本發(fā)明涉及一種脈沖干擾抑制方法。特別是涉及一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法。
背景技術(shù)：
：L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1是民航未來沿陸地航路部署的空-地蜂窩移動通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要為陸地航路、終端區(qū)及機場的航空器提供空中交通管制、航空公司運營管理數(shù)據(jù)通信服務(wù)，該系統(tǒng)是民航未來航空移動通信系統(tǒng)的主要技術(shù)手段之一。依據(jù)國際民航組織的規(guī)劃，L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1系統(tǒng)將以內(nèi)嵌的方式部署在L頻段測距儀的波道間，占用傳輸帶寬500KHz。由于測距儀與正交頻分復(fù)用信號頻譜存在部分交疊，且測距儀系統(tǒng)發(fā)射功率較高，因此不可避免產(chǎn)生測距儀信號干擾L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1系統(tǒng)正交頻分復(fù)用接收機的問題，開展L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)正交頻分復(fù)用接收機測距儀脈沖干擾抑制的方法研究具有重要意義。目前，針對L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1測距儀干擾抑制的研究主要集中在單天線干擾消除及陣列天線干擾抑制兩個方面。在單天線干擾消除方面，文獻EPPLEU,HOFFMANNF,SCHELLM.ModelingdmeinterferenceimpactonL-DCAS1[C]//IEEE.IntegratedCommunications,NavigationandSurveillanceConference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13，以及文獻EPPLEU,BRANDESS,GLIGOREVICS,etal.ReceiveroptimizationforL-DCAS1[C]//DASC'09.IEEE/AIAA28th.DigitalAvionicsSystemsConference,2009.Orlando,FL:IEEE,2009:4.B.1-1-4.B.1-12.利用測距儀干擾信號在時域呈現(xiàn)脈沖干擾的特點，提出脈沖熄滅干擾抑制法。為解決脈沖熄滅導(dǎo)致正交頻分復(fù)用信號產(chǎn)生子載波間干擾的問題，文獻BRANDESS,EPPLEU,SCELLM.CompensationoftheimpactofinterferencemitigationbypulseblankinginOFDMsystems[C]//IEEEGlobalTelecommunicationsConference,2009.GLOBECOM2009.Honolulu,HI:IEEE.2009:1-6.及文獻EPPLEU,SHUTIND,SCHELLM.Mitigationofimpulsivefrequency-selectiveinterferenceinOFDMbasedsystems[J].IEEEWirelessCommunicationsLetters,2012,1(5):484-487.以及文獻LIQY,ZHANGJ,M.MOSTAFA,M.SCHEKLL,IterativeinterferencemitigationandchannelestimationforL-DCAS1[C]//2014IEEE/AIAA33rdDigitalAvionicsSystemsConference(DASC2014),ColoradoSprings,2014:pp.3B2-1-3B2-11.提出硬判決迭代子載波間干擾抑制法。壓縮感知脈沖干擾消除方法是由南加州大學的學者首次提出，參考文獻CaireG,Al-NaffouriTY,NarayananAK,ImpulsenoisecancellationinOFDM:anapplicationofcompressedsensing[C].IEEEInternationalSymposiumonInformationTheory,Toronto,Canada:IEEE,2008,6:1293–1297，其基本思想是：利用隨機脈沖干擾時域的稀疏性，采用凸優(yōu)化的方法進行壓縮感知脈沖干擾重構(gòu)并消除。