的成分，而本發(fā)明的濾波器輸出的濾波信號雖尚存在連續(xù)波干擾的成分，但借由計算單元44執(zhí)行方程式(9)的部分乘法運算與加法運算，自移動平均單元42與移動平均單元43所輸出的兩個濾波信號中取出p1符號的分量b_c，即可濾除續(xù)波干擾的成分。除了頻率偏移的處理外，計算單元44所使用的系數(shù)皆為實數(shù)，所以在電路上容易實現(xiàn)，且成本相對低廉；以及

已知的檢測單元110所做的相關(guān)性運算，兩個信號的其中之一與輸入信號之間具有頻率偏移(偏移量為-fsh，由乘法器310執(zhí)行)；而本發(fā)明的相關(guān)性運算單元41所相乘的2個信號(即乘法器414的2個輸入信號)，相較于輸入信號x[n]沒有頻率偏移。

圖6為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖。圖6的電路包含2個路徑，上方路徑的電路與圖4所示的電路相似(僅多了延遲單元416)，對輸入信號x[n]作處理后輸出信號c_ii_i[n]。下方路徑亦與圖4所示的電路相似，對輸入信號x[n]作處理后輸出信號b_ii_i[n]。相關(guān)性運算單元51的細部電路與相關(guān)性運算單元41相同，但其延遲單元是延遲482ts而非542ts。所以信號b_i[n]表示如下：

b_i[n]＝exp(-j2πfcwtb)·1+|p1[n-θ]|²·exp(-j2πφtb)·exp(-j2πfshnts)+…(10)

類似地，信號b_i[n]一方面直接由移動平均單元52進行運算，一方面經(jīng)過頻率偏移后(由頻率偏移單元518施以頻率偏移量fsh，并執(zhí)行共軛多個的運算)再由移動平均單元53進行運算。請注意，移動平均單元52及移動平均單元53的視窗長度皆為482ts(對應(yīng)相關(guān)性運算單元51的延遲時間482ts)。最后兩者的信號由計算單元54計算后得到信號b_ii_i[n]。計算單元54的電路與計算單元44相同，但系數(shù)不同，如圖7所示，移動平均單元52的輸出經(jīng)由乘法器560乘上-1.232再由偏率偏移單元570進行頻率偏移；而移動平均單元53的輸出經(jīng)由乘法器565乘上1.830后，在加法器575與另一路的信號相加，最后形成信號b_ii_i[n]。計算單元54所采用的系數(shù)以及頻率偏移量可以由以下的推導(dǎo)得到：

先將方程式(10)簡化為下式：

b_i[n]＝a_b·1+b_b·ρ^-n+…(11)

其中，a_b＝exp(-j2πfcwtb)為連續(xù)波干擾的部分，b_b＝|p1[n-θ]|²·exp(-j2πφtb)為p1的部分，ρ＝exp(j2πfshts)。

接下來，將b_i[n]于連續(xù)482個取樣點(對應(yīng)方程式(10)中輸入信號x[n]所延遲的時間tb＝482ts)進行累加，可得信號b_s[n]：

b_s[n]＝b_i[n]+b_i[n-1]+…+b_i[n-482+1]

＝482·a_b+b_b·(ρ^*)^n-(482-1)/2·λ(12)

另一方面，將信號b_i[n]頻率偏移fsh后(即乘上exp(j2πfshnts))，再于連續(xù)482個取樣點進行累加，可得信號：

b_t1[n]＝ρⁿ·b_i[n]+ρ^(n-1)·b_i[n-1]+…+ρ^(n-482+1)·b_i[n-482+1

＝482·b_b+a_b·(ρ^*)^(482-1)/2-n·λ(13)

上述的方程式(12)及方程式(13)可分別改寫為以下的方程式(14)及方程式(15)：

ρ^n-(482-1)/2·b_s[n]＝482·a_b·ρ^n-(482-1)/2+b_b·λ(14)

b_t1[n]＝482·b_b+a_b·ρ^n-(482-1)/2·λ(15)

將方程式(14)及方程式(15)以矩陣形式表示：

如此可以得到計算單元54所采用的系數(shù)以及頻率偏移量，也同時證明計算單元54最后輸出的信號b_ii_i[n]已去除連續(xù)波干擾的分量a_b，而只留下對應(yīng)p1符號的分量b_b。

圖8為輸入信號x[n]、兩組延遲后的輸入信號x[n]以及信號c_ii_i[n]與信號b_ii_i[n]于時間軸上的對應(yīng)圖。信號b_ii_i[n]為依據(jù)數(shù)據(jù)b所做的相關(guān)運算，所以會在時間2ta的地方產(chǎn)生最大值。因為圖6的檢測電路包含延遲單元416，所以信號c_ii_i[n]的極大值同樣落在時間2ta的地方，因此信號c_ii_i[n]與信號b_ii_i[n]相乘后的信號(即信號p1_no_iqs[n])在2ta處將會有更明顯的峰值，利于后續(xù)電路的判斷。

