本發(fā)明涉及OFDM系統(tǒng)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種考慮多普勒效應(yīng)與IQ不平衡的多徑信道估計方法。

背景技術(shù)：

隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，人們對下一代寬帶無線通信系統(tǒng)有著更高速率、更高穩(wěn)定性、更高移動性的同時減少成本、減少功率消耗的要求。而為了滿足高速率的要求，未來的技術(shù)發(fā)展將應(yīng)用更高的載波頻率和使用更高階的信號星座圖(例如64QAM)，這使得寬帶無線通信系統(tǒng)對于系統(tǒng)的移動性和I/Q不平衡變得更加敏感，I/Q不平衡在直接變頻接收機(jī)中體現(xiàn)得尤為明顯。

除了I/Q不平衡，系統(tǒng)的移動性(多普勒效應(yīng))也破壞了每個OFDM符號子載波的正交性，引入inter-carrier干擾(ICI)。在更高速率、更高載波頻率、更大OFDM塊持續(xù)時間的情況下干擾變得更多且更嚴(yán)重。因此本發(fā)明針對系統(tǒng)的移動性和I/Q不平衡提出新的信道估計方法，并根據(jù)信道估計結(jié)果對信號進(jìn)行相應(yīng)的補(bǔ)償，最后實現(xiàn)信號可靠性的提高。

為了減少前面提到的接收前端的I/Q不平衡，準(zhǔn)確得估計相應(yīng)的I/Q不平衡參數(shù)就至為重要，然而在多徑衰落的情況下，I/Q不平衡參數(shù)受到信道沖激響應(yīng)(channel impulse response-CIR)的影響，使得對I/Q不平衡參數(shù)的估計變成一個更加有挑戰(zhàn)性的工作。

在設(shè)定信道的沖激響應(yīng)h(n)在信號發(fā)送的過程中保持不變，則發(fā)送的OFDM信號s_m和接收到的信號y_m在去除循環(huán)前綴后之間的關(guān)系為y_m＝U_h*s_m+w_m，其中U_h表示信道的沖擊響應(yīng)h(n)組成的N×N循環(huán)矩陣，h＝[h(0),...,h(L-1)]，L表示多徑信道的長度。由于U_h是循環(huán)矩陣的關(guān)系，因此可以對U_h進(jìn)行相應(yīng)的一些變化：U_h＝F^H*G*F，其中F為DFT矩陣，而G則是一個對角矩陣，且diag(G)＝[g₁,g₂,...,g_N]^T與h(n)的DFT變換相同。

當(dāng)考慮系統(tǒng)的移動性時，則信道的沖激響應(yīng)h(n)在信號發(fā)送的過程中就不能保持不變了，這樣導(dǎo)致相鄰兩個符號進(jìn)入信道時信道的沖激響應(yīng)的值不相同，再根據(jù)發(fā)送的OFDM信號s_m和接收到的信號y_m在去除循環(huán)前綴后之間的關(guān)系表示為y_m＝U_h*s_m+w_m，這時的U_h就不再是一個循環(huán)矩陣，此時再對U_h進(jìn)行相應(yīng)的變化：U_h＝F^H*G*F，這時的G不再是一個對角矩陣。

然而，G的形式跟多普勒效應(yīng)有著直接的關(guān)系，當(dāng)多普勒偏移不存在時，G的主對角線不為零，其他的次對角線為0，當(dāng)加入多普勒偏移后，次對角線也不為零，且多普勒偏移越嚴(yán)重，不為0的次對角線的條數(shù)就越多，如果只對G的主對角線進(jìn)行估計的話則最后通過補(bǔ)償后的信號的誤碼率就會較大，正確估計主、次對角線上的數(shù)據(jù)后對其進(jìn)行補(bǔ)償則信號的誤碼率就會減少。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于改進(jìn)現(xiàn)有技術(shù)忽略多普勒效應(yīng)對信道的影響，綜合多普勒效應(yīng)、發(fā)送端和接收端的I/Q不平衡影響來實現(xiàn)對多徑信道比較準(zhǔn)確的估計。

為實現(xiàn)以上發(fā)明目的，采用的技術(shù)方案是：

一種考慮多普勒效應(yīng)與IQ不平衡的多徑信道估計方法，包括以下步驟：

S1.設(shè)多徑信道發(fā)送端的輸入信號為s_m，接收端對接收到的信號去除循環(huán)前綴后的輸出信號為r_m，則輸入信號和輸出信號之間的關(guān)系表示為：

r_m＝(u_tu_rU_h+v_t*v_rU_h*)s_m+(v_tu_rU_h+u_t*v_rU_h*)s_m*+w_m (1)

