本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，具體地說(shuō)是復(fù)雜電磁環(huán)境下的一種nb_iot系統(tǒng)空口時(shí)頻同步方法。

背景技術(shù)：

物聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用于生產(chǎn)和生活的方方面面，其業(yè)務(wù)對(duì)網(wǎng)絡(luò)傳輸速率的需求不盡相同。高速率業(yè)務(wù)主要使用3g、4g技術(shù)，如監(jiān)控?cái)z像頭等；中等速率業(yè)務(wù)主要使用gprs技術(shù)，如pos機(jī)等。低速率業(yè)務(wù)目前還沒有很好的蜂窩技術(shù)來(lái)滿足，很多情況下只能使用gprs技術(shù)勉力支撐。隨著物聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展，低速率業(yè)務(wù)漸漸成為蜂窩物聯(lián)網(wǎng)未來(lái)主要的市場(chǎng)發(fā)展方向，業(yè)界將這一市場(chǎng)歸納為lpwan(lowpowerwideareanetwork)市場(chǎng)，即低功耗廣域網(wǎng)。由于gprs技術(shù)存在終端功耗高、覆蓋能力不足等問題，無(wú)法應(yīng)對(duì)lpwan市場(chǎng)需求。作為信息產(chǎn)業(yè)發(fā)展的第三次浪潮，物聯(lián)網(wǎng)從概念興起到運(yùn)用，各行業(yè)不斷在探索、挖掘其最大價(jià)值，為全球經(jīng)濟(jì)復(fù)蘇提供技術(shù)動(dòng)力。從技術(shù)層面看，作為全球范圍內(nèi)將廣泛應(yīng)用的新興技術(shù)，nb-iot具備上述特質(zhì)，這些先天優(yōu)勢(shì)為無(wú)處不在的物聯(lián)網(wǎng)終端接入提供了可能。

nb-iot的物理層設(shè)計(jì)在e-utran物理層的基礎(chǔ)上做了如下改動(dòng)：每個(gè)nb-iot載波只使用一個(gè)prb；下行只支持e-utran中的15khz子載波間隔；上行引入單子載波傳輸(single-tonetransmission)，此時(shí)在15khz子載波間隔的基礎(chǔ)上，額外引入3.75khz子載波間隔。在3.75khz子載波間隔的情況下，窄帶時(shí)隙(nb-slot)長(zhǎng)度定義為2ms(同時(shí)e-utran的subframe和frame概念不再適用)；上行引入多子載波傳輸(multi-tonetransmission)，支持15khz的子載波間隔；只支持常規(guī)cp，只支持fdd。ue只支持半雙工方式，支持ltein-band、lteguard-band、standalone三種操作模式。

當(dāng)前使用的nb_iot系統(tǒng)空口信號(hào)時(shí)頻同步方式是通過一個(gè)符號(hào)的主同步信號(hào)以及cp的相關(guān)性來(lái)實(shí)現(xiàn)的。這種方式在信道環(huán)境較好或者點(diǎn)對(duì)點(diǎn)之間直連的情況下，可以很好實(shí)現(xiàn)同步定位，但是在空口傳輸信道環(huán)境變差，空口信號(hào)干擾的情況下，由于cp和主同步信號(hào)相關(guān)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度較短，不具有較強(qiáng)的自相關(guān)性，很難實(shí)現(xiàn)時(shí)頻同步。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供了一種復(fù)雜電磁環(huán)境下的時(shí)頻同步方法，采用主同步、輔同步聯(lián)合檢測(cè)的算法，使得相關(guān)數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度變長(zhǎng)，使之在同步數(shù)據(jù)受到噪聲干擾的情況下，具有很好的相關(guān)性；同時(shí)，采用了降速變頻的方式，加快了計(jì)算速度，減少了硬件資源開銷，增強(qiáng)了算法實(shí)現(xiàn)的實(shí)時(shí)性，具有較強(qiáng)的環(huán)境使用能力。

實(shí)現(xiàn)上述目的，設(shè)計(jì)一種nb_iot系統(tǒng)空口時(shí)頻同步方法，其特征在于，采用如下處理步驟：

a、提取接收端a/d采樣后兩個(gè)無(wú)線幀11ms的i/q數(shù)據(jù)，以保證可以獲取一個(gè)完整的npss信道數(shù)據(jù)，通過數(shù)字濾波器降速，進(jìn)行1/8或1/16或1/32倍抽值處理，生成新的數(shù)據(jù)序列：

rfilter(m)＝i′(m)+j*q′(m)m＝0，1，...，21119(1)，

其中，i′(m)是降速后的i路數(shù)據(jù)，q′(m)是降速后的q路數(shù)據(jù)；

b、根據(jù)公式(1)生成本地npss信號(hào)，通過256個(gè)點(diǎn)或128個(gè)點(diǎn)或64個(gè)點(diǎn)的傅里葉變換，生成不同符號(hào)位置的時(shí)域數(shù)據(jù)：

