本發(fā)明屬于無線通信領域，具體涉及一種均勻子帶疊加的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信技術。

背景技術：

隨著無線通信和互聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展，無線傳輸數(shù)據(jù)以指數(shù)級增長，且對通信數(shù)據(jù)傳輸?shù)男阅芎退俾室笤絹碓礁?。為了傳輸更多的?shù)據(jù)，有以下方法：第一，增大信道的帶寬，但是現(xiàn)實中頻譜資源短缺，不能無限的增大信道帶寬，所以當前頻譜資源難以滿足日益增長的數(shù)據(jù)，成為無線通信發(fā)展的一個瓶頸；第二，通過新的波形設計方法，提高頻譜利用率，降低帶外衰減，使得信號在相同的帶寬內(nèi)，傳輸更多的數(shù)據(jù)，這種方法可以在不增加頻譜資源的情況下，提高頻譜利用率。

OFDM(正交頻分復用)已經(jīng)廣泛的用于3GPP LTE(3GPP長期演進)、DTMB(數(shù)字電視地面廣播)、DVB(數(shù)字視頻廣播)、WiMAX(全球微波互聯(lián)接入)等無線系統(tǒng)中。雖然OFDM通過正交頻分復用的方法，提高了頻譜利用率，且可以對抗多徑衰落信道，但是其頻域為sinc函數(shù)，使得發(fā)射信號的帶外衰減較慢，具有較高的帶外輻射，為了降低頻帶之間的干擾，需要預留較多的保護帶。在LTE標準中，10％的帶寬用于降低LTE系統(tǒng)的帶外衰減，造成頻譜資源浪費；在DTMB和DVB標準中，信道帶寬分別存在5.5％和4.87％的浪費。OFDM系統(tǒng)對載波頻偏非常敏感且需要嚴格的同步。為了降低帶外衰減，提高頻譜利用率，可以在OFDM系統(tǒng)中添加一個濾波器，這種直接濾波的方法可以降低帶外衰減，以達到降低保護帶的間隔，提高頻譜利用率的目的。但是如果整個信道帶寬直接濾波器，所用濾波器的階數(shù)較高，使得計算復雜度非常高，為硬件實現(xiàn)增加了難度。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的發(fā)明目的在于：針對上述存在的問題，提供一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法及系統(tǒng)，以提高頻譜利用率，同時降低計算復雜度。

本發(fā)明的一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法，包括下列步驟：

發(fā)射端步驟：

將整個信道帶寬均勻劃分為K個子帶，子載波間隔設置為Δf，子帶間保護帶間隔為N_FGI，信道邊緣保護帶間隔為N_FGI′，每個子帶的子載波數(shù)符號表示下取整，其中整個信道的最大傳輸子載波數(shù)

設置每個子帶的信號采樣率為其中m表示降低倍數(shù)，N表示移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)(不同的標準，N的取值不同)，通過調(diào)整m的取值，使得N/m的值最接近子帶的子載波數(shù)現(xiàn)有的子帶信號采樣率通常為NΔf，本發(fā)明通過降低子帶信號采樣率，從而使得采用的濾波器的階數(shù)降低，進而降低計算復雜度。

對待發(fā)送的二進制比特流數(shù)據(jù)b進行調(diào)制得到復數(shù)信號d，將復數(shù)信號d均勻劃分到K個子帶，每個子帶的子載波個數(shù)為得到K個子帶的復數(shù)信號d_i，子帶標識符i＝1,2,…,K，其中復數(shù)信號d_i的信號采樣率為f_s；

分別對K個復數(shù)信號d_i進行OFDM調(diào)制(逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴得到信號其中逆傅里葉變換的采樣點數(shù)為N/m；

基于F級濾波器，每級濾波器的采樣值L_j,j＝1,2,…,F且對信號進行F級的逐級速率匹配處理：從第1級開始，基于當前級的采樣值L_j進行上采樣后，再通過第j級的濾波器進行卷積處理。即先對信號根據(jù)第1級的采樣值L₁進行上采樣后，再通過第1級濾波器；接著對第1級濾波器的輸出基于采樣值L₂進行上采樣后，再通過第2級濾波器；依次類推，完成逐級速率匹配；本發(fā)明通過逐級速率匹配，使得每個子帶的信號采樣率相同，其采樣率均為f_s＝N_iΔf_i，i＝1,2,…,K，即達到和移動通信系統(tǒng)標準中相同的采樣率

