本發(fā)明涉及音頻系統(tǒng)評估領域，特別涉及一種非線性音頻系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法及系統(tǒng)。
背景技術：
：目前在音頻系統(tǒng)研發(fā)中，系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化是一個重要的性能指標?？陕牷u估是指通過仿真等技術手段，構造系統(tǒng)的聲學傳輸特性，將需要測聽的音頻信號饋入評估模型，進行主觀試聽，評估系統(tǒng)的聲學傳輸特性，并對此進行改進。例如，在房間聲學設計中，可以構造不同的房間大小、聲學材料分布等參數(shù)，建立聲傳輸模型，并通過主觀音質(zhì)評價對不同的設計方案進行修改或者確定?；蛘咴跇菲鞯难兄七^程中，可以通過仿真建立發(fā)聲模型，并基于此通過主觀音質(zhì)評價確定樂器是否合格或者改進的方向。但是目前可聽化評估方法中，往往僅僅考慮系統(tǒng)是處于線性工作狀態(tài)，而并沒有考慮到系統(tǒng)的非線性失真。而在實際工程中，系統(tǒng)往往是出于非線性狀態(tài)。例如在房間聲學中，揚聲器等聲學換能器需要較高的驅(qū)動電壓，此時就會不可避免產(chǎn)生非線性失真；在風琴等樂器設計中，往往發(fā)出的是和弦，不僅僅是一個基頻音，而且還帶有諧頻信號，并且呈現(xiàn)一定的分布規(guī)律，導致了每個樂器帶有自身獨特的音色。這種情況下，僅僅考慮線性系統(tǒng)構建的可聽化評估就不再適用，需要考慮系統(tǒng)的非線性特性。當前已有研究者引入Volterra非線性濾波器到非線性系統(tǒng)的可聽化評估中。但是Volterra濾波器模型的結構比較復雜，計算量龐大，限制了其在工程實踐中的應用。也有研究者提出了簡化的Volterra濾波器模型，就是提取Volterra濾波器的對角線元素形成一維數(shù)組結構的濾波器，這里我們不妨稱其為一維Volterra濾波器模型。其優(yōu)點就是計算量減少，并且模擬系統(tǒng)線性和非線性特性的性能較好。近幾年有研究者提出了基于噪聲信號激勵的自適應濾波器進行非線性系統(tǒng)的參數(shù)模型的構建。但是這種方法的抗噪聲干擾性能不強。目前應用比較廣泛的是掃頻法，其中又可以分為連續(xù)對數(shù)掃頻法和離散掃頻法。離散掃頻法主要步驟是輸入信號為離散頻率點的單頻信號，即每個時間段只有一個單個頻率的信號，測量系統(tǒng)輸出信號中的與輸入信號相同的頻率成分即為基頻，其倍數(shù)頻率成分即為諧波失真信號，由此可以知道該頻率點的諧波失真情況，然后下一個時間測量下一個頻率點的輸入和輸出，進行計算，按序進行，直至掃描完整個期望的頻帶。這種辦法的測量結果相對比較準確，但是掃描速度太慢。另一種測量辦法就是連續(xù)對數(shù)掃頻，該辦法的主要步驟是產(chǎn)生一個連續(xù)對數(shù)掃描信號，該信號的頻率是隨著時間連續(xù)變化的，同時產(chǎn)生一個掃頻信號的逆信號，將該逆信號與系統(tǒng)的輸出信號進行卷積，通過加窗可以分離得到系統(tǒng)的基頻脈沖響應和各階諧波失真的脈沖響應，將時域的脈沖響應變換到頻域，就可以計算得到諧波失真隨著頻率的變化關系曲線。該方法的測量結果同樣比較準確，并且速度比較快，甚至可以應用在產(chǎn)線上，迅速得到準確的測量結果。目前在現(xiàn)有的連續(xù)對數(shù)掃頻測量研究資料中，一維Volterra濾波器的核函數(shù)的求解都是基于頻域計算；并且在眾多資料中都提及到了核函數(shù)計算中的相位誤差問題。本發(fā)明同樣是基于連續(xù)掃頻求解一維Volterra濾波器構建非線性系統(tǒng)的可聽化評估模型。而本發(fā)明確立掃頻信號的參數(shù)條件準則，并給出時域求解計算方法，從而快速得到時域脈沖響應。