在基于陣列天線的L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1正交頻分復(fù)用接收機測距儀脈沖干擾抑制方面，文獻劉海濤，劉亞洲，成瑋.聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法[J].系統(tǒng)工程與電子技術(shù).2015,網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版.首次提出利用正交投影算法消除高強度測距儀干擾，然后采用盲波束形成方法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號的方法；在正交投影消除脈沖干擾方法基礎(chǔ)上,文獻劉海濤，劉亞洲，張學軍.聯(lián)合正交投影與CLEAN的測距儀脈沖干擾抑制方法[J].信號處理.2015.6,網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版.進一步提出利用CLEAN算法估計正交頻分復(fù)用直射徑信號來向的方法，并通過常規(guī)波束形成算法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號。正交頻分復(fù)用接收機脈沖干擾消除的方法主要包括：脈沖熄滅方法、硬判決迭代子載波間干擾抑制法、正交投影與盲波束形成法、正交投影與信號來向估計法、壓縮感知脈沖干擾消除方法，以下分別敘述這些技術(shù)的缺陷與不足。脈沖熄滅方法雖然可以直接且方便地消除脈沖干擾，但在實際應(yīng)用中，該方法存在以下兩個方面的問題：第一個問題是脈沖干擾信號門限不易確定，由于正交頻分復(fù)用信號自身峰均比較高，接收機通常不易確定脈沖熄滅門限，這將導(dǎo)致接收機性能降低。第二個問題是接收機采用脈沖熄滅之后，正交頻分復(fù)用接收機產(chǎn)生子載波間干擾,最終也將導(dǎo)致接收機性能的惡化。硬判決迭代子載波間干擾抑制法通過重構(gòu)子載波間干擾提高鏈路傳輸?shù)目煽啃?但該方法依然存在兩個方面的問題：(1)硬判決迭代子載波間干擾抑制法存在的固有錯誤傳播現(xiàn)象；(2)迭代子載波間干擾重構(gòu)及補償?shù)倪\算復(fù)雜度較高，收斂速度慢。壓縮感知的脈沖干擾抑制方法雖然能夠有效重構(gòu)高強度的脈沖干擾，但是該方法有存在一個問題，脈沖信號重構(gòu)之后會產(chǎn)生殘留干擾并且殘留的干擾會顯著惡化接收機的性能，影響傳輸鏈路的可靠性。聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法的基本思想：接收機首先通過將接收信號矢量投影到干擾信號正交補空間的方法消除高強度測距儀脈沖干擾，然后利用正交頻分復(fù)用信號循環(huán)前綴的對稱特性，基于期望信號與參考信號矢量內(nèi)積度量最大化準則得到波束形成權(quán)值，并通過波束形成方法提取正交頻分復(fù)用直射徑信號。實際應(yīng)用中該方法存在不足：當測距儀干擾較小時，正交投影干擾抑制性能較差。聯(lián)合正交投影與CLEAN的測距儀脈沖干擾抑制方法的基本思想：接收機首先通過將接收信號矢量投影到干擾信號正交補空間的方法消除高強度測距儀脈沖干擾，然后利用正交頻分復(fù)用信號循環(huán)前綴的對稱特性，采用CLEAN算法估計信號來向，然后通過常規(guī)波束成形提取正交頻分復(fù)用直射徑信號。實際應(yīng)用中該方法存在主要不足：當接收正交頻分復(fù)用信號功率較低且數(shù)據(jù)快拍較少時，提出方法的信號來向估計性能較差。