本發(fā)明屬于信息通信領(lǐng)域中發(fā)送端固定調(diào)制和編碼方法，接收端綜合考慮譯碼復(fù)雜度約束和信道利用率，結(jié)合無(wú)率糾錯(cuò)碼實(shí)現(xiàn)速率自適應(yīng)調(diào)整的方法。
背景技術(shù)：
：自適應(yīng)編碼調(diào)制技術(shù)(AMC,AdaptiveModulationandCoding)是通信系統(tǒng)中的鏈路自適應(yīng)技術(shù)之一，由自適應(yīng)編碼和自適應(yīng)調(diào)制兩部分組成。采用AMC技術(shù)的系統(tǒng)中，接收端對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，并將估計(jì)得到的信道狀態(tài)信息反饋給發(fā)送端，發(fā)送端據(jù)此動(dòng)態(tài)地改變調(diào)制方式和編碼方式，以適應(yīng)不同的信道質(zhì)量，在高效利用信道資源的同時(shí)滿足不同業(yè)務(wù)的服務(wù)質(zhì)量需求。雖然自適應(yīng)編碼調(diào)制技術(shù)能夠適應(yīng)信道特性波動(dòng)，提高頻譜利用率，最大限度地實(shí)現(xiàn)可靠和高效的信息傳輸，但是反饋的開(kāi)銷(xiāo)較大，反饋控制的復(fù)雜度高，同時(shí)由于反饋時(shí)延帶來(lái)的信道狀態(tài)信息誤差可能導(dǎo)致AMC設(shè)置出現(xiàn)偏差。對(duì)于信道快速變化的無(wú)線通信系統(tǒng)，這個(gè)問(wèn)題更為突出。另外一種鏈路自適應(yīng)方式是在接收端采用自適應(yīng)解調(diào)(ADM,AdaptiveDemodulation)方案。接收端根據(jù)信道質(zhì)量自適應(yīng)地選擇解調(diào)方式，適當(dāng)刪除接收符號(hào)中部分低可靠度的比特，調(diào)整解調(diào)后等效的頻譜效率，使解調(diào)后的誤碼性能達(dá)到要求。ADM中，發(fā)送端一般不需要調(diào)整調(diào)制方式。相比于AMC方案，ADM方案不需要反饋信道狀態(tài)信息，降低了反饋開(kāi)銷(xiāo)，能更快地跟蹤信道的變化，同時(shí)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度也更低。但在ADM中，由于存在解調(diào)器對(duì)比特的隨機(jī)刪除，對(duì)系統(tǒng)中的信道編碼提出了不同的要求。傳統(tǒng)的信道編碼的碼率在傳輸前已經(jīng)確定，同時(shí)編碼結(jié)構(gòu)一般經(jīng)過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)，如果出現(xiàn)碼字中的比特被隨機(jī)刪除的情況，編碼結(jié)構(gòu)將被破壞，將導(dǎo)致編碼性能的嚴(yán)重下降。因此自適應(yīng)解調(diào)一般需要結(jié)合無(wú)率編碼(RatelessCodes)使用。無(wú)率碼(Ratelesscodes)是一種特殊的信道編碼，故名思議就是碼率不固定的編碼。與傳統(tǒng)固定碼率的信道編碼不同，無(wú)率碼的編碼器能夠源源不斷地產(chǎn)生編碼符號(hào)，直到接收端譯碼成功并反饋確認(rèn)信息為止，最終的碼率是由譯碼器來(lái)確定的。率碼固有的隨機(jī)性和信道自適應(yīng)特性，特別適合應(yīng)用于時(shí)變的無(wú)線信道中。如與自適應(yīng)解調(diào)方案結(jié)合使用，可很好地實(shí)現(xiàn)高效、可靠的信息傳輸。