圖6的判斷電路66包含峰值檢測單元661、p1位置判斷單元662以及fcfo估測單元663。峰值檢測單元661檢測信號p1_no_iqs[n]的峰值(此時可得到較信號c_ii_i[n]更準確的判斷結(jié)果)，而fcfo估測單元663則從信號p1_no_iqs[n]得到輸入信號的載波頻率偏移，更詳細地說，計算信號p1_no_iqs[n]的幅角(argument)可得：

arg(p1_no_iqs[n])＝arg(b_c·b_b)

＝-2π·(tb·fsh+ta·φ)

因此，可以得到輸入信號x[n]的載波頻率偏移的分數(shù)部分(fractionalcarrierfrequencyoffset，fcfo)：

由以上的分析可知，圖6所示的p1符號檢測電路利用上方路徑及下方路徑分別依據(jù)p1符號的數(shù)據(jù)c及數(shù)據(jù)b做相關(guān)性運算而得到信號c_ii_i[n]與信號b_ii_i[n]。最后將信號c_ii_i[n]與信號b_ii_i[n]透過乘法器55相乘后所得到的信號p1_no_iqs[n]除了有更明顯的峰值以利于找出最大相關(guān)值的位置之外，還可以據(jù)以得知輸入信號x[n]的載波頻率偏移的分數(shù)部分。

以上的討論是基于接收端所預(yù)設(shè)的頻譜操作與發(fā)送端所發(fā)出的信號頻譜一致，也就是沒有譜頻反轉(zhuǎn)的情形發(fā)生，然而本發(fā)明亦提出可同時檢測頻譜反轉(zhuǎn)的p1符號檢測電路。圖9為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖。此電路另外以移動平均單元56處理經(jīng)過頻率偏移的信號c_i[n](由頻率偏移單元59執(zhí)行頻率偏移及共軛多個的運算)，再經(jīng)由計算電路60計算后得到信號c_ii_ii[n]。因此，后級的判斷電路65即可依據(jù)信號c_ii_i[n]及信號c_ii_ii[n]何者有較大的最大相關(guān)值，來得知輸入信號x[n]是否頻譜反轉(zhuǎn)(同理可應(yīng)用于信號b_ii_i[n]與信號b_ii_ii[n])。判斷電路65的峰值檢測單元651同時檢測信號c_ii_i[n]以及信號c_ii_ii[n]的峰值，然后將兩峰值的位置傳送給p1位置判斷單元652，并且將兩峰值的大小(即取絕對值)傳送給iqs檢測單元653，iqs檢測單元653比較兩峰值的大小后得知是否有頻譜反轉(zhuǎn)，后級的補償電路再依據(jù)此信息及p1位置判斷單元652的輸出決定p1符號的正確位置。

圖10為本發(fā)明p1符號檢測電路的另一實施例的電路圖。信號c_ii_i[n]與信號c_ii_ii[n](信號b_ii_i[n]與信號b_ii_ii[n]同理)分別為對應(yīng)頻譜未反轉(zhuǎn)及 頻譜反轉(zhuǎn)的相關(guān)信號，且兩者皆已去除連續(xù)波干擾的成分，也就是說輸入信號x[n]所受的同波道干擾經(jīng)過計算單元60及計算單元70(其電路與計算單元60相同，系數(shù)可參考圖7)的計算后已可獲得決解。信號c_ii_i[n](或c_ii_ii[n])與信號b_ii_i[n](或b_ii_ii[n])對應(yīng)時間的波形圖如圖8所示，因為信號c_ii_i[n](或c_ii_ii[n])延遲了964ts，所以與信號b_ii_i[n](或b_ii_ii[n])相乘后得到的信號p1_no_iqs[n](或p1_iqs[n])有更明顯的極大值以利后級的判斷電路判讀。另外，判斷電路可借由比較p1_no_iqs[n]與p1_iqs[n]的極大值，得知輸入信號x[n]是否有頻譜反轉(zhuǎn)，還可依據(jù)p1_no_iqs[n]與p1_iqs[n]的任一者，來得到輸入信號x[n]的載波頻率偏移(如方程式(17)所示)。圖10的判斷電路75包含峰值檢測單元751、p1位置判斷單元752、iqs檢測單元753以及fcfo估測單元754，其中fcfo估測單元754與圖6實施例的fcfo估測單元663相同，可從信號p1_no_iqs[n]得到輸入信號的載波頻率偏移，然而圖10實施例的fcfo估測單元754更偶接iqs檢測單元753，因此可以正確選擇信號p1_no_iqs[n]進行運算。判斷電路75對信號p1_no_iqs[n]以及信號p1_iqs[n]所進行的其他各項判斷，于各功能單元的細節(jié)已做過說明，故不再贅述。

圖11為本發(fā)明的p1符號檢測電路配合判斷電路應(yīng)用于dvb-t2系統(tǒng)的接收端的示意圖。補償電路1230依據(jù)判斷電路1240的判斷結(jié)果來調(diào)整/補償暫存于寄存器1210中的輸入信號，使后級的電路(例如fft運算單元等)可以處理正確的輸入信號。判斷電路1240所包含的各功能單元已于先前介紹過，故不再贅述。

雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭示如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可作些許的修改和完善，因此本發(fā)明的保護范圍當以權(quán)利要求書所界定的為準。