其中u是zadoff-chu的根序列索引，l是主同步信號(hào)在子幀5上映射的位置，l＝3～13的整數(shù)；

c、采用降速后的基帶數(shù)據(jù)rfilter(m)與npss本地多個(gè)符號(hào)l的256個(gè)點(diǎn)或128個(gè)點(diǎn)或64個(gè)數(shù)據(jù)以n個(gè)數(shù)據(jù)為窗長(zhǎng)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，并累加相關(guān)峰峰值，遞歸下一組數(shù)據(jù)相關(guān)，根據(jù)相關(guān)峰來(lái)判定時(shí)頻同步點(diǎn)粗略位置t；

d、恢復(fù)原始基帶數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)速率，并根據(jù)基帶中npss的粗略同步位置，確定精確同步的數(shù)據(jù)搜索范圍，npss本地多個(gè)符號(hào)l的2048個(gè)點(diǎn)數(shù)據(jù)以n個(gè)數(shù)據(jù)為窗長(zhǎng)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，并累加相關(guān)峰峰值，遞歸下一組數(shù)據(jù)相關(guān)，根據(jù)相關(guān)峰來(lái)判定時(shí)頻同步點(diǎn)精確位置t′；

e、提取npss信道所在符號(hào)兩端的144*11個(gè)cp數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)，利用其相關(guān)性進(jìn)行頻偏估計(jì)，使用原始接收基帶數(shù)據(jù)r(m)*exp(-j*2πδfktc)進(jìn)行頻偏校準(zhǔn)，δf為頻偏估計(jì)后的頻率偏移量，tc為接收端碼片間隔；

f、根據(jù)時(shí)頻同步點(diǎn)精確位置t′確定nsss相關(guān)信號(hào)搜索范圍，提取nsss信道所在符號(hào)的nsss數(shù)據(jù)，并與本地根據(jù)小區(qū)id生成的nsss信道ifft轉(zhuǎn)換后不同符號(hào)2048點(diǎn)數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)，獲取相關(guān)峰，根據(jù)相關(guān)峰值判定時(shí)頻同步精確位置t″，重新組合接收數(shù)據(jù)的無(wú)線幀起始位置，從而實(shí)現(xiàn)在復(fù)雜電磁環(huán)境下信號(hào)的精確同步；

步驟c和d中窗長(zhǎng)度n為32或64，采用此滑動(dòng)窗可以降低頻偏帶來(lái)的影響，步驟b、c中基帶數(shù)據(jù)與本地?cái)?shù)據(jù)相關(guān)采用公式(3)進(jìn)行計(jì)算相關(guān)值：

cn＝sn·s’n·e^j2πδfnt+nn(3)，

其中cn是不同符號(hào)的相關(guān)結(jié)果；sn是本地產(chǎn)生的基帶信號(hào)；s’n·e^j2πδfnt為接收端的基帶信號(hào)；n為ofdm符號(hào)序號(hào)；δf為頻率偏移量；nn為高斯白噪聲；t為連續(xù)不同ofdm符號(hào)之間的時(shí)間間隔，對(duì)于步驟b中，t＝1/(15000*2048*16)s，對(duì)于步驟c中，t＝1/(15000*2048)s；

各公式中的j為虛部。

步驟a中所述的數(shù)字濾波器采用4級(jí)半帶濾波器或者cic濾波器。

步驟f中本地根據(jù)小區(qū)id產(chǎn)生的nsss信號(hào)，采用公式(4)通過傅里葉變換把不同符號(hào)的本地信號(hào)轉(zhuǎn)換成2048點(diǎn)的ofdm符號(hào)，然后把接收到的基帶信號(hào)剔除cp信號(hào)后與本地生成的ofdm符號(hào)相關(guān)來(lái)獲取時(shí)頻同步精確位置t″；