目前的自適應(yīng)解調(diào)算法主要就可歸納為兩大類(lèi)，一類(lèi)是文獻(xiàn)[BrownJD,PASUPATHYS.Adaptivedemodulationusingratelesserasurecodes[J].IEEETransactionsonCommunications,2006,54(9):1574-1585]中根據(jù)調(diào)制階數(shù)和解調(diào)比特?cái)?shù)劃分判決區(qū)域，另一類(lèi)是文獻(xiàn)[TURKK,FANPY.Adaptivedemodulationusingratelesscodesbasedonmaximumaposterioriprobability[J].IEEECommunicationsLetters,2012,16(8):1284-1287]]中預(yù)設(shè)解調(diào)門(mén)限，根據(jù)接收比特的對(duì)數(shù)似然比(Log-LikelihoodRatio,LLR)絕對(duì)值確定是否解調(diào)。第一類(lèi)方法需要判斷每個(gè)接收符號(hào)所在的區(qū)域來(lái)確定解調(diào)的比特，解調(diào)時(shí)計(jì)算復(fù)雜度較高，特別是采用高階調(diào)制星座時(shí)，且已有文獻(xiàn)未給出采用16以上階數(shù)的調(diào)制時(shí)決策區(qū)域的劃定方案；第二類(lèi)方法則需要計(jì)算得到預(yù)設(shè)解調(diào)門(mén)限，該方法雖然解調(diào)時(shí)復(fù)雜度較低，但相關(guān)文獻(xiàn)中均僅給出了調(diào)制階數(shù)最高為16時(shí)的解調(diào)門(mén)限的計(jì)算方法，更高階調(diào)制時(shí)則沒(méi)有門(mén)限計(jì)算方案，限制了高階調(diào)制星座的使用，相應(yīng)也就限制了適應(yīng)信道變化的能力。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于結(jié)合無(wú)率糾錯(cuò)碼，給出一種適用于高階方型QAM調(diào)制下收端速率自適應(yīng)方法，該方法不僅考慮了盡可能高效地利用信道，也考慮了譯碼復(fù)雜度的約束，是一種面向?qū)嶋H應(yīng)用的方法。為了實(shí)現(xiàn)上述目的本發(fā)明采用如下技術(shù)方案：基于無(wú)率碼和高階QAM自適應(yīng)解調(diào)的速率自適應(yīng)方法，在發(fā)送端調(diào)制階數(shù)不變的情況下，接收端采用多種解調(diào)模式，從一個(gè)接收符號(hào)中解調(diào)出不同數(shù)量的比特；具體步驟如下：(1)根據(jù)所采用的無(wú)率碼的性能和碼字中信息比特的長(zhǎng)度，確定達(dá)到期望的譯碼誤碼性能時(shí)，譯碼器需要累積的互信息，簡(jiǎn)稱累積互信息。(2)計(jì)算不同信噪比下各解調(diào)模式解調(diào)比特的平均互信息，根據(jù)譯碼器需要累積的互信息，得到不同信噪比時(shí)，各解調(diào)模式下對(duì)應(yīng)的無(wú)率碼譯碼碼字長(zhǎng)度。(3)根據(jù)譯碼復(fù)雜度約束，確定允許的譯碼碼字長(zhǎng)度的最大值。(4)根據(jù)步驟(2)中得到數(shù)據(jù)，按照各模式從高到低的優(yōu)先級(jí)順序，在譯碼碼字長(zhǎng)度不超過(guò)最大值的條件下決定不同信噪比時(shí)的解調(diào)模式。進(jìn)一步，在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，將所述步驟(2)確定的不同信噪比下的解調(diào)模式和無(wú)率碼譯碼碼字長(zhǎng)度制作為一個(gè)表格，在接收端根據(jù)當(dāng)前的信噪比查表確定解調(diào)模式和無(wú)率碼譯碼碼字長(zhǎng)度。