為了進一步提高處理效率，在進行F級的逐級速率匹配處理時，先對各級濾波器進行多相分解，得到第j級的L_j個子濾波器，其中第j級的子濾波器的長度為表示第j級濾波器的長度；在進行第j級卷積濾波時，通過j級的L_j個子濾波器并行進行。

對第F級濾波器輸出的信號進行頻譜搬移處理，得到信號將K個子帶的信號疊加得到發(fā)射信號并發(fā)射。

發(fā)射信號經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘?/p>

接收端步驟：

接收信號并對信號進行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到各子帶的接收信號其中i＝1,2,…K；

基于與發(fā)射端匹配的F級濾波器、每級濾波器的采樣值L_j，對信號進行F級的逐級速率匹配處理，得到信號從第F級開始，先通過第j級的濾波器進行卷積處理，再基于當前級的采樣值L_j進行下采樣，即實現(xiàn)發(fā)射端的逆逐級速率匹配；

對信號去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到頻域信號其中傅里葉變換的采樣點數(shù)為N/m；再對K個頻域信號進行串并轉(zhuǎn)換得到信號

對信號進行解調(diào)制得到估計的二進制比特流數(shù)據(jù)

本發(fā)明把高速的碼流通過均勻子帶劃分變成較低速的碼流，以此降低信號采樣速率；然后每個子帶和多級濾波器進行卷積，以降低每個子帶的帶外衰減，提高整個系統(tǒng)的頻譜利用率；最后每個子帶進行相應的頻譜搬移疊加，經(jīng)過無線信道發(fā)射，接收端是發(fā)射端的逆過程。在進行濾波時，采用多相多級的濾波方式，可以提高計算速度，降低計算復雜度。

對應上述通信方法，本發(fā)明還公開了一種非均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)，包括發(fā)射端、接收端，其中發(fā)射端包括比特流生成單元、信號調(diào)制單元、多路分配器、OFDM調(diào)制單元、頻譜搬移單元和發(fā)射單元；接收端包括接收單元、復用器、信號解調(diào)單元、OFDM解調(diào)單元、頻譜搬移單元；同時，發(fā)射端、接收端還分別還包括速率匹配單元，其中速率匹配單元包括F組采樣單元和濾波器，采樣單元的采樣值為L_j,j＝1,2,…,F，且m表示降低倍數(shù)，且滿足N/m的值最接近子帶的子載波數(shù)(N_sc為整個信道的最大傳輸子載波數(shù))，N表示移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)，將F組采樣單元和濾波器定義為1～F級速率匹配子單元；

發(fā)射端：

比特流生成單元用于生成二進制比特流數(shù)據(jù)b，并經(jīng)信號調(diào)制單元調(diào)制得到復數(shù)信號d；

多路分配器將復數(shù)信號d均勻劃分為K個子帶，每個子帶的復數(shù)信號為d_i，每個子帶的子載波個數(shù)為得到K個子帶的復數(shù)信號d_i，子帶標識符i＝1,2,…,K，其中復數(shù)信號d_i的信號采樣率為其中Δf為子載波間隔，N為移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)；

通過K路OFDM調(diào)制單元，并行對K個復數(shù)信號d_i進行逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴得到信號其中逆傅里葉變換的采樣點數(shù)為N/m；

通過K路速率匹配單元，并行對K個信號進行F級的逐級速率匹配處理：從第1級速率匹配子單元開始，先基于采樣值L_j對當前輸入進行上采樣，再通過第j級濾波器進行卷積濾波并將卷積濾波結(jié)果作為后一級速率匹配子單元的輸入，其中第1級的輸入為信號

將第F級濾波器的輸出信號作為頻譜搬移單元的輸入，通過K路頻譜搬移單元完成K個信號的頻譜搬移處理，得到信號并發(fā)送至發(fā)射單元；

發(fā)射單元將K個子帶的信號疊加得到發(fā)射信號并發(fā)射。

發(fā)射信號經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘?/p>

接收端：

接收單元用于接收信號并發(fā)送給頻譜搬移單元；

K路頻譜搬移單元對信號進行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到K路接收信號并發(fā)送給速率匹配單元，其中i＝1,2,…K；

通過K路速率匹配單元，并行對K個信號進行F級的逐級速率匹配處理，得到信號從第F級速率匹配子單元開始，先通過第j級濾波器進行卷積濾波，再基于采樣值L_j進行下采樣，并將下采樣結(jié)果作為后一級速率匹配子單元的輸入，其中第F級的輸入為信號

將信號作為OFDM解調(diào)單元的輸入，通過K路OFDM解調(diào)單元完成K個信號的去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到K路頻域信號其中傅里葉變換的采樣點數(shù)為N/m；

