本發(fā)明屬于數(shù)據(jù)通信高速互連集成電路的
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及一種新型的改良的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)，尤其涉及一種可線性調(diào)整均衡強度的RC負反饋均衡器電路。
背景技術(shù)：
：圖1為一種典型的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)。該系統(tǒng)主要由輸入差分對晶體管M1、M2，負反饋電阻RS，負反饋電容CS，負載電阻RL，負載電容CL，尾電流源ISS構(gòu)成。其實現(xiàn)補償信號高頻分量衰減的工作方法如下：典型的RC負反饋均衡器的系統(tǒng)傳輸函數(shù)為：其中g(shù)m1代表M1,2的跨導(dǎo)。由式(1)可知RC負反饋均衡在頻域上引入了一個零點|Wz|＝1/(RSCS)和兩個極點|Wp1|＝[1+(gm1RS/2)]/(RSCS)和|Wp2|＝1/(RLCL)，從而起到了高通濾波的功能。其低頻增益為A0＝gm1RL/[1+(gm1RS/2)]。均衡強度的表達式為：均衡強度(dB)＝20log(Wp1/Wz)＝20log[1+(gm1RS/2)](2)在具體的參數(shù)設(shè)計過程中，首先根據(jù)帶寬以及均衡強度的要求大致定出極零點的位置，初步估算參數(shù)大小，然后通過參數(shù)掃描精調(diào)參數(shù)。此外，輸入差分對管M1，M2的尺寸不能太大，否則會因為輸入電容(除輸入對管的柵電容外還包括ESD保護和PAD所引入的電容)的增大而引起較大的S11回波損耗?？紤]到實際應(yīng)用中，均衡輸出到后一級采樣器的信號幅度不能過小，在上述RC負反饋均衡的輸出再加入一級差分放大器，以進一步放大輸出信號幅度，放松對后級采樣器靈敏度的要求，如圖2。在設(shè)計均衡中第二級差分放大器時需要綜合兼顧到合理的輸出共模電壓、足夠的帶寬和增益。在此基礎(chǔ)上盡量減小差分輸入對管M1，M2的尺寸和尾電流源ISS的大小，以減少對前級的輸出負載和本級功耗。如式(2)中所示，調(diào)節(jié)負反饋電阻RS可以得到不同大小的均衡強度，注意到均衡強度在dB單位下與RS并不存在簡單的線性對應(yīng)關(guān)系。根據(jù)式(2)，可以算出所設(shè)定16個線性分布的均衡強度所對應(yīng)的最優(yōu)負反饋導(dǎo)納(1/RS)的大小，記為(1/RS)*1、(1/RS)*2、(1/RS)*3……(1/RS)*16。由最優(yōu)負反饋導(dǎo)納與編碼1-16的對應(yīng)可以做出最優(yōu)負反饋導(dǎo)納變化曲線，如圖3。最優(yōu)的負反饋導(dǎo)納曲線是一條指數(shù)曲線，這意味著單純4位二進制編碼控制串聯(lián)接入(如圖4)或并聯(lián)接入(如圖5)的負反饋電阻將不能有效擬合最優(yōu)負反饋導(dǎo)納曲線。串聯(lián)接入結(jié)構(gòu)使負反饋電阻線性變化，即對應(yīng)負反饋導(dǎo)納曲線則呈現(xiàn)為雙曲線。而并聯(lián)接入相反使得負反饋導(dǎo)納線性變化，對應(yīng)負反饋導(dǎo)納曲線為直線。這兩種方式都無法準確擬合呈現(xiàn)為指數(shù)曲線的最優(yōu)負反饋導(dǎo)納曲線，也即得到的均衡強度非線性變化。而均衡強度的非線性調(diào)整將影響到實際適應(yīng)不同信道的效果，在實際的測試中造成了不便，可見研究均衡強度可線性調(diào)節(jié)的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)具有重要意義。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明針對傳統(tǒng)的RC負反饋均衡器無法線性調(diào)整均衡強度的缺陷，提出了一種新型的可線性調(diào)節(jié)均衡強度的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)。本發(fā)明提出的可線性調(diào)節(jié)均衡強度的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)中的負反饋電阻陣列如圖6所示，以圖6中的負反饋電阻陣列替換傳統(tǒng)RC負反饋均衡器中的負反饋電阻RS。