在本發(fā)明的一具體實(shí)施中，所述多種解調(diào)模式是根據(jù)接收符號(hào)中每個(gè)比特的對(duì)數(shù)似然比值，刪除對(duì)數(shù)似然比絕對(duì)值最小的2個(gè)比特、或刪除對(duì)數(shù)似然比絕對(duì)值最小的4個(gè)比特、或刪除對(duì)數(shù)似然比絕對(duì)值最小的6個(gè)比特、或不進(jìn)行刪除，將剩下的比特解調(diào)并送入譯碼器的緩存器中，構(gòu)成多種解調(diào)模式。在譯碼過(guò)程中，當(dāng)緩存器中比特?cái)?shù)量達(dá)到譯碼碼字長(zhǎng)度，也即互信息積累到要求值時(shí)，譯碼器開(kāi)始無(wú)率碼的譯碼。所述發(fā)送端的調(diào)制采用方型M-QAM調(diào)制，方型M-QAM調(diào)制可等效為兩個(gè)相互正交的階的脈沖幅度調(diào)制，同相分量和正交分量攜帶相同數(shù)量的信息比特。在信道狀態(tài)條件不好的情況下，只解調(diào)接收符號(hào)中的部分比特，而未解調(diào)的比特視為刪除。進(jìn)一步，刪除的規(guī)則是，當(dāng)接收符號(hào)的同相分量值位于比特bi的刪除區(qū)域時(shí)，比特bi將被刪除，此時(shí)比特bi條件下的接收符號(hào)同相分量的概率密度函數(shù)就退化為無(wú)條件概率密度函數(shù)；否則，bi未刪除時(shí)則為原來(lái)的條件概率密度函數(shù)；對(duì)于正交分量同理。在上述方案中，所述無(wú)率碼譯碼碼字長(zhǎng)度是發(fā)送端發(fā)送符號(hào)數(shù)的2n倍，n為常數(shù)，在本發(fā)明實(shí)施例中n取值為1,2,3,4。且累積互信息是平均比特互信息與無(wú)率碼譯碼碼字長(zhǎng)度的乘積。相比較由發(fā)送端實(shí)現(xiàn)的速率自適應(yīng)系統(tǒng)，本發(fā)明中的自適應(yīng)方法的發(fā)送端的調(diào)制和編碼方案可固定，發(fā)送端的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度明顯降低，同時(shí)也避免了信道狀態(tài)信息的反饋，不僅降低了系統(tǒng)復(fù)雜度和反饋開(kāi)銷(xiāo)，還避免了信道信息反饋的延時(shí)帶來(lái)的信道狀態(tài)信息滯后和不準(zhǔn)確問(wèn)題；相比較現(xiàn)有的自適應(yīng)解調(diào)方案，本發(fā)明中使用的QAM星座的階數(shù)不受限制；不同信噪比時(shí)的調(diào)制模式的選擇、譯碼碼字的長(zhǎng)度等只需要計(jì)算一次，可以表格的方式存儲(chǔ)起來(lái)，通信過(guò)程中，只需要查表獲得相應(yīng)的參數(shù)即可，解調(diào)時(shí)只需要計(jì)算各比特的對(duì)數(shù)似然比，計(jì)算復(fù)雜度低。附圖說(shuō)明圖1為256-QAM格雷映射星座圖；圖2為Es/N0為6dB和12dB時(shí)，每個(gè)符號(hào)中8個(gè)比特的LLR絕對(duì)值隨接收符號(hào)值變化的曲線圖；圖3為各比特的平均互信息與Es/N0之間的關(guān)系；圖4為Es/N0等于12dB時(shí)，各比特的LLR絕對(duì)值與rI之間的關(guān)系(圖中標(biāo)出各比特交點(diǎn)對(duì)應(yīng)的橫坐標(biāo)值)；圖5為4種解調(diào)模式平均比特互信息及平均符號(hào)互信息與Es/N0之間的關(guān)系圖；圖6為信息經(jīng)Raptor碼編碼后，采用256-QAM，在復(fù)AWGN信道中傳輸，接收端采用4種解調(diào)模式(A、B、C、D)譯碼后的誤碼性能；圖7為以WER＝10-4為目標(biāo)時(shí)本文方案誤字率的仿真結(jié)果；圖8為不同信噪比時(shí)的頻譜效率(以WER＝10-4為目標(biāo))。