復用器用于將K路頻域信號合并為一路信號并發(fā)送給信號解調(diào)單元；

信號解調(diào)單元對信號進行解調(diào)制得到估計的二進制比特流數(shù)據(jù)

綜上所述，由于采用了上述技術方案，本發(fā)明的有益效果是：

1)通過均勻子帶劃分，可以降低信號采樣率，使得濾波器階數(shù)降低；

2)在進行濾波時，采用多相多級的濾波方式，可以提高計算速度，降低計算復雜度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的通信原理圖

圖2為本發(fā)明系統(tǒng)(USS-OFDM系統(tǒng))和DVB-2K系統(tǒng)的信號功率譜曲線。

圖3為USS-OFDM系統(tǒng)不同濾波器下BER的性能曲線。

圖4為在LTE標準下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護帶BER性能曲線。

圖5為在DTMB標準下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護帶BER性能曲線。

圖6為在DVB標準2K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護帶BER性能曲線。

圖7為在DVB標準8K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護帶BER性能曲線。

圖8為USS-OFDM系統(tǒng)頻譜利用率三維柱狀圖。

圖9為USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式下的計算復雜度三維柱狀圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合實施方式和附圖，對本發(fā)明作進一步地詳細描述。

本發(fā)明的均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)(以下簡稱USS-OFDM系統(tǒng))主要包括比特流生成單元、發(fā)射單元、信號接收單元、信號調(diào)制/解調(diào)制單元，子帶劃分/整合單元，OFDM調(diào)制/OFDM解調(diào)單元，速率匹配單元和頻譜搬移單元。其中速率匹配單元包括1～F級速率匹配子單元，每級子單元包括采樣單元(采樣值為L_j,j＝1,2,…,F，且)和濾波器。在選擇合適的濾波器類型(1～F級的濾波器類型相同)時，在能滿足頻域通帶內(nèi)平坦度和時域主瓣寬度的條件下，選擇濾波器階數(shù)最小，且系統(tǒng)的性能最好的。

為了提高頻譜利用率，同時降低計算復雜度，本發(fā)明把整個帶寬均勻劃分多個子帶，每個子帶信號通過多相多級濾波器進行濾波。

在發(fā)射端，將待發(fā)送的二進制比特流數(shù)據(jù)b，經(jīng)過信號調(diào)制為復數(shù)信號d，通過多路分配器將復數(shù)信號d均勻劃分為K個子帶，記為d_i，每個子帶子載波個數(shù)為在本發(fā)明中，整個信道帶寬傳輸?shù)淖畲笞虞d波個數(shù)其中B為系統(tǒng)的帶寬，Δf為子載波間隔。則整個帶寬劃分子帶的個數(shù)為：符號表示上取整。其中N_FFT為將現(xiàn)有的采樣率降低m倍之后IFFT/FFT的采樣點數(shù)，其值為N_FFT＝N/m，N為移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)。為了降低子帶之間的干擾，子帶之間和信道帶寬邊緣預留保護帶不傳輸信號，則整個帶寬最多傳輸信號子載波的個數(shù)為：其中N_FGI′為子帶間保護帶間隔，N_FGI為信道邊緣保護帶間隔，N_DC為直流分量間隔。

對得到的K個復數(shù)d_i，以并行的方式，依次經(jīng)K路OFDM調(diào)制、速率匹配單元、頻譜搬移單元處理后，再將K路輸出疊加得到總的發(fā)射信號并通過發(fā)射單元進行發(fā)射。在接收端，同樣的將接收信號經(jīng)K路、頻譜搬移單元、速率匹配單元、OFDM調(diào)制處理后，得到K路接收的頻域信號，將其復用為一路頻域信號后進行信號解調(diào)，得到估計二進制比特流數(shù)據(jù)。其中單個子帶的具體處理過程如圖3所示：

對第i子帶的復數(shù)信號d_i進行IFFT變換得到時域信號x_i，信號x_i添加循環(huán)前綴CP，得到的信號記為其中IFFT變換的采樣點數(shù)為N_FFT＝N/m；

對信號進行上采樣然后依次和濾波器1，2，…F卷積濾波。信號首先經(jīng)過L₁倍的上采樣，經(jīng)過濾波器1，然后信號經(jīng)過L₂倍的上采樣，經(jīng)過濾波器2，直至經(jīng)過L_F倍的上采樣經(jīng)過濾波器F，滿足L₁×L₂×…×L_F＝m。為了降低濾波器階數(shù)，提高傳輸速率，把每級的濾波器1，2，…F分別劃分為L₁,L₂，…,L_F個子濾波器，信號和子濾波器組進行卷積。K個子路的信號并行運算，可以大大提高運行的速度。