技術實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術中頻域求解存在相位差而導致非線性系統(tǒng)的可聽化模型估計不準確的問題，提供了一種非線性音頻系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法及系統(tǒng)，其通過時域求解一維Volterra濾波器參數(shù)。為達到上述目的，本發(fā)明采用技術方案為：一種非線性音頻系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法，包括如下步驟：S1、構建基于一維Volterra濾波器的非線性模型，用于模擬非線性音頻系統(tǒng)的非線性響應；S2、辨識一維Volterra濾波器的核函數(shù)參數(shù)；S3、將音頻測試信號饋給建立好的所述非線性模型，評價其輸出結果的音質(zhì)；S4、根據(jù)步驟S3的評價結果調(diào)整非線性模型的參數(shù)，返回步驟S3，評價調(diào)整后的音質(zhì)改善情況，循環(huán)往復，直至找到一個最優(yōu)的非線性模型參數(shù)；其中，所述步驟S2進一步包括如下步驟：S2-1、設置掃頻信號參數(shù)，生成掃頻信號及所述掃頻信號的逆信號；S2-2、以所述掃頻信號激勵所述非線性音頻系統(tǒng)，同步采集所述非線性音頻系統(tǒng)的輸出信號；S2-3、對所述輸出信號和所述逆信號進行解卷積得到一個脈沖序列；S2-4、設置延時窗函數(shù)，從所述脈沖序列中截取各階諧波引起的脈沖響應；S2-5、時域求解所述各階諧波的脈沖響應。優(yōu)選地，，步驟S1中，所述一維Volterra濾波器的非線性模型如式(7)所示，y(n)=Σi=0M1-1h1(i)x(n-i)+Σi=0M2-1h2(i)x2(n-i)+...+Σi=0Mp-1hp(i)xp(n-i)+...---(7)]]>其中，n是采樣點，y(n)是非線性模型的輸出，x(n)是非線性模型的輸入，hp(i)是一維Volterra濾波器第p階核函數(shù)，Mp是第p階核函數(shù)的濾波器長度。優(yōu)選地，步驟S2-1具體包括如下步驟：S2-1-1、設置掃頻信號的起始角頻率ω1、終止角頻率ω2以及掃頻信號的時間持續(xù)長度T，并滿足式(2)，ξ＝π+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…(2)其中，S2-1-2、生成式(3)所示的掃頻信號x(n)，x(n)＝A·sin[φ(n)](3)其中，A是掃頻信號的幅度大小，N是掃頻信號的總采樣點數(shù)；S2-1-3、生成所述掃頻信號的如式(4)所示的逆信號x~(n)=ω1ξ2πATe-nln(ω2/ω1)N·x(-n)---(4)]]>優(yōu)選地，步驟S2-2中，將所述掃頻信號饋給非線性音頻系統(tǒng)，通過聲音傳感器同步采集得到所述非線性音頻系統(tǒng)響應后的輸出信號。優(yōu)選地，步驟S2-3中，所述脈沖序列是由一段延時的脈沖響應序列組組成的一維脈沖響應序列。優(yōu)選地，步驟S2-4中，通過多個不同的延時窗函數(shù)從所述脈沖序列k(n)中截取出各次諧波的脈沖響應分別為ki(n),i＝1,2…；ki(n)如通式(5)所示，ki(n)＝k(n)·[u(n+γi0)-u(n+γi0-Mi)](5)其中，u(n+γi0)是階躍響應函數(shù)，γi0表示第i個脈沖響應的延時偏移量。更優(yōu)選地，步驟S2-5中，根據(jù)式(6-1)求出線性脈沖響應h1(i)；h1(i)＝k1(n)+3k3(n)+5k5(n)(6-1)以及根據(jù)式(6-2)求出二次諧波脈沖響應h2(i)；h2(i)=2Ak2(n)*δhil+8Ak4(n)*δhil---(6-2)]]>和/或，根據(jù)式(6-3)求出三次諧波脈沖響應h3(i)；h3(i)=-4A2k3(n)-20A2k5(n)---(6-3)]]>和/或，根據(jù)式(6-4)求出四次諧波脈沖響應h4(i)；h4(i)=-8A3k4(n)*δhil---(6-4)]]>和/或，根據(jù)式(6-5)求出五次諧波脈沖響應h5(i)；h5(i)=16A4k5(n)---(6-5)]]>其中，δhil是希爾伯特濾波器，用于將正弦函數(shù)偏移90°相位變成余弦函數(shù)。