具體實(shí)施方式結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做以下分析。在自適應(yīng)解調(diào)中，根據(jù)每個(gè)比特的對(duì)數(shù)似然比LLR來(lái)決定是否解調(diào)或刪除。設(shè)bi為調(diào)制符號(hào)s中的第i個(gè)比特。接收端在接收到疊加了信道噪聲的調(diào)制符號(hào)，即接收符號(hào)r后，bi的LLR可由下式計(jì)算L(bi,k|rk)=lnp(rk|bi,k=0)p(rk|bi,k=1)---(1)]]>其中p(·)表示概率密度函數(shù)。LLR的絕對(duì)值表示bi的判決可信度，其值越高，作出正確判決的可能性也越高。方型M-QAM調(diào)制可等效為兩個(gè)相互正交的階的脈沖幅度調(diào)制(PulseAmplitudeModulation,PAM)，同相分量和正交分量攜帶相同數(shù)量的信息比特。如采用圖1所示的格雷映射256-QAM星座時(shí)，每個(gè)調(diào)制符號(hào)s中包含{b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7,b8}8個(gè)比特，其中b1～b4決定調(diào)制符號(hào)的同相分量sI，b5～b8決定調(diào)制符號(hào)的正交分量sQ，s＝sI+jsQ。256-QAM符號(hào)相當(dāng)于兩個(gè)相互正交的16-PAM符號(hào)的合成。經(jīng)過(guò)信道傳輸后，接收符號(hào)r為r＝s+n＝rI+jrQ(2)其中，n＝nI+jnQ為復(fù)高斯白噪聲，nI為復(fù)高斯白噪聲的同相分量，nQ為復(fù)高斯白噪聲的正交分量，nI和nQ相互獨(dú)立，均是均值為0、方差為N0/2的高斯隨機(jī)變量，N0/2為雙邊功率譜密度；rI＝nI+sI和rQ＝nQ+sQ為接收符號(hào)的同相分量和正交分量，相互獨(dú)立。每個(gè)符號(hào)中b1～b4的LLR僅由rI決定，而b5～b8則由rQ決定。在先驗(yàn)等概的條件下，符號(hào)中各比特的LLR的計(jì)算公式為L(zhǎng)(bi|r)=lnΣj∈Si01πN0exp(-|rI-sI,j|2N0)Σj∈Si11πN0exp(-|rI-sI,j|2N0),i=1,2,3,4Σj∈Si01πN0exp(-|rQ-sQ,j|2N0)Σj∈Si11πN0exp(-|rQ-sQ,j|2N0),i=5,6,7,8---(3)]]>其中和分別表示星座圖中對(duì)應(yīng)第i比特為0和1的所有星座點(diǎn)的集合，sI,j和sQ,j分別表示第j個(gè)星座點(diǎn)sj的同相和正交分量。各比特似然比值不同是由于不同比特與星座點(diǎn)間不同的映射關(guān)系引起的，不同的星座映射關(guān)系也導(dǎo)致接收符號(hào)中每個(gè)比特的互信息也不同。下面對(duì)各比特的互信息進(jìn)行分析。256-QAM星座點(diǎn)關(guān)于I軸和Q軸相互對(duì)稱，接收符號(hào)的同相分量和正交分量相互獨(dú)立，b1～b4的互信息完全取決于接收符號(hào)的同相分量rI，b5～b8的互信息完全取決于接收符號(hào)的正交分量rQ。由于計(jì)算方法和結(jié)果完全相同，因此這里只對(duì)b1～b4的互信息進(jìn)行分析。對(duì)256-QAM，各比特的互信息的計(jì)算可簡(jiǎn)化為16-PAM符號(hào)比特互信息的計(jì)算。