對第i個子帶信號進行頻譜搬移得到信號為

最后，疊加K個子帶信號得到總的發(fā)射信號疊加之后的信號經(jīng)過信道得到

在接收端，信號接收單元用于獲取接收信號并通過頻譜搬移單元對接收信號進行和發(fā)射端對應的頻譜搬移，得到每個子帶的信號

對每個子帶信號先通過第F級速率匹配子單元：經(jīng)第F級濾波器進行卷積濾波，再基于采樣值L_F進行下采樣；以同樣的方式，再逐級通過第F-1,…,2,1級速率匹配子單元，最終得到信號

對信號去掉循環(huán)前綴，得到信號y_i，并對信號y_i進行FFT變換(采樣點數(shù)為N_FFT＝N/m)得到頻域信號

最后，通過復用器將K個頻域信號進行串并轉(zhuǎn)換得到信號通過進行解映射得到估計二進制比特流數(shù)據(jù)

本發(fā)明的USS-OFDM系統(tǒng)通過對整個帶寬均勻子帶劃分，然后每個子帶通過多相多級濾波器，可以降低計算復雜度，同時提高頻譜利用率。本發(fā)明把系統(tǒng)運行乘法的次數(shù)作為計算復雜度。在計算復雜度時，只考慮信號通過IFFT和濾波器的乘法次數(shù)。下面公式分別表示OFDM系統(tǒng)，單個子帶劃分USS-OFDM系統(tǒng)，多個子帶劃分USS-OFDM系統(tǒng)在發(fā)射端的計算復雜度Γ：

其中，N為移動通信系統(tǒng)標準的IFFT/FFT采樣點數(shù)，m為降低倍數(shù)。K為整個帶寬劃分的子帶個數(shù)。L_f為整個帶寬劃分一個子帶時，所需濾波器的長度，且滿足在USS-OFDM系統(tǒng)中，為劃分K(K＞1)個子帶時，濾波器1到濾波器F的長度，L₁…,L_F-1,L_F為濾波器上采樣的值，且滿足L₁L₂,…,L_F-1L_F＝m。濾波器1通過多相分解，可劃分為L₁個子濾波器，每個子濾波器的長度為：其他濾波器可以做同樣的多相分解。

當系統(tǒng)不添加濾波器時，頻譜利用率為：而本發(fā)明USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率為：其中K為子帶劃分的個數(shù)，N_FGI′為信道邊緣保護帶的間隔，滿足N_FGI′＝p₁Δf，N_FGI為子帶間保護帶間隔，取值為N_FGI＝p₂Δf，Δf為子載波間隔。其中p₁、p₂為系統(tǒng)預設參數(shù)，且p₂可以設置為0，不設置子帶間保護帶間隔。

圖2為DVB-2K系統(tǒng)和USS-OFDM(K＝1)系統(tǒng)的信號功率譜曲線。仿真參數(shù)為：在DVB標準2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4.464KHz，信號的采樣率為f_s＝9.1423Mbps，調(diào)制方式為16QAM，不考慮信號的編解碼。OFDM系統(tǒng)邊緣保護帶為0.39MHz，USS-OFDM系統(tǒng)整個帶寬用SRRC濾波器濾波，濾波器的長度為L_f＝1025，邊緣保護帶為50KHz，其它參數(shù)和DVB標準2K模式參數(shù)相同。通過圖形知，USS-OFDM系統(tǒng)的帶外衰減大大降低，頻譜利用率明顯提高，但是計算復雜度較高。

圖3表示USS-OFDM系統(tǒng)在SRRC(平方根升余弦)窗濾波器，hanning(漢寧)窗濾波器和kasier(凱撒)窗濾波器下和LTE系統(tǒng)的BER性能曲線。仿真參數(shù)為：在LTE標準下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個帶寬劃分為6個子帶，則信號進行8倍的下采樣，此時信號的采樣率為f_s＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，子帶之間保護間隔為15KHz，16QAM調(diào)制，濾波器1和濾波器2的長度分別為100,80。仿真顯示：SRRC(平方根升余弦)濾波器的性能最好，hanning(漢寧)濾波器的性能次之，kasier(凱撒)濾波器的性能最差。所以本發(fā)明選擇SSRC濾波器對USS-OFDM系統(tǒng)進行濾波，接收端采用匹配濾波的方法，同樣用SRRC濾波器，滿足的關系為：其中L_f為濾波器的長度，h_Rx(n)表示接收濾波器，表示發(fā)射濾波器。