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，提供一種可有效克服測距儀脈沖干擾對L頻段數(shù)字航空通信系統(tǒng)的鏈路干擾，保證信息傳輸?shù)目煽啃缘幕谲浄栔貥?gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法，其特征在于，包括依次串聯(lián)連接的：用于將射頻信號轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號的射頻前端、用于將模擬基帶信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換器、用于移除循環(huán)的循環(huán)前綴移除器、用于抑制測距儀脈沖干的脈沖熄滅器、用于對子載波間干擾進行補償?shù)淖虞d波間干擾補償器、用于將時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號的快速傅里葉變換器、用于得到信號矢量的下采樣器、用于得到各個子信道發(fā)送符號的軟比特信息的軟解調(diào)器、用于得到碼字比特軟信息的解交織器、用于獲得碼字比特后驗軟信息及信息比特后驗軟信息的軟譯碼器和用于得到發(fā)送比特序列估計值的硬判決器，其中，所述射頻前端的信號輸入端接收的是含有測距儀脈沖干擾的射頻信號，所述硬判決器輸出端輸出的是發(fā)送比特序列的估計值，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出端還依次通過用于檢測是否有測距儀脈沖出現(xiàn)的測距儀干擾檢測器和用于獲得測距儀脈沖出現(xiàn)位置的脈沖位置估計器連接脈沖熄滅器，所述軟譯碼器的輸出還依次通過用于得到符號比特軟信息的交織器、用于得到調(diào)制符號的軟估計值的軟符號重構(gòu)器、用于得到待上采樣信號矢量的乘法器、用于避免測距儀脈沖信號采樣產(chǎn)生頻譜混疊的上采樣器和用于得到重構(gòu)信號矢量的快速傅里葉逆變換器連接子載波間干擾補償器有輸入端，所述下采樣器的輸出端還通過用于得到信道頻率響應(yīng)的信道估計器分別連接軟解調(diào)器和乘法器。本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法，具有如下特點：1、與脈沖熄滅干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法可有效克服脈沖熄滅門限設(shè)置問題與子載波間干擾的問題，具有更好的鏈路差錯傳輸性能。2、與硬判決迭代子載波間干擾抑制法相比，本發(fā)明的方法：(1)可克服硬判決迭代子載波間干擾抑制法存在的固有錯誤傳播現(xiàn)象；(2)收斂速度快，僅需一次迭代就可有效消除脈沖熄滅產(chǎn)生的子載波間干擾，獲得滿意的鏈路傳輸性能；(3)便于工程實現(xiàn)，具有良好的應(yīng)用前景。3.與基于壓縮感知的脈沖干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法有更好的傳輸性能，且更加符合L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1的標準規(guī)范，在L波段航空通信系統(tǒng)的反向鏈路中有較好的可實現(xiàn)性。因此，本發(fā)明實用性更好，應(yīng)用前景更廣。4、與聯(lián)合正交投影與盲波束形成的干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法不需要多天線接收，不需要提前已知或估計干擾信號個數(shù)，且本發(fā)明的方法適用不同功率的干擾信號，因此本發(fā)明的適用范圍更為廣。5、與聯(lián)合正交投影與CLEAN的測距儀脈沖干擾抑制方法相比，本發(fā)明的方法不需要借助空間譜估計理論估計干擾信號來向，且不需要常規(guī)波束形成算法提取期望信號，同時本發(fā)明不需要多天線和大量的數(shù)據(jù)快拍。因此，本發(fā)明將來更為實用，干擾抑制效果更好。附圖說明圖1是本發(fā)明一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法的構(gòu)成框圖；圖中：1：射頻前端2：模數(shù)轉(zhuǎn)換器3：循環(huán)前綴移除器4：脈沖熄滅器5：子載波間干擾補償器6：快速傅里葉變換器7：下采樣器8：軟解調(diào)器9：解交織器10：軟譯碼器11：硬判決器12：脈沖位置估計器13：信道估計器14：測距儀干擾檢測器15：快速傅里葉逆變換器16：上采樣器17：乘法器18：軟符號重構(gòu)器19：交織器圖2是L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1內(nèi)嵌部署示意圖；圖3是脈沖位置估計的根均方誤差～信噪比的關(guān)系曲線圖；圖4是重構(gòu)時域信號波形對比圖；圖5a是解調(diào)信號星座圖(首次解調(diào))；圖5b是解調(diào)信號星座圖(迭代一次)；圖5c是解調(diào)信號星座圖(迭代二次)；圖5d是解調(diào)信號星座圖(迭代三次)；圖6是系統(tǒng)差錯性能曲線圖；圖7是比特差錯性能曲線圖。