由于U_h＝F^H*G*F，式(1)進(jìn)一步表示為：

r_m＝(u_tu_rF^H×G×F+v_t*v_rF^H×G×F*)s_m+(v_tu_rF^H×G×F+u_t*v_rF^H×G×F*)s_m*+w_m (2)

其中，*表示數(shù)值或矩陣的共軛，H表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置；u_t、v_t表示發(fā)送端發(fā)送的過程中加入的I/Q不平衡參數(shù)，u_r、v_r表示接收端接收的過程中加入的I/Q不平衡參數(shù)，U_h表示表示信道的沖擊響應(yīng)h(n)組成的N×N循環(huán)矩陣；F為DFT矩陣，G為包含三對角線的矩陣；w_m為傳輸過程中引入的高斯白噪聲；

S2.將矩陣G進(jìn)行拆解：

其中

S3.將F^H×B₁×F、F^H×B₂×F近似為單位陣，則式(2)可進(jìn)一步表示為：

r_m＝[k₁(U_h1+U_h+U_h2)+k₂(U_h1+U_h+U_h2)*]p+[k₃(U_h1+U_h+U_h2)+k₄(U_h1+U_h+U_h2)*]p*+w_m

其中，k₁＝u_tu_r，k₂＝v_t*v_r，k₃＝v_tu_r，k₄＝u_t*v_r，U_h1＝F^H×H₁×F，U_h＝F^H×G₀×F，U_h2＝F^H×H₂×F；

由于U_h1、U_h、U_h2均為循環(huán)矩陣，則存在U_h×p＝P×h，其中p表示r_m，h表示信道參數(shù)[h(0),...,h(L-1)]，L表示多徑信道的長度；P表示序文向量p＝[p₀,p₁,...,p_N]^T，N為序文向量的長度，則r_m可進(jìn)一步表示為：

r_m＝P(k₁h₁+k₂h₁*)+P*(k₃h₁*+k₄h₁*)+P(k₁h+k₂h*)+P*(k₃h+k₄h*)+P(k₁h₂+k₂h₂*)+P*(k₃h₂+k₄h₂*)+w_m

S4.構(gòu)造矩陣Pre＝[P P*P P*P P*]，設(shè)c＝[c₁^T c₂^T c₃^T c₄^T c₅^T c₆^T]^T，其中c₁＝k₁h₁+k₂h₁*；c₂＝k₃h₁+k₄h₁*；c₃＝k₁h+k₂h*；c₄＝k₃h+k₄h*；c₅＝k₁h₂+k₂h₂*；c₆＝k₃h₂+k₄h₂*；

則r_m可表示為：r_m＝Pre×c+w_m，由基于交替最小二乘法可得：

c＝(Pre^H×Pre)^-1×Pre^H×r_m；

S5.定義K＝[k₁,k₂,k₃,k₄]^T,設(shè)令c＝H×K+w_m，根據(jù)基于交替最小二乘法可得K的估計值：K_ls＝(H^H×H)^-1×H^H×c；

S6.將c₁＝k₁h₁+k₂h₁*的實部和虛部分離出來：

Re(c₁)＝[Re(k₁)+Re(k₂)]×Re(h₁)+[Im(k₁)-Im(k₂)]×Im(h₁)；

Im(c₁)＝[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h₁)+[Re(k₁)+Re(k₂)]×Im(h₁)；

同理可得c₂、c₃、c₄、c₅、c₆的表達(dá)式，則矩陣C可表示為：

C＝[Re(c₁)^T Im(c₁)^T Re(c₂)^T Im(c₂)^T Re(c₃)^T Im(c₃)^T Re(c₄)^T Im(c₄)^T Re(c₅)^TIm(c₅)^T Re(c₆)^T Im(c₆)^T]^T；

S7.令H_Ls＝[Re(h₁) Im(h₁) Re(h) Im(h) Re(h₂) Im(h₂)]^T；

將步驟S5獲得的K_ls經(jīng)過實虛部分離后得到K_LS表示如下：

S8.則表達(dá)式c＝H×K+W_m可表達(dá)為C＝H_Ls×K_Ls+w_m，根據(jù)基于交替最小二乘法可得：H_Ls＝(K_Ls^T×K_Ls)^-1×K_Ls^T×C；