負反饋電阻陣列具體結(jié)構(gòu)如下：1、在RC負反饋均衡器的差分對M1，M2的源級之間接入一負反饋電阻陣列，兩源極與負反饋電阻陣列的接入端口為X、Y節(jié)點，該負反饋電阻陣列為并聯(lián)的4條支路；2、第一條支路中，晶體管M1的漏級和源級分別和兩個阻值均為RS1的電阻相連，M1的柵極接入控制字VC1，兩個阻值為RS1的電阻另一端分別連接X，Y；3、第二條支路中，晶體管M2的漏級和源級分別和兩個阻值均為RS2的電阻相連，M2的柵極接入控制字VC2，兩個阻值為RS2的電阻另一端分別連接X，Y；4、第三條支路中，晶體管M3的漏級和源級分別和兩個阻值均為RS3的電阻相連，M3的柵極接入控制字VC3，兩個阻值為RS3的電阻另一端分別連接X，Y；5、第四條支路中有7個阻值分別為0.5RS6，2.5RS5，RS5，RS4，1.5RS5，2RS5，0.5RS6的電阻串聯(lián)而成；其中晶體管M8的源級和漏級并聯(lián)在2.5RS5兩端，M8的柵極連接控制字VC7；晶體管M5的源級和漏級并聯(lián)在RS5兩端，M5的柵極連接控制字VC5；晶體管M4的源級和漏級并聯(lián)在RS4兩端，M4的柵極連接控制字VC4；晶體管M7的源級和漏級并聯(lián)在1.5RS5兩端，M7的柵極連接控制字VC7；晶體管M6的源級和漏級并聯(lián)在2RS5兩端，M6的柵極連接控制字VC6。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的積極效果為：本發(fā)明通過擬合最優(yōu)負反饋導(dǎo)納曲線的方法確定反饋電阻陣列的結(jié)構(gòu)和各個負反饋電阻的阻值，能夠線性調(diào)整均衡強度的大小，能有效地補償高速數(shù)據(jù)通信因信道頻寬不足帶來的信號衰減，能用于各種數(shù)據(jù)通信收發(fā)器系統(tǒng)中。附圖說明圖1為典型的RC負反饋均衡器結(jié)構(gòu)圖2為典型的兩級均衡結(jié)構(gòu)(RC負反饋均衡加差分放大器)圖3為本發(fā)明提出的最優(yōu)負反饋導(dǎo)納變化曲線圖4為典型的4位編碼控制串聯(lián)接入的負反饋電阻陣列結(jié)構(gòu)圖5為典型的4位編碼控制并聯(lián)接入的負反饋電阻陣列結(jié)構(gòu)圖6為本發(fā)明提出的可線性調(diào)節(jié)均衡強度的RC負反饋均衡器的負反饋電阻陣列圖7為本發(fā)明提出的可線性調(diào)節(jié)均衡強度的RC負反饋均衡器的均衡強度線性度仿真結(jié)果。具體實施方式為了解決RC負反饋均衡電路中均衡強度非線性變化的問題，本論文提出用兩階段線性擬合的方式來改善均衡強度的線性度，即利用兩段不同斜率的線性導(dǎo)納曲線去擬合最優(yōu)導(dǎo)納曲線。step1-8對應(yīng)其中一段，通過3路電阻并聯(lián)實現(xiàn)導(dǎo)納曲線的線性變化，由Vc1-Vc3控制。step9-16對應(yīng)另一段，加入另一支串聯(lián)的電阻，導(dǎo)納曲線呈雙曲線變化趨勢，由Vc4-Vc7控制。如圖3所示，如此形成的兩階段線性負反饋導(dǎo)納曲線較其他結(jié)構(gòu)更好地擬合了最優(yōu)曲線。負反饋電阻阻值設(shè)計如下：最終電阻值的確定依據(jù)實際仿真結(jié)果在式(3)所示的設(shè)計值附近進行微調(diào)以優(yōu)化均衡強度的線性度。實際電路中，將控制字VC1～VC3控制信號以VC1控制信號為高位，順序構(gòu)成3位二進制數(shù)0-7，將控制字VC4～VC7控制信號以VC4控制信號為高位，順序構(gòu)成4位二進制數(shù)8-15；每一二進制數(shù)字對應(yīng)控制字VC1-VC7的一組工作狀態(tài)?？刂凭幋a變化規(guī)則如表1所示：表1負反饋電阻控制編碼變化規(guī)則StepsVc1Vc2Vc3Vc4Vc5Vc6Vc7100000002001000030100000401100005100000061010000711000008111000090001000100001001110001010120001011130001100140001101150001110160001111對不同負反饋電阻結(jié)構(gòu)所對應(yīng)的均衡強度變化的電路仿真結(jié)果總結(jié)于圖7中，如此形成的兩階段線性負反饋導(dǎo)納曲線較其他結(jié)構(gòu)更好地擬合了最優(yōu)曲線?？梢?，本發(fā)明所提出的結(jié)構(gòu)明顯改進了均衡強度變化的線性度。當(dāng)前第1頁1 2 3