優(yōu)選地，步驟S3中，采用多段音樂作為音頻測試信號，通過主觀聽音評價非線性音頻系統(tǒng)輸出的音質(zhì)、帶寬、立體感、空間感、層次感、失真和異常音、力度、真實度進行評價。優(yōu)選地，步驟S4中，調(diào)整各階諧波的幅頻特性和/或相頻特性，或，調(diào)整各階諧波脈沖響應的權重分布，找出非線性音頻系統(tǒng)音質(zhì)不佳的原因并優(yōu)化所述非線性音頻系統(tǒng)的參數(shù)；或，步驟S4中，調(diào)整各階諧波的幅頻特性和/或相頻特性，使所述非線性音頻系統(tǒng)的諧波分布特征轉(zhuǎn)換為具有另一種音色的諧波分布。一種非線性音頻系統(tǒng)音質(zhì)的可聽化評估系統(tǒng)，包括音質(zhì)可聽化仿真模塊，用于構建基于一維Volterra濾波器的非線性模型，所述非線性模型每一項分別表征了非線性音頻系統(tǒng)的各階諧波失真；一維Volterra濾波器的參數(shù)辨識模塊，包括：連續(xù)掃頻信號生成模塊，用于根據(jù)預設的的起始頻率、截止頻率以及掃頻信號長度生成連續(xù)對數(shù)掃頻信號以及所述掃頻信號的逆信號，以保證測量所需帶寬的信號失真響應；脈沖響應計算模塊，用于計算得到各階諧波對應的脈沖響應曲線，并且保證每個獨立的脈沖響應是時域分離的；延時窗模塊，用于計算得到各階諧波所對應的窗函數(shù)，在時間脈沖序列上對應著不同的延時窗；從整個脈沖響應時間序列上獲取單獨各階諧波對應的脈沖響應；時域核函數(shù)計算模塊，用來求解時域脈沖響應，也就是一維Volterra濾波器的核函數(shù)，確定非線性系統(tǒng)的可聽化評估模型的各項參數(shù)；評價模塊，用于根據(jù)構建好的非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化模型，采用多段音樂信號等作為測試信號，通過聽音評價系統(tǒng)輸出音質(zhì)的優(yōu)良，分別對音質(zhì)、帶寬、立體感、空間感、層次感、失真和異常音以及力度、真實度等多方面進行評分；非線性模型預處理模塊，用于分別調(diào)整各階諧波失真的幅頻特性和相頻特性，并通過聽音找出非線性音頻系統(tǒng)音質(zhì)不佳的原因，找出造成這一原因的諧波成分，確定該非線性系統(tǒng)的改進目標，對該非線性系統(tǒng)進行調(diào)整優(yōu)化；或，用于調(diào)整各階諧波失真的權重分布，并通過音質(zhì)評價，優(yōu)化非線性音頻系統(tǒng)的參數(shù)。本發(fā)明采用以上方案，改進了現(xiàn)有的非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法存在的相位失真等問題，特別是對一維Volterra濾波器的參數(shù)辨識進行了改進。本發(fā)明的優(yōu)選方案，還進一步具有如下優(yōu)點：1、首次提出了連續(xù)對數(shù)掃頻信號所應該滿足的起始頻率、截止頻率以及信號的時間長度所應該滿足的條件標準，對于實際工程操作具有較好的指導意義；2、對比傳統(tǒng)的對數(shù)掃頻辦法，本發(fā)明所提出的信號要求和脈沖響應求解辦法有利于準確得到各階脈沖響應，而不會引入誤差，包括幅度誤差和相位誤差；3、發(fā)明給出了延時窗函數(shù)的計算辦法，從而避免了相位延時誤差，這對于一些逆濾波器的設計或者補償具有重要的意義；4、首次給出求解非線性模型的時域解析表達式，避免了頻域計算因為采樣點數(shù)不夠，也就是解析度不夠，某些頻率點的系統(tǒng)響應特性的辨識存在估計誤差。