具體實施方式下面結(jié)合實施例和附圖對本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法做出詳細說明。如圖1所示，本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法，包括依次串聯(lián)連接的：用于將射頻信號轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號的射頻前端1、用于將模擬基帶信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換器2、用于移除循環(huán)的循環(huán)前綴移除器3、用于抑制測距儀脈沖干的脈沖熄滅器4、用于對子載波間干擾進行補償?shù)淖虞d波間干擾補償器5、用于將時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號的快速傅里葉變換器6、用于得到信號矢量的下采樣器7、用于得到各個子信道發(fā)送符號的軟比特信息的軟解調(diào)器8、用于得到碼字比特軟信息的解交織器9、用于獲得碼字比特后驗軟信息及信息比特后驗軟信息的軟譯碼器10和用于得到發(fā)送比特序列估計值的硬判決器11，其中，所述射頻前端1的信號輸入端接收的是含有測距儀脈沖干擾的射頻信號，所述硬判決器11輸出端輸出的是發(fā)送比特序列的估計值，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器2的輸出端還依次通過用于檢測是否有測距儀脈沖出現(xiàn)的測距儀干擾檢測器14和用于獲得測距儀脈沖出現(xiàn)位置的脈沖位置估計器12連接脈沖熄滅器4，所述軟譯碼器10的輸出還依次通過用于得到符號比特軟信息的交織器19、用于得到調(diào)制符號的軟估計值的軟符號重構(gòu)器18、用于得到待上采樣信號矢量的乘法器17、用于避免測距儀脈沖信號采樣產(chǎn)生頻譜混疊的上采樣器16和用于得到重構(gòu)信號矢量的快速傅里葉逆變換器15連接子載波間干擾補償器5有輸入端，所述下采樣器7的輸出端還通過用于得到信道頻率響應(yīng)的信道估計器13分別連接軟解調(diào)器8和乘法器17。來自天線的射頻信號經(jīng)射頻前端1轉(zhuǎn)換為模擬基帶信號，模擬基帶信號通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器2轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(為克服測距儀干擾，接收機采用了過采樣解調(diào)方案)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器2輸出的數(shù)字基帶信號進一步送入測距儀干擾檢測器14中檢測是否存在測距儀干擾。假設(shè)接收機已建立符號定時同步，則接收機移除循環(huán)前綴后，單個正交頻分復(fù)用符號周期內(nèi)接收信號矢量表示為r＝[r0,…,rn,…,rVK-1]T：r=h⊗x+i+n---(1)]]>其中，V代表過采樣因子，K代表正交頻分復(fù)用系統(tǒng)子信道總數(shù)，h代表信道沖擊響應(yīng)矢量，x代表發(fā)射信號矢量，i代表信道輸入的測距儀干擾信號矢量，n代表信道輸入的復(fù)高斯白噪聲矢量。接收信號矢量r首先送入脈沖位置估計器12獲得測距儀脈沖出現(xiàn)的位置。若測距儀干擾檢測器檢測到存在測距儀干擾，則接收信號矢量r送入脈沖位置估計器12獲得測距儀脈沖出現(xiàn)的位置。單個正交頻分復(fù)用符號周期內(nèi)包含測距儀脈沖噪聲的樣值序號的集合記為Ω：Ω＝{n|,如果rn包含測距儀干擾噪聲,n＝0,....,VK-1}接收信號矢量r同時送入脈沖熄滅器4消除脈沖干擾，脈沖熄滅器4輸出信號矢量表示為y＝[y0,…,yn,…,yVK-1]T：y＝D·r(2)其中，D＝diag(d0,…,dn,…,dVK-1)代表脈沖熄滅矩陣，當接收信號矢量r的第n個樣值包含測距儀干擾時，dn取值為0，否則dn取值為1。