S9.根據(jù)求解得到的H_Ls實現(xiàn)對信道參數(shù)h₁、h、h₂的估計。

優(yōu)選地，在估計得到信道參數(shù)h₁、h、h₂后，根據(jù)信道參數(shù)h₁、h、h₂對信號進(jìn)行相應(yīng)的補(bǔ)償。

優(yōu)選地，所述u_t＝cosθ_t+jα_tsinθ_t，v_t＝α_tcosθ_t+jsinθ_t。

優(yōu)選地，所述u_r＝cosθ_r-jα_rsinθ_r，v_r＝α_rcosθ_r+jsinθ_r。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明提供的信道估計方法將信道的多普勒效應(yīng)與IQ不平衡考慮在內(nèi)，并利用基于交替最小二乘法對信道的參數(shù)進(jìn)行估計，在進(jìn)行估計的過程中，對矩陣G的估計是考慮到其主、次對角線上的數(shù)據(jù)的，因此估計結(jié)果與實際的結(jié)果是非常接近的，本發(fā)明提供的方法能夠以較高的準(zhǔn)確性來對信道實質(zhì)的參數(shù)進(jìn)行估計。

附圖說明

圖1為不同多普勒頻偏效應(yīng)下的誤碼率示意圖。

圖2為原始信號經(jīng)過調(diào)制后、進(jìn)入信道和經(jīng)過信道均衡后的星座圖。

圖3為實驗的結(jié)果示意圖。

圖4為OFDM工作的流程圖。

圖5為信道估計的流程圖。

具體實施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

以下結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明做進(jìn)一步的闡述。

實施例1

如圖4所示，OFDM系統(tǒng)在進(jìn)行數(shù)據(jù)的發(fā)送與接收時，一般包括以下步驟：

S1.隨機(jī)生成序文，將生成的序文進(jìn)行16QAM調(diào)制得到調(diào)制信號；

S2.將調(diào)制后的信號進(jìn)行IFFT變換，經(jīng)過變換的信號升頻至2.4GHz，在升頻的過程加入發(fā)送端的I/Q不平衡參數(shù)u_t、v_t；(u_t＝cosθ_t+jα_tsinθ_t，v_t＝α_tcosθ_t+jsinθ_t)

S3.生成多徑信道，然后將升頻后的信號接入信道得到輸出信號，設(shè)多徑信道的長度為9，控制信道的多普勒頻偏為0Hz—100Hz測量在多個值下的情況；

S4.將從信道出來的信號降頻，在降頻過程中加入接收端的I/Q不平衡參數(shù)u_r、v_r，(u_r＝cosθ_r-jα_rsinθ_r，v_r＝α_rcosθ_r+jsinθ_r)，再將信號進(jìn)行FFT變換。其中，圖1為不同多普勒頻偏效應(yīng)下的誤碼率示意圖。圖2為原始信號經(jīng)過調(diào)制后、進(jìn)入信道和經(jīng)過信道均衡后的星座圖。

因此，要進(jìn)行信道估計獲得信道實際上的信道參數(shù)時，則必需知道u_t、v_t、u_r、v_r、發(fā)送端的輸入信號s_m、接收端的輸出信號r_m。

在以上基礎(chǔ)上，如圖5所示，本發(fā)明提供的方法主要包括以下步驟：

第一步、設(shè)多徑信道發(fā)送端的輸入信號為s_m，接收端對接收到的信號去除循環(huán)前綴后的輸出信號為r_m，則輸入信號和輸出信號之間的關(guān)系表示為：

r_m＝(u_tu_rU_h+v_t*v_rU_h*)s_m+(v_tu_rU_h+u_t*v_rU_h*)s_m*+w_m (1)

由于U_h＝F^H*G*F，式(1)進(jìn)一步表示為：

r_m＝(u_tu_rF^H×G×F+v_t*v_rF^H×G×F*)s_m+(v_tu_rF^H×G×F+u_t*v_rF^H×G×F*)s_m*+w_m (2)

其中，*表示數(shù)值或矩陣的共軛，H表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置；u_t、v_t表示發(fā)送端發(fā)送的過程中加入的I/Q不平衡參數(shù)，u_r、v_r表示接收端接收的過程中加入的I/Q不平衡參數(shù)，U_h表示表示信道的沖擊響應(yīng)h(n)組成的N×N循環(huán)矩陣；F為DFT矩陣，G為包含三對角線的矩陣；w_m為傳輸過程中引入的高斯白噪聲；

第二步、將矩陣G進(jìn)行拆解：

其中

第三步、將F^H×B₁×F、F^H×B₂×F近似為單位陣，則式(2)可進(jìn)一步表示為：

r_m＝[k₁(U_h1+U_h+U_h2)+k₂(U_h1+U_h+U_h2)*]p+[k₃(U_h1+U_h+U_h2)+k₄(U_h1+U_h+U_h2)*]p*+w_m