接收濾波器

圖4表示在LTE標準下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在LTE標準下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個帶寬劃分為6個子帶，信號進行8倍的下采樣，信號的采樣率為f_s＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，在進行濾波時，信號經(jīng)過兩級濾波器，L₁＝2為濾波器1上采樣的值，L₂＝4為濾波器2上采樣的值，不同調(diào)制方式濾波器1到濾波器2的長度不同。子帶間保護帶間隔分別設置為0/1/2/3/4倍的子載波間隔。通過圖5得出，當信號在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM時，子帶之間保護帶分別為0/1/2/3/4倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，這將更進一步提高頻譜利用率。且隨著調(diào)制階數(shù)升高，所需濾波器階數(shù)也變大。

圖5表示在DTMB標準下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DTMB標準下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝2KHz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數(shù)為：如果整個帶寬劃分一個子帶，則需要進行4096點的傅里葉變換，信號的采樣率為f_s＝4096*2KHz＝8.192Mbps，為了降低采樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，信號進行4倍的下采樣，信號的采樣率為f_s＝8.192Mbps/4＝3.84Mbps，則所需濾波器階數(shù)降低。通過圖6得出，當信號在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM時，子帶間保護帶間隔分別為0/5/10/15倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，這將更進一步提高頻譜利用率。

圖6表示在DVB標準2K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DVB標準2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4464Hz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數(shù)為：如果整個帶寬劃分一個子帶，則需要進行2048點的傅里葉變換，信號的采樣率為f_s＝2048*4.464KHz＝9.1423Mbps，為了降低采樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，則信號進行4倍的下采樣，此時得到信號的采樣率為f_s＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。通過圖7得出，當信號在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM，子帶間保護帶間隔分別為0/4/7/10倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，通過子帶劃分可以大大提高頻譜利用率。

圖7表示在DVB標準8K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DVB標準8K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝1116Hz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數(shù)為：如果整個劃分一個子帶，則需要進行8192點的傅里葉變換，信號的采樣率為f_s＝8192*1.116KHz＝9.1423Mbps，為了降低采樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，信號進行4倍的下采樣，信號的采樣率為f_s＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。子帶之間的保護帶分別設置為0/10/20/30倍的子載波間隔。通過圖8得出，當信號調(diào)制方式為QPSK時，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為60,20，當信號調(diào)制方式為16QAM時，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為100,60，當信號調(diào)制方式為64QAM時，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為160,60，隨著濾波器階數(shù)提高，所需濾波器階數(shù)增大。當子帶間保護帶間隔分別為0/10/20/30倍的子載波間隔時，性能和DVB標準8K模式下BER性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求。

圖8表示LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式和USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率。LTE標準邊緣有1MHz的保護帶，則頻譜利用率為90％，DTMB標準的保護帶為0.44MHz，則頻譜利用率為94.5％。DVB標準的保護帶為0.39MHz，則頻譜利用率為95.13％。本發(fā)明的USS-OFDM系統(tǒng)在上述標準下的頻譜利用率為：其中B為整個系統(tǒng)的帶寬，N_FGI′為邊緣保護帶，N_FGI為子帶之間的保護帶，K為劃分子帶的個數(shù)。假設N_FGI＝0，在LTE標準下，邊緣保護帶為N_FGI′＝60KHz，在DTMB標準下，邊緣保護帶為N_FGI′＝60KHz，在DVB標準2K模式下，邊緣保護帶為N_FGI′＝44.64KHz，在DVB標準8K模式下，邊緣保護帶為N_FGI′＝46.56KHz。通過圖9得出，USS-OFM頻譜利用率高于LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式下的頻譜利用率，USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率達到99％左右。

圖9表示LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式和USS-OFDM系統(tǒng)計算復雜度。把圖4，圖5，圖6，圖7得到的不同調(diào)制方式下的濾波器階數(shù)，帶入到公式(12)，可得到USS-OFDM系統(tǒng)的計算復雜度。通過圖9得出，雖然USS-OFM系統(tǒng)計算復雜度高于LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式下的計算復雜度，但是相對于直接濾波器的方法，復雜度大大降低。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實施方式，本說明書中所公開的任一特征，除非特別敘述，均可被其他等效或具有類似目的的替代特征加以替換；所公開的所有特征、或所有方法或過程中的步驟，除了互相排斥的特征和/或步驟以外，均可以任何方式組合。