脈沖熄滅器4輸出信號矢量y進一步送入子載波間干擾補償器5對子載波間干擾進行補償，子載波間干擾補償器5輸出信號矢量記為z＝[z0,…,zn,…,zVK-1]T，其第n個樣值zn表示為：zn=y^n,n∈Ωyn,n∉Ω---(3)]]>其中，代表接收機重構(gòu)的接收信號矢量。當接收機首次處理接收信號矢量y時，由于信號未知，因此不進行子載波間干擾補償，此時z＝y(tǒng)。子載波間干擾補償器5輸出信號矢量z進一步通過VK點快速傅里葉變換完成正交頻分復(fù)用信號解調(diào)，快速傅里葉變換器6輸出的頻域信號矢量表示為Yov：Yov＝F·z(4)其中，F(xiàn)代表VK點快速傅里葉變換矩陣。F的第l行第n列元素表示為l＝0,…,KV-1；n＝0,…,KV-1?？焖俑道锶~變換器6輸出信號矢量經(jīng)下采樣得到信號矢量Y，其第k個分量Yk表示為：Yk=1VY(V-1)K2+k+1ov,k=0,...,K-1---(5)]]>假設(shè)接收機通過信道估計得到信道的頻率響應(yīng)Hk,k＝0,...,K-1，則軟解調(diào)器8根據(jù)輸入信號矢量Y＝[Y0,…,Yk,…,YK-1]T及信道的頻率響應(yīng)Hk,k＝0,...,K-1可計算得到各個子信道發(fā)送符號的軟比特信息LDem。發(fā)送符號的軟比特信息LDem通過解交織器9得到碼字比特軟信息LDei，碼字比特軟信息在軟譯碼器10中進行軟判決譯碼，軟譯碼器10輸出兩類軟信息：碼字比特后驗軟信息LDec及信息比特后驗軟信息LDes。碼字比特后驗軟信息LDec進一步反饋到交織器19得到符號比特的軟信息LI，LI通過軟符號重構(gòu)器18得到調(diào)制符號的軟估計值第k個子信道的軟符號估計值與相應(yīng)子信道頻率響應(yīng)Hk通過乘法器17相乘得到信號矢量通過上采樣器16進行頻域補零處理得到上采樣信號矢量Y^=O(V-1)K2X^ovO(V-1)K2---(6)]]>其中，Ο代表全零列矢量。上采樣信號矢量通過VK點快速傅里葉逆變換器15得到重構(gòu)信號矢量y^=F-1·Y^---(7)]]>其中，F(xiàn)-1代表VK點的離散傅里葉逆變換矩陣。當?shù)虞d波間干擾補償方法收斂后，軟譯碼器10輸出的信息比特后驗軟信息LDes送入硬判決器11進行判決可得到發(fā)送比特序列的估計值。在本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法中：圖2給出L波段數(shù)字航空通信系統(tǒng)1內(nèi)嵌部署示意圖。由圖觀察可得：正交頻分復(fù)用信號的能量主要集中于[-250KHz～+250KHz]，測距儀信號的能量主要位于±250KHz處,因此本發(fā)明所述的測距儀干擾檢測器14是通過比較接收信號在頻域±250KHz及直流子信道附近平均功率的方法來檢測是否存在測距儀干擾，包括：1)分別定義參量P‾0=1JΣk=J/2,k≠0J/2|R(n0+k)|2---(8)]]>P‾250=1JΣk=-J/2,k≠0J/2|R(n1+k)|2---(9)]]>P‾-250=1JΣk=-J/2,k≠0J/2|R(n2+k)|2---(10)]]>其中，n0代表直流子信道的位置索引，n1代表250KHz處子信道的位置索引，n2代表-250KHz處子信道的位置索引，V代表過采樣因子，K代表OFDM系統(tǒng)子信道總數(shù)，r(n)代表第n個接收信號樣值；；代表直流子信道附近J個子信道的平均功率，代表250KHz處子信道附近J個子信道的平均功率，代表-250KHz處子信道附近J個子信道的平均功率，J取正偶數(shù)；2)對估計度量公式進行離散微分處理，以提取相關(guān)度量曲線的上升沿與下降沿，處理后的公式如下：M(n)＝P(n+1)-P(n)其中，M(n)代表估計度量的離散微分形式，P(n)代表第n個樣值估計度量，P(n+1)代表第n+1個樣值估計度量。所述的脈沖位置估計器12包括：1)給出估計度量公式，本發(fā)明的估計度量公式是采用文獻EPPLEU,HOFFMANNF,SCHELLM.ModelingdmeinterferenceimpactonL-DCAS1[C]//IEEE.IntegratedCommunications,NavigationandSurveillanceConference(ICNS).Herndon,VA:IEEE,2012:G7-1-G7-13所給出的公式，具體如下：P(n)=|Σm=0Ncorr-1r(n+m)·r*(n+m+Ndiff)|12·Σm=0Ncorr-1(|r(n+m)|2+|r*(n+m+Ndiff)|2)---(11)]]>式中：Ncorr代表單個測距儀脈沖的寬度，Ndiff代表測距儀脈沖對的間隔，r代表接收信號,r*表示對接收信號r取共軛，n代表采樣序號,m代表移位序號。