附圖說明圖1是本發(fā)明的基于連續(xù)對數(shù)掃頻的可聽化評估方法的流程圖；圖2是本發(fā)明的一維Volterra濾波器的框架結構圖；圖3a-1、3a-2分別為本發(fā)明的掃頻信號的時域波形圖和時頻圖；圖3b-1、3b-2分別為本發(fā)明的與掃頻信號對應的逆信號的時域波形圖和時頻圖；圖4為解卷積得到的脈沖序列時域曲線；圖5為現(xiàn)有技術中的非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法得到的信號時域波形；圖6為本發(fā)明的非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估方法得到的信號時域波形；圖7為可以調(diào)節(jié)各階諧波分量的延時和權重的非線性模型框架圖；圖8為可以針對各段頻率調(diào)節(jié)權重和相位的非線性模型框架圖。具體實施方式下面結合附圖對本發(fā)明的較佳實施例進行詳細闡述，以使本發(fā)明的優(yōu)點和特征能更易于被本領域的技術人員理解。本發(fā)明的基本思想是給出連續(xù)掃頻信號的設置參數(shù)，以保持起始頻率、截止頻率和掃頻信號時間長度需要滿足的嚴格準則，以及相應的求解線性脈沖響應的時域求解辦法?；谏鲜鏊枷朐O計的本發(fā)明的測量方法消除了現(xiàn)有技術中的連續(xù)掃頻測量脈沖響應方法存在的測量結果準確性不可控的問題。本發(fā)明的基于連續(xù)對數(shù)掃頻的可聽化評估方法，包括如下步驟：S1、構建基于一維Volterra濾波器的非線性模型，用于模擬非線性音頻系統(tǒng)的非線性響應，所述一維Volterra濾波器的非線性模型如式(7)所示，y(n)=Σi=0M1-1h1(i)x(n-i)+Σi=0M2-1h2(i)x2(n-i)+...+Σi=0Mp-1hp(i)xp(n-i)+...---(7)]]>其中，n是采樣點，y(n)是非線性模型的輸出，x(n)是非線性模型的輸入，hp(i)是一維Volterra濾波器第p階核函數(shù)，Mp是第p階核函數(shù)的濾波器長度,p為大于2的自然數(shù)。S2、辨識一維Volterra濾波器的核函數(shù)參數(shù)；具體包括，S2-1-1、設置掃頻信號的起始角頻率ω1、終止角頻率ω2以及掃頻信號的時間持續(xù)長度T，并滿足式(2)，ξ＝π+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…(2)其中，它是關于起始角頻率ω1、終止角頻率ω2和長度T的函數(shù)；S2-1-2、生成式(3)所示的掃頻信號x(n)，x(n)＝A·sin[φ(n)](3)其中，A是掃頻信號的幅度大小，它是關于采樣點n的函數(shù)，N是掃頻信號的總采樣點數(shù)，掃頻信號的采樣率為fs＝N/T，式(3)的另一種表達形式為，x(n)=Asin{ω1Tln(ω2/ω1)[Cnln(ω2/ω1)N-1]}]]>從上式可見，掃頻信號是一個頻率隨時間變化的正弦信號，其頻率變化呈指數(shù)型增長。S2-1-3、生成所述掃頻信號的如式(4)所示的逆信號x~(n)=ω1ξ2πATe-nln(ω2/ω1)N·x(-n)---(4)]]>從上式可以看到，逆信號是對掃頻信號的時間反轉(zhuǎn)信號x(-n)進行指數(shù)衰減形式的調(diào)制，以滿足逆信號與掃頻信號x(n)的卷積為狄拉克函數(shù)δ(n)，它同樣是一個頻率隨時間變化的信號，且頻率變化隨時間呈指數(shù)衰減關系。S2-2、將所述掃頻信號x(n)饋給非線性音頻系統(tǒng)，通過聲音傳感器(如，麥克風)同步采集得到所述非線性音頻系統(tǒng)響應后的輸出信號y(n)，輸出信號y(n)可以是電信號，也可以是其他的能量形式，輸出信號x(n)和輸入信號y(n)的采集需要保持完全同步，這樣可以避免測量計算中的相位延時誤差。