比特bi(i＝1,2,3,4)與接收符號(hào)rI分量之間的平均互信息I(bi；rI)為I(bi；rI)＝h(rI)-h(rI|bi)(4)其中h(rI)為rI的熵，h(rI|bi)為bi條件下rI的條件熵。h(rI)的計(jì)算公式為h(rI)=-∫-∞∞p(rI)·log2p(rI)drI---(5)]]>其中p(rI)為rI的概率密度函數(shù)。在先驗(yàn)等概的條件下，h(rI|bi)條件熵計(jì)算公式為h(rI|bi)=P(bi=0)h(rI|bi=0)+P(bi=1)h(rI|bi=1)=-12(∫-∞+∞p(rI|bi=0)log2p(rI|bi=0)drI+∫-∞+∞p(rI|bi=1)log2p(rI|bi=1)drI)---(6)]]>其中P(·)表示概率，p(rI|bi＝0)和p(rI|bi＝1)分別為比特bi為0、1條件下rI的條件概率密度函數(shù)。上兩式中概率密度函數(shù)的表達(dá)式為p(rI)=116·1πN0Σj=116exp(-(rI-sI,j)22N0)]]>p(rI|bi=0)=18·1πN0Σj∈Si0exp(-(rI-sI,j)22N0)---(7)]]>p(rI|bi=1)=18·1πN0Σj∈Si1exp(-(rI-sI,j)22N0)]]>聯(lián)合式(4)～(7)可求出符號(hào)中b1、b2、b3、b4比特的平均互信息，類(lèi)似也可以求出b5～b8的平均互信息，只需將式中的rI、sI,j分別替換為rQ、sQ,j即可。為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，將第i比特的平均互信息I(bi；r)簡(jiǎn)記為I(bi)。同一接收符號(hào)中各比特的似然比隨信噪比和接收符號(hào)值變化，平均互信息量也隨信噪比變化，且各個(gè)比特并不相同(如圖2所示)。如果所有的比特都解調(diào)進(jìn)入信道編碼的譯碼器進(jìn)行譯碼，在獲得要求的誤碼性能的條件下，碼字長(zhǎng)度會(huì)隨著信噪比的下降而增大，在低信噪比下碼字長(zhǎng)度會(huì)很長(zhǎng)。由于編碼的譯碼復(fù)雜度與碼字長(zhǎng)度成正比，因此低信噪比下會(huì)導(dǎo)致非常大的譯碼復(fù)雜度。經(jīng)過(guò)以上分析，本發(fā)明考慮在發(fā)送端調(diào)制階數(shù)不變的情況下，接收端根據(jù)接收信噪比，選擇刪除符號(hào)中互信息很小的部分比特，在總互信息基本不損失的條件下，提高解調(diào)后進(jìn)入譯碼器的比特平均互信息，這樣可縮短譯碼的碼字長(zhǎng)度，降低譯碼復(fù)雜度。根據(jù)調(diào)制符號(hào)中各個(gè)比特的對(duì)數(shù)似然比、平均互信息與信噪比、接收信號(hào)值間的關(guān)系，本發(fā)明給出一種高階方形QAM調(diào)制星座和無(wú)率糾錯(cuò)碼的速率自適應(yīng)算法。以256-QAM調(diào)制為例，解調(diào)器有4種解調(diào)模式，記為解調(diào)模式A、B、C、D。令解調(diào)模式A：8個(gè)比特全部解調(diào)；解調(diào)模式B：根據(jù)每個(gè)比特的似然比，分別刪除同相分量和正交分量中似然比絕對(duì)值最小的1個(gè)比特，解調(diào)6個(gè)比特；解調(diào)模式C(D)：與解調(diào)模式B類(lèi)似，分別刪除同相分量和正交分量中似然比絕對(duì)值最小的2(3)個(gè)比特，解調(diào)4(2)個(gè)比特。記bi(i＝1,2,3,4)比特的解調(diào)區(qū)域?yàn)閆i，即當(dāng)rI處于該區(qū)域中時(shí)bi解調(diào)，而處于刪除區(qū)域時(shí)bi刪除，Zi和互補(bǔ)。