2)在實際應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)，依據(jù)式(11)計算得到的相關(guān)度量曲線存在較大的平臺，導(dǎo)致計算得到的測距儀脈沖位置估計精度不高，影響了脈沖熄滅器的性能。為克服以上問題，提出了一種改進的測距儀脈沖位置估計方法。具體是對估計度量公式進行離散微分處理，以提取相關(guān)度量曲線的上升沿與下降沿，處理后的公式如下：M(n)＝P(n+1)-P(n)(12)其中，M(n)代表估計度量的離散微分形式，P(n)代表第n個樣值估計度量，P(n+1)代表第n+1個樣值估計度量。3)對改進度量M(n)的上升沿與下降沿出現(xiàn)位置取平均，得到測距儀脈沖出現(xiàn)位置，上升沿定義為：估計度量的離散微分形式M(n)斜率最大采樣點的采樣序號A；下降沿定義為：估計度量的離散微分形式M(n)斜率最小采樣點的采樣序號B；那么，測距儀脈沖出現(xiàn)的位置為4)根據(jù)測距儀脈沖出現(xiàn)的位置，并利用測距儀脈沖寬度恒定及測距儀脈沖對間距恒定的特點，計算得到包含測距儀脈沖干擾樣值序號的集合Ω。設(shè)定測距儀脈沖出現(xiàn)的起始采樣序號為L,測距儀脈沖對寬度為Ncorr+Ndiff，那么測距儀脈沖干擾樣值序號的集合Ω＝{L,L+1,…,L+Ncorr+Ndiff-1}。軟解調(diào)器8第k個子信道輸入信號Yk表示為：Yk＝Hk·Xk+Nk,k＝0,...,K-1(13)其中，Hk代表第k個子信道的頻率響應(yīng)，Xk代表第k個子信道傳輸?shù)恼{(diào)制符號，Nk代表第k個子信道輸入的噪聲信號，其包括信道輸入的復(fù)高斯白噪聲及脈沖熄滅導(dǎo)致的子載波間干擾噪聲。對于不同的調(diào)制方式，接收機軟解調(diào)的計算方法不相同，為方便敘述，以下以正交相移鍵控調(diào)制為例來說明本發(fā)明軟解調(diào)器8的解調(diào)方法。本發(fā)明所述的軟解調(diào)器8包括：設(shè)定正交相移鍵控調(diào)制星座記為{Ci,i＝0,...,22-1}，且調(diào)制星座點Ci承載的兩比特信息記為則接收機獲得觀測信號Yk后，調(diào)制符號Xk的軟比特信息計算方法為：Lk0=12σk2max[D10,D11]-12σk2max[D00,D01]Lk1=12σk2max[D01,D11]-12σk2max[D00,D10]---(14)]]>其中，與分別代表第k個子信道頻率響應(yīng)Hk的實部與虛部；與分別代表觀測信號Yk的實部與虛部；與分別代表調(diào)制星座點Ck的實部與虛部；代表第k個子信道噪聲功率，通過對空子信道噪聲功率進行統(tǒng)計得到。本發(fā)明的所述的軟符號重構(gòu)器18包括：設(shè)定第k個子信道的調(diào)制符號Xk承載的比特序列記為調(diào)制符號Xk對應(yīng)的軟比特信息為其中，代表調(diào)制符號Xk承載的第j個比特軟信息，M代表每個調(diào)制符號Xk承載比特數(shù)，則取值為1與0的概率分別為：P(bkj=1)=exp(Lkj)1+exp(Lkj),j=0,...,M-1---(15)]]>P(bkj=0)=11+exp(Lkj),j=0,...,M-1---(16)]]>此外，設(shè)定系統(tǒng)調(diào)制星座為{Ci,i＝0,...,2M-1}，其中Ci代表調(diào)制星座的第i個星座點，且設(shè)定星座點Ci承載的比特序列為則調(diào)制符號Xk取值為星座點Ci的概率為：P(Xk=Ci)=Πj=0M-1P(bkj=cij),i=0,1,...,2M-1---(17)]]>最后根據(jù)P(Xk＝Ci)計算得到調(diào)制符號Xk取值為各個星座點的概率，通過下式計算得到調(diào)制符號Xk的軟估計值X^k=Σi=02M-1Ci·P(Xk=Ci)---(18).]]>圖3給出了測距儀脈沖位置估計的根均方誤差與信噪比的關(guān)系曲線(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB)。