S2-3、對所述輸出信號和所述逆信號進行解卷積得到一個脈沖序列，所述脈沖序列是由一段延時的脈沖響應序列組組成的一維脈沖響應序列k(n)。S2-4、通過多個不同的矩形延時窗函數(shù)從所述脈沖序列k(n)中截取出各次諧波的脈沖響應分別為ki(n),i＝1,2…；ki(n)如通式(5)所示，ki(n)＝k(n)·[u(n+γi0)-u(n+γi0-Mi)](5)其中，u(n+γi0)是階躍響應函數(shù)(可參見“吳大正.信號與線性系統(tǒng)分析[M].高等教育出版社,2008”等)，γi0表示第i個脈沖響應的延時偏移量的常數(shù)；ki(n)具體為k1(n)=k(n)·[u(n)-u(n-M1)]k2(n)=k(n)·[u(n+γ20)-u(n+γ20-M2)]...kp(n)=k(n)·[u(n+γp0)-u(n+γp0-Mp)].]]>S2-5、根據(jù)式(6-1)求出線性脈沖響應h1(i)；h1(i)＝k1(n)+3k3(n)+5k5(n)(6-1)以及根據(jù)式(6-2)求出二次諧波脈沖響應h2(i)；k2(i)=2Ak2(n)*δhil+8Ak4(n)*δhil---(6-2)]]>根據(jù)式(6-3)求出三次諧波脈沖響應h3(i)；k3(i)=-4A2k3(n)-20A2k5(n)---(6-3)]]>根據(jù)式(6-4)求出四次諧波脈沖響應h4(i)；k4(i)=-8A3k4(n)*δhil---(6-4)]]>根據(jù)式(6-5)求出五次諧波脈沖響應h5(i)；h5(i)=16A4k5(n)---(6-5)]]>其中，δhil是希爾伯特濾波器，用于將正弦函數(shù)偏移90°相位變成余弦函數(shù)。這里僅僅考慮了三次和五次非線性失真的影響，并且消除了三次和五次非線性的影響而得到純粹的線性脈沖響應。這足以描述一般的消費電子類器件的諧波失真，因為常見系統(tǒng)的諧波失真的幅度一般隨著諧波失真的階次增加而增大。當然，如果需要計算更高階的諧波失真，只需要遵從上式的規(guī)律進行拓展即可。S3、將音頻測試信號饋給建立好的所述非線性模型，評價其輸出結果的音質(zhì)。具體為，得到非線性濾波器的各階核函數(shù)，采用多段音樂信號等作為測試信號，通過主觀聽音評價系統(tǒng)輸出音質(zhì)的優(yōu)良，分別對音質(zhì)、帶寬、立體感、空間感、層次感、失真和異常音以及力度、真實度等多方面進行評分。S4、根據(jù)步驟S3的評價結果調(diào)整非線性模型的參數(shù)，返回步驟S3，評價調(diào)整后的音質(zhì)改善情況，循環(huán)往復，直至找到一個最優(yōu)的非線性模型參數(shù)。具體為，分別調(diào)整各階諧波失真的幅頻特性和相頻特性，并結合主觀聽音，評判系統(tǒng)音質(zhì)不佳的原因，找出造成這一原因的諧波成分，進而確定該非線性系統(tǒng)的改進目標，可以通過物理手段或者數(shù)字信號處理的手段對該非線性系統(tǒng)進行調(diào)整，以實現(xiàn)目標系統(tǒng)；或，分別調(diào)整各階諧波失真的權重分布，并結合主觀音質(zhì)評價，進一步優(yōu)化非線性系統(tǒng)的參數(shù)?；蛘哒f人為地改變或者增加某些諧波分量成分，因為諧波失真的存在并不一定意味著音質(zhì)差，相反，如果諧波的分布比較合理，可以使得聲音更加悅耳，例如小提琴等樂器的聲音并不是簡單的單頻信號，而是帶有較多的泛頻；或，分別調(diào)整各階諧波失真的幅頻特性和相頻特性，并結合主觀聽音，使得非線性系統(tǒng)的諧波分布特性轉(zhuǎn)換成另外一個音色特征鮮明的系統(tǒng)，例如將二胡聲調(diào)整為小提琴聲音，得到一個期望的目標系統(tǒng)響應，通過數(shù)字信號處理手段，實現(xiàn)這一目標。