根據(jù)圖4，可求出4種解調(diào)模式下各比特的解調(diào)區(qū)域。需要注意的是，各比特的LLR是隨信噪比變化的，因此各比特LLR曲線的交點(diǎn)，也就是解調(diào)區(qū)域的邊界點(diǎn)是隨信噪比變化的。這些交點(diǎn)可以通過(guò)計(jì)算得到。在信道狀態(tài)條件不好的情況下，可只解調(diào)接收符號(hào)中的部分比特，而未解調(diào)的比特視為刪除。比特刪除并不影響接收符號(hào)的熵(由式(4)計(jì)算得到)，但影響比特已知條件下的條件熵。由于條件熵與條件概率密度函數(shù)有關(guān)，因此先對(duì)存在比特刪除時(shí)接收符號(hào)同相分量的條件概率密度函數(shù)進(jìn)行推導(dǎo)，正交分量的推導(dǎo)過(guò)程和結(jié)果完全相同。當(dāng)接收符號(hào)的同相分量值位于bi的刪除區(qū)域時(shí)，bi將被刪除，bi條件下的接收符號(hào)同相分量的概率密度函數(shù)就退化為無(wú)條件概率密度函數(shù)。否則，bi未刪除時(shí)則為原來(lái)的條件概率密度函數(shù)。因此，在整個(gè)取值范圍內(nèi)，同相分量完整的條件概率密度函數(shù)由原來(lái)的條件概率密度函數(shù)和無(wú)條件概率密度函數(shù)兩部分組成，并需要進(jìn)行歸一化處理，即pd(rI|bi=0)=α·p(rI),rI∈Z‾iα·p(rI|bi=0),rI∈Zi---(8)]]>pd(rI|bi=1)=β·p(rI),rI∈Z‾iβ·p(rI|b=1),rI∈Zi---(9)]]>其中pd(rI|bi＝0)、pd(rI|bi＝1)分別為刪除情況下比特bi為0、1時(shí)rI的條件概率密度函數(shù)。α，β為歸一化因子，表達(dá)式為α=1∫rI∈Zip(rI|bi=0)drI+∫rI∈Z‾ip(rI)drI---(10)]]>β=1∫rI∈Zip(rI|bi=1)drI+∫rI∈Z‾ip(rI)drI---(11)]]>將式(11)、(12)代入式(6)得bi條件下rI的條件熵為h(rI|x=bi)=-12∫rI∈Ziα·p(rI|bi=0)log2(α·p(rI|bi=0))drI+∫rI∈Z‾iα·p(rI)log2(α·p(rI))drI-12∫rI∈Ziβ·p(rI|bi=1)log2(β·p(rI|bi=1))drI+∫rI∈Z‾iβ·p(rI)log2(β·p(rI))drI---(12)]]>將式(5)和(12)代入式(4)可求出4種解調(diào)模式下各比特的平均互信息Id(bi；rI)。為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，將刪除處理后每個(gè)比特的平均互信息Id(bi；rI)簡(jiǎn)記為Id(bi)。發(fā)送符號(hào)的同相分量sI和接收符號(hào)同向分量rI之間的互信息I(sI；rI)是4個(gè)比特互信息之和I(sI;rI)=Σi=14Id(bi)---(13)]]>4種解調(diào)模式中每個(gè)符號(hào)同相分量分別解調(diào)出4、3、2、1個(gè)比特，平均比特互信息依次記為IbA、IbB、IbC、IbD，表達(dá)式分別為IbA=14I(sI;rI)=14Σi=14Id(bi)=14Σi=14I(bi)IbB=13I(sI;rI)=13Σi=14Id(bi)IbC=12I(sI;rI)=12Σi=14Id(bi)IbD=I(sI;rI)=Σi=14Id(bi)---(14)]]>根據(jù)各比特的解調(diào)區(qū)域(圖4)的分析可知，解調(diào)模式C中b4比特固定刪除，而解調(diào)模式D中b3、b4比特固定刪除，因此這兩種模式下平均比特互信息IbC、IbD又可改寫(xiě)為IbC=12Σi=13Id(bi)IbD=Σi=12Id(bi)---(15)]]>由于同相分量和正交分量的對(duì)稱性，正交分量中的b5～b8的平均互信息與同相分量中b1～b4的平均互信息相同，4種解調(diào)模式下解調(diào)比特的平均比特互信息也完全相同。