圖3中橫坐標代表信噪比(SNR)，單位為dB；縱坐標代表根均方誤差(RMSE)，根均方誤差定義為其中，pm代表第m個測距儀脈沖對的起始位置，代表第m個測距儀脈沖對起始位置的估計值，N代表接收信號中測距儀脈沖對的總數(shù)。圖3中標有“○”的曲線代表基于相關(guān)度量估計方法獲得的根均方誤差～信噪比曲線；標有“□”的曲線代表改進方法獲得的根均方誤差～信噪比曲線。曲線比較表明：本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法的精度更高，且該方法對輸入信噪比不敏感。圖4給出重構(gòu)時域信號波形對比圖(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB、迭代一次)。圖4中點劃線代表接收正交頻分復(fù)用信號波形(為便于比較去掉脈沖噪聲與高斯白噪聲)，實線代表脈沖熄滅后信號波形，點線代表一次迭代干擾補償后的信號波形。曲線比較表明：一次迭代干擾補償后的正交頻分復(fù)用信號波形與接收正交頻分復(fù)用信號波形基本一致，表明本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法可有效消除子載波間干擾。圖5a、圖5b、圖5c、圖5d分別給出了迭代干擾補償方法對接收信號星座的影響(加性高斯白噪聲信道，信干比＝-4dB、信噪比＝15dB)。圖5a代表脈沖熄滅后接收信號的星座，圖5b代表迭代一次補償后接收信號的星座，圖5c代表迭代二次補償后接收信號的星座，圖5d代表迭代三次補償后接收信號的星座。四個星座形態(tài)比較表明：(1)本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法可有效消除子載波間的干擾；(2)本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法收斂速度快，僅需要一次迭代補償就獲得滿意效果。圖6給出了本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法的比特差錯性能曲線(加性高斯白噪聲信道，正交相移鍵控調(diào)制、信干比＝-4dB)。標有“○”的曲線代表不進行干擾抑制的比特差錯率曲線；標有“□”的曲線代表脈沖熄滅法的比特差錯率曲線；標有“◇”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補償法的比特差錯率曲線(一次迭代)；標有“▽”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補償法的比特差錯率曲線(二次迭代)；標有“-◇-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯率曲線(一次迭代)；標有“-▽-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯率曲線(二次迭代)；標有“☆”的曲線代表不存在測距儀干擾時的比特差錯率曲線。圖6曲線比較表明：(1)本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法可克服硬判決子載波間干擾補償法存在的錯誤傳播現(xiàn)象，顯著提高鏈路傳輸可靠性；(2)本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法收斂速度快，僅需要一次迭代補償就可獲得滿意的效果。圖7給出了所提出方法的比特差錯性能曲線(多徑信道，正交相移鍵控調(diào)制、信干比＝-4dB)。標有“○”的曲線代表不進行干擾抑制的比特差錯率曲線；標有“□”的曲線代表脈沖熄滅法的比特差錯率曲線；標有“◇”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補償法的比特差錯率曲線(一次迭代)；標有“▽”的曲線代表硬判決迭代子載波間干擾補償法的比特差錯率曲線(二次迭代)；標有“-◇-”的曲線代表本發(fā)明方法的比特差錯率曲線(一次迭代)；標有“-▽-”的曲線代表論文提出方法的比特差錯率曲線(二次迭代)；標有“☆”的曲線代表不存在測距儀干擾時的比特差錯率曲線；標有“△”的曲線代表采用改進脈沖估計位置方法的比特差錯率性能曲線(二次迭代)。圖7給出的多徑信道仿真結(jié)果與加性高斯白噪聲信道仿真結(jié)果完全一致，此外相對于理想脈沖位置估計，基于本發(fā)明的一種基于軟符號重構(gòu)的測距儀脈沖干擾抑制方法的性能損失僅1分貝。當前第1頁1 2 3