一種非線性音頻系統(tǒng)音質(zhì)的可聽化評估系統(tǒng)，包括音質(zhì)可聽化仿真模塊，用于構建基于一維Volterra濾波器的非線性模型，所述非線性模型每一項分別表征了非線性音頻系統(tǒng)的各階諧波失真；一維Volterra濾波器的參數(shù)辨識模塊，包括：連續(xù)掃頻信號生成模塊，用于根據(jù)預設的的起始頻率、截止頻率以及掃頻信號長度生成連續(xù)對數(shù)掃頻信號以及所述掃頻信號的逆信號，以保證測量所需帶寬的信號失真響應；脈沖響應計算模塊，用于計算得到各階諧波對應的脈沖響應曲線，并且保證每個獨立的脈沖響應是時域分離的；延時窗模塊，用于計算得到各階諧波所對應的窗函數(shù)，在時間脈沖序列上對應著不同的延時窗；從整個脈沖響應時間序列上獲取單獨各階諧波對應的脈沖響應；時域核函數(shù)計算模塊，用來求解時域脈沖響應，也就是一維Volterra濾波器的核函數(shù)，確定非線性系統(tǒng)的可聽化評估模型的各項參數(shù)；評價模塊，用于根據(jù)構建好的非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化模型，采用多段音樂信號等作為測試信號，通過聽音評價系統(tǒng)輸出音質(zhì)的優(yōu)良，分別對音質(zhì)、帶寬、立體感、空間感、層次感、失真和異常音以及力度、真實度等多方面進行評分；非線性模型預處理模塊，用于分別調(diào)整各階諧波失真的幅頻特性和相頻特性，并通過聽音找出非線性音頻系統(tǒng)音質(zhì)不佳的原因，找出造成這一原因的諧波成分，確定該非線性系統(tǒng)的改進目標，對該非線性系統(tǒng)進行調(diào)整優(yōu)化；或，用于調(diào)整各階諧波失真的權重分布，并通過音質(zhì)評價，優(yōu)化非線性音頻系統(tǒng)的參數(shù)。在一個實施例中，以評估揚聲器這一非線性音頻系統(tǒng)的音質(zhì)來詳細闡述本發(fā)明的音質(zhì)可聽化評估。如在全消聲室內(nèi)，放置一揚聲器，距離其2m處放置B&K傳聲器4189，用來采集揚聲器的系統(tǒng)輸出信號。揚聲器和傳聲器在同一高度，距離地面(鋼絲網(wǎng)面，并不是真實的反射地面)1m。此外，實驗還選用其他硬件裝置，包括功率放大器，NI公司的PXIe-1075多通道數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)以及PC機。具體實施過程包括以下幾步：(1)設置一維Volterra濾波器非線性模型的階數(shù)為5階，即考慮失真至五次諧波失真。同時設定各階核函數(shù)的濾波器長度為500.(2)設置掃頻信號的參數(shù)為：掃頻起始頻率22Hz，終止頻率20kHz，采樣率為40kHz，根據(jù)本發(fā)明所要求的條件，即ξ＝π+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…，選擇掃頻信號長度為T＝10.683145s。掃頻信號的時域波形和時頻分布分別如圖3a-1、3a-2所示。同時生成的還有逆信號，其時域波形和時頻分布分別如圖3b-1、3b-2所示。此外，選擇另外一個連續(xù)掃頻信號作為對比，其起始頻率為22Hz，終止頻率20kHz，采樣率為40kHz，掃頻信號長度T＝9.8s。該掃頻信號并不滿足本發(fā)明所提出的條件準則。(3)將掃頻信號經(jīng)過功放進行功率放大后饋給揚聲器，同時，音質(zhì)可聽化評估系統(tǒng)同步地采集麥克風采集到的信號y(n)，該信號就是揚聲器的輸出信號。需要注意的是，輸入和輸出必須保證同步，否則將會導致系統(tǒng)的相位響應測量結果出現(xiàn)誤差。(4)用掃頻信號的逆信號卷積采集得到的系統(tǒng)輸出信號y(n)，從而得到一組一維脈沖響應序列k(n)。該實例中得到的脈沖序列如圖4所示。從圖中可以看到，在時間軸上，脈沖序列是離散分布的。