若達(dá)到期望的譯碼誤碼性能時(shí)，譯碼器對(duì)一個(gè)碼字進(jìn)行譯碼時(shí)需要累積的互信息總量為Iwm，m∈{A,B,C,D}表示解調(diào)模式，則進(jìn)入譯碼器的譯碼碼字長(zhǎng)度Nbm應(yīng)為Nbm=IwmIbm,m∈{A,B,C,D}---(16)]]>上式得到的比特?cái)?shù)不一定恰好對(duì)應(yīng)整數(shù)個(gè)調(diào)制符號(hào)，因此源端發(fā)送的符號(hào)數(shù)Nsm為其中，表示向上取整，解調(diào)模式A、B、C、D下k分別為8、6、4、2。相應(yīng)譯碼碼字長(zhǎng)度Nbm調(diào)整為下面將結(jié)合附圖，以256-QAM和Raptor碼為例，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述。其中，Raptor碼的預(yù)編碼為碼率為0.95的(3,60)的規(guī)則LDPC碼，輸入信息比特長(zhǎng)度K＝9500，中間編碼信息比特長(zhǎng)度M＝10000。弱化的LT碼采用文獻(xiàn)[TURK,FANP.AdaptivedemodulationforraptorcodedmultilevelmodulationschemesoverAWGNchannel[C].ProceedingsoftheIEEEGlobalCommunicationsConference(GLOBECOM),Anaheim,CA:IEEEPress,2012:4030-4035]中的度分布。圖3給出了根據(jù)式(4)～(7)計(jì)算得到的256-QAM符號(hào)中8個(gè)比特的互信息隨信噪比變化的曲線圖。由圖3可知，所有8個(gè)比特的互信息都隨著信噪比的增大呈遞增的趨勢(shì)；而在相同信噪比下，符號(hào)中不同的比特的互信息是不同的，b1、b5比特的互信息最大，而b4、b8比特的互信息最小。且不同比特的互信息隨信噪比的下降速度是不一樣的。在高信噪比下，所有比特的可靠度都較高，都有較高的互信息。隨著信噪比下降，b4、b8的互信息量下降最快，其次是b3、b7，再其次是b2、b6。例如，在信噪比低于10dB時(shí)，b4、b8中已基本沒(méi)有互信息量，而在信噪比低于5dB時(shí)，b3、b7中的互信息量也已經(jīng)很小。因此，可在發(fā)送端調(diào)制階數(shù)不變的情況下，接收端根據(jù)接收信噪比，選擇刪除符號(hào)中互信息很小的部分比特，在總互信息基本不損失的條件下，提高解調(diào)后進(jìn)入譯碼器的比特平均互信息，這樣可縮短譯碼的碼字長(zhǎng)度，降低譯碼復(fù)雜度。圖4給出了各比特的LLR絕對(duì)值與rI之間的關(guān)系，圖中e1～e7、f1～f3、g表示比特LLR絕對(duì)值曲線的交點(diǎn)。各比特的LLR絕對(duì)值是隨信噪比變化的，因此各比特LLR絕對(duì)值曲線的交點(diǎn)，也就是解調(diào)區(qū)域的邊界點(diǎn)是隨信噪比變化的。這些交點(diǎn)可以通過(guò)計(jì)算得到。在特定信噪比下，可得到比特bi確切的解調(diào)區(qū)域Zi，刪除區(qū)域與Zi互補(bǔ)。圖5給出了256-QAM四種解調(diào)模式平均比特互信息及平均符號(hào)互信息與信噪比之間關(guān)系圖。由圖5(a)可知，刪除部分低可靠度的比特后，解調(diào)器解調(diào)輸出比特的平均互信息增大，比特刪除越多，平均比特互信息越大；隨著信噪比的不斷增大，解調(diào)模式D、C、B、A的平均比特互信息依次趨近于1bit，可見(jiàn)比特刪除越多，比特的可靠度增加越快，但最終都趨于平穩(wěn)。