其中，k₁＝u_tu_r，k₂＝v_t*v_r，k₃＝v_tu_r，k₄＝u_t*v_r，U_h1＝F^H×H₁×F，U_h＝F^H×G₀×F，U_h2＝F^H×H₂×F；

由于U_h1、U_h、U_h2均為循環(huán)矩陣，則存在U_h×p＝P×h，其中p表示r_m，h表示信道參數(shù)[h(0),...,h(L-1)]，L表示多徑信道的長度；P表示序文向量p＝[p₀,p₁,...,p_N]^T，N為序文向量的長度，則r_m可進(jìn)一步表示為：

r_m＝P(k₁h₁+k₂h₁*)+P*(k₃h₁*+k₄h₁*)+P(k₁h+k₂h*)+P*(k₃h+k₄h*)+P(k₁h₂+k₂h₂*)+P*(k₃h₂+k₄h₂*)+w_m

第四步、構(gòu)造矩陣Pre＝[P P*P P*P P*]，設(shè)c＝[c₁^T c₂^T c₃^T c₄^T c₅^T c₆^T]^T，其中c₁＝k₁h₁+k₂h₁*；c₂＝k₃h₁+k₄h₁*；c₃＝k₁h+k₂h*；c₄＝k₃h+k₄h*；c₅＝k₁h₂+k₂h₂*；c₆＝k₃h₂+k₄h₂*；

則r_m可表示為：r_m＝Pre×c+w_m，由基于交替最小二乘法可得：

c＝(Pre^H×Pre)^-1×Pre^H×r_m；

第五步、定義K＝[k₁,k₂,k₃,k₄]^T,設(shè)

令c＝H×K+w_m；

根據(jù)基于交替最小二乘法可得K的估計值：K_ls＝(H^H×H)^-1×H^H×c；

第六步、將c₁＝k₁h₁+k₂h₁*的實部和虛部分離出來：

Re(c₁)＝[Re(k₁)+Re(k₂)]×Re(h₁)+[Im(k₁)-Im(k₂)]×Im(h₁)；

Im(c₁)＝[Im(k1)+Im(k2)]×Re(h₁)+[Re(k₁)+Re(k₂)]×Im(h₁)；

同理可得c₂、c₃、c₄、c₅、c₆的表達(dá)式，則矩陣C可表示為：

C＝[Re(c₁)^T Im(c₁)^T Re(c₂)^T Im(c₂)^T Re(c₃)^T Im(c₃)^T Re(c₄)^T Im(c₄)^T Re(c₅)^TIm(c₅)^T Re(c₆)^T Im(c₆)^T]^T；

第七步、令H_Ls＝[Re(h₁) Im(h₁) Re(h) Im(h) Re(h₂) Im(h₂)]^T；

將步驟S5獲得的K_ls經(jīng)過實虛部分離后得到K_LS表示如下：

第八步、則表達(dá)式c＝H×K+W_m可表達(dá)為C＝H_Ls×K_Ls+w_m，根據(jù)基于交替最小二乘法可得：H_Ls＝(K_Ls^T×K_Ls)^-1×K_Ls^T×C；

第九步、根據(jù)求解得到的H_Ls實現(xiàn)對信道參數(shù)h₁、h、h₂的估計。

上述方案中，本發(fā)明提供的信道估計方法將信道的多普勒效應(yīng)與IQ不平衡考慮在內(nèi)，并利用基于交替最小二乘法對信道的參數(shù)進(jìn)行估計，在進(jìn)行估計的過程中，對矩陣G的估計是考慮到其主、次對角線上的數(shù)據(jù)的，因此估計結(jié)果與實際的結(jié)果是非常接近的，本發(fā)明提供的方法能夠以較高的準(zhǔn)確性來對信道實質(zhì)的參數(shù)進(jìn)行估計。

實施例2

本實施例在實施例1的基礎(chǔ)上，進(jìn)行了具體的仿真實驗，圖3為實驗的結(jié)果示意圖。如圖3所示，當(dāng)對矩陣G進(jìn)行估計時，若只對其主對角線進(jìn)行估計，那么得出的信道參數(shù)用于平衡信道后，信號的誤碼率是低于對主、次對角線估計得到的信道參數(shù)補(bǔ)償后的誤碼率的。因此本發(fā)明提供的方法能夠起到改善信道誤碼率的效果。

顯然，本發(fā)明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對本發(fā)明的實施方式的限定。對于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這里無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。