例如，圖中的γ20是其中一個延時窗的起點，而γ30是另一個延時窗的起點，0時刻位置是k1(n)。需要指出的是，增加掃頻信號的時間長度，可以使得脈沖序列之間的距離更遠。其中k1(n)是由系統(tǒng)的線性響應、以及奇數(shù)次諧波響應共同作用形成的脈沖序列；k2(n)是二次諧波響應以及更高偶數(shù)次諧波響應共同作用形成的脈沖序列；同樣的規(guī)律，k3(n)或者更高階數(shù)的脈沖序列是由更高階數(shù)的諧波響應共同作用形成的。通過不同的延時窗，可以從圖4中的一維脈沖響應序列中分離出各階脈沖序列k1(n)、k2(n)以及k3(n)等。(5)根據(jù)本發(fā)明給出的時域求解公式，計算出各階諧波失真的脈沖響應，完成非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化模型的參數(shù)辨識。需要指出的是，精確的非線性模型是非常有必要的，因為它能夠真實地反映出非線性系統(tǒng)的工作情況。本發(fā)明給出的參數(shù)辨識辦法消除了現(xiàn)有的方法中存在的相位失真等問題。為了證明這一點，在實例中，饋給揚聲器系統(tǒng)1kHz信號，并采集揚聲器的輸出作為真實系統(tǒng)的輸出響應。實例中，與現(xiàn)有技術的辨識方法比對，即采用步驟2所述的掃頻長度為9.8s的掃頻信號，不滿足本發(fā)明所提出的準則。同時采用頻域求解的辦法得到的非線性模型。饋給等幅度等相位的1kHz信號給辨識得到的非線性模型，其輸出信號的時域波形如圖5所示。從圖中可以看到現(xiàn)有技術中方法辨識得到的非線性模型預測得到的系統(tǒng)輸出與揚聲器系統(tǒng)的真實輸出差別還是蠻大的。同樣地，在實例中也基于本發(fā)明給出的辨識辦法，采用上述步驟得到的非線性模型給出的1kHz激勵下的輸出結果如圖6所示。從圖中可以看到，基于本發(fā)明得到非線性系統(tǒng)的音質(zhì)可聽化評估模型的準確度遠高于現(xiàn)有技術的方法。(6)根據(jù)既有的非線性模型，進行主觀音質(zhì)評價。在實例中，分別聽了多個頻率的單頻信號以及不同風格音樂信號，包括歌曲中的人聲，交響樂，爵士樂等，發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)的低頻的力度不夠，特別是鼓聲不夠明晰干凈.(7)當前系統(tǒng)的失真主要集中在低頻，并且失真幅度大小隨著階數(shù)的增加而逐漸減小，即三次諧波失真比二次諧波失真小；同時系統(tǒng)的失真主要源于二次和三次諧波失真，四次和五次諧波失真較小，不會影響。在實例中調(diào)整減小四次和五次諧波的幅度，結合步驟6的主觀聽音評測，并沒有明顯的變化差異。調(diào)整諧波分量可以通過如圖7這樣的方案，調(diào)整每一階核函數(shù)的延時和增益，這是本實例中采用的辦法；當然也可以通過圖8中的方案，可以針對各個頻段進行更加精細化的調(diào)整。同樣，降低系統(tǒng)的二次諧波，主觀聽音的差別也不帶明顯，但是如果持續(xù)抬升二次諧波的幅度，低頻的鼓聲更弱；通過調(diào)整各階諧波分量發(fā)現(xiàn)，導致鼓聲不夠干凈，低頻力度不足的主要原因是三次諧波的存在。可以通過物理手段例如改進揚聲器的結構進行性能優(yōu)化，減小系統(tǒng)的三次諧波失真，將會有助于提高系統(tǒng)的音質(zhì)；當然也可以通過數(shù)字信號處理的辦法降低系統(tǒng)的三次諧波失真，這里不做詳細的介紹。上述實施例只為說明本發(fā)明的技術構思及特點，是一種優(yōu)選的實施例，其目的在于熟悉此項技術的人士能夠了解本發(fā)明的內(nèi)容并據(jù)以實施，并不能以此限定本發(fā)明的保護范圍。凡根據(jù)本發(fā)明的精神實質(zhì)所作的等效變換或修飾，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。當前第1頁1 2 3