解調(diào)模式A、B、C、D的比特刪除比例依次為0、0.25、0.5、0.75，每符號(hào)解調(diào)的比特?cái)?shù)分別為8、6、4和2比特?？梢?jiàn)，刪除比例越高，平均比特互信息越大。由圖5(b)可知，解調(diào)器輸出符號(hào)的平均互信息隨信噪比的增大而增大，但解調(diào)模式A、B、C、D的平均符號(hào)互信息最終趨于一穩(wěn)定值，依次為8bit/symbol、6bit/symbol、4bit/symbol和2bit/symbol，解調(diào)模式B、C、D頻譜效率分別與64-QAM、16-QAM、QPSK相同，可見(jiàn)通過(guò)刪除低可靠度的比特，可在較高信噪比下獲得與頻譜效率等效調(diào)制的最大平均符號(hào)互信息。圖6為接收端進(jìn)入譯碼器的比特長(zhǎng)度N固定為19000時(shí)，4種解調(diào)模式的誤比特率(BitErrorRate,BER)和誤字率(WordErrorRate,WER)的仿真結(jié)果。4種解調(diào)模式下的頻譜效率分別為4bit/s/Hz、3bit/s/Hz、2bit/s/Hz和1bit/s/Hz(已包含了編碼)?？梢钥闯?，通過(guò)刪除低可靠度的比特，可在較低信噪比下也有較好的誤碼性能。為確定不同信噪比下的解調(diào)模式和Raptor碼譯碼碼字長(zhǎng)度，需要根據(jù)圖6的仿真結(jié)果估計(jì)Raptor碼的性能。我們以WER＝10-4為目標(biāo)，估計(jì)4種解調(diào)模式在N＝19000時(shí)要求的信噪比，然后根據(jù)
發(fā)明內(nèi)容中的推導(dǎo)方法得到該信噪比下4種解調(diào)模式的平均比特互信息。最后反推出譯碼器在獲得10-4的誤字率時(shí)需要的互信息總量Iwi，結(jié)果如表1所示。根據(jù)該結(jié)果，就可以由式(18)計(jì)算出不同信噪比時(shí)4種解調(diào)模式的譯碼碼字長(zhǎng)度，如表2所示。表1表2為控制譯碼復(fù)雜度，示例方案中限制譯碼碼字長(zhǎng)度不超過(guò)21000。根據(jù)該約束條件選擇解調(diào)模式，并確定譯碼碼字長(zhǎng)度，如表2中斜體字所示。根據(jù)此表，在信噪比3～16dB間每間隔1dB進(jìn)行了誤字率的仿真，以驗(yàn)證方案是否符合設(shè)計(jì)要求。仿真時(shí)每個(gè)信噪比下仿真2×105個(gè)碼字。仿真結(jié)果見(jiàn)表3，為比較方便，也將其示于圖7。由仿真結(jié)果可知，各信噪比下譯碼后誤字率在10-4左右波動(dòng)，波動(dòng)幅度很小，達(dá)到了要求的誤碼性能。表3圖8給出本文的自適應(yīng)解調(diào)方案在不同信噪比下獲得的頻譜效率，誤碼性能指標(biāo)仍為WER＝10-4。觀察圖8發(fā)現(xiàn)當(dāng)信噪比在7dB、11dB、14dB處頻率效率的變化不連續(xù)，而在其他區(qū)域則是連續(xù)變化。這是因?yàn)檫@些信噪比是解調(diào)模式的切換點(diǎn)，比特刪除較多的模式互信息的損失也相對(duì)較多，因此出現(xiàn)了頻譜效率在解調(diào)模式切換時(shí)會(huì)有跳動(dòng)的情況?？梢?jiàn)，應(yīng)用本發(fā)明提出的速率自適應(yīng)方案，可在發(fā)送端不調(diào)整編碼和調(diào)制方案的情況下，使頻譜效率能隨信道條件的變化而連續(xù)變化，充分利用信道的傳輸能力。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3