其中，n＝0，1，...，131；

n′＝nmod131；

m＝nmod128；

θf(wàn)＝33/132(nf/2)mod4。

所有的相關(guān)計(jì)算在不同的相關(guān)窗內(nèi)均采用循環(huán)迭代累加的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，能在復(fù)雜電磁環(huán)境下實(shí)現(xiàn)時(shí)頻同步，其采用的主同步、輔同步聯(lián)合檢測(cè)的算法，使得相關(guān)數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度變長(zhǎng)，使之在同步數(shù)據(jù)受到噪聲干擾的情況下，具有很好的相關(guān)性；同時(shí)，采用了降速變頻的方式，加快了計(jì)算速度，減少了硬件資源開銷，增強(qiáng)了算法實(shí)現(xiàn)的實(shí)時(shí)性，具有較強(qiáng)的環(huán)境使用能力。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明的處理方法的流程示意框圖。

圖2為本發(fā)明時(shí)域提取示意圖。

圖3為本發(fā)明同步輸出的頻域示意圖。

具體實(shí)施方式

現(xiàn)結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地說(shuō)明。

實(shí)施例1

參見圖1～圖3，本發(fā)明一種nb_iot系統(tǒng)空口時(shí)頻同步方法，其特征在于，采用如下處理步驟：

a、提取接收端a/d采樣后兩個(gè)無(wú)線幀11ms的i/q數(shù)據(jù)，以保證可以獲取一個(gè)完整的npss信道數(shù)據(jù)，通過數(shù)字濾波器降速，進(jìn)行1/8或1/16或1/32倍抽值處理，生成新的數(shù)據(jù)序列：

rfilter(m)＝i′(m)+j*q′(m)m＝0，1，...，21119(1)，

其中，i′(m)是降速后的i路數(shù)據(jù)，q′(m)是降速后的q路數(shù)據(jù)；

b、根據(jù)公式(1)生成本地npss信號(hào)，通過256個(gè)點(diǎn)或128個(gè)點(diǎn)或64個(gè)點(diǎn)的傅里葉變換，生成不同符號(hào)位置的時(shí)域數(shù)據(jù)：

其中u是zadoff-chu的根序列索引，l是主同步信號(hào)在子幀5上映射的位置，l＝3～13的整數(shù)；

c、采用降速后的基帶數(shù)據(jù)rfilter(m)與npss本地多個(gè)符號(hào)l的256個(gè)點(diǎn)或128個(gè)點(diǎn)或64個(gè)數(shù)據(jù)以n個(gè)數(shù)據(jù)為窗長(zhǎng)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，并累加相關(guān)峰峰值，遞歸下一組數(shù)據(jù)相關(guān)，根據(jù)相關(guān)峰來(lái)判定時(shí)頻同步點(diǎn)粗略位置t；

d、恢復(fù)原始基帶數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)速率，并根據(jù)基帶中npss的粗略同步位置，確定精確同步的數(shù)據(jù)搜索范圍，npss本地多個(gè)符號(hào)l的2048個(gè)點(diǎn)數(shù)據(jù)以n個(gè)數(shù)據(jù)為窗長(zhǎng)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)，并累加相關(guān)峰峰值，遞歸下一組數(shù)據(jù)相關(guān)，根據(jù)相關(guān)峰來(lái)判定時(shí)頻同步點(diǎn)精確位置t′；

e、提取npss信道所在符號(hào)兩端的144*11個(gè)cp數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)，利用其相關(guān)性進(jìn)行頻偏估計(jì)，使用原始接收基帶數(shù)據(jù)r(m)*exp(-j*2πδfktc)進(jìn)行頻偏校準(zhǔn)，δf為頻偏估計(jì)后的頻率偏移量，tc為接收端碼片間隔；

f、根據(jù)時(shí)頻同步點(diǎn)精確位置t′確定nsss相關(guān)信號(hào)搜索范圍，提取nsss信道所在符號(hào)的nsss數(shù)據(jù)，并與本地根據(jù)小區(qū)id生成的nsss信道ifft轉(zhuǎn)換后不同符號(hào)2048點(diǎn)數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)，獲取相關(guān)峰，根據(jù)相關(guān)峰值判定時(shí)頻同步精確位置t″，重新組合接收數(shù)據(jù)的無(wú)線幀起始位置，從而實(shí)現(xiàn)在復(fù)雜電磁環(huán)境下信號(hào)的精確同步；

步驟c和d中窗長(zhǎng)度n為32或64，采用此滑動(dòng)窗可以降低頻偏帶來(lái)的影響，步驟b、c中基帶數(shù)據(jù)與本地?cái)?shù)據(jù)相關(guān)采用公式(3)進(jìn)行計(jì)算相關(guān)值：

cn＝sn·s’n·e^j2πδfnt+nn(3)，

其中cn是不同符號(hào)的相關(guān)結(jié)果；sn是本地產(chǎn)生的基帶信號(hào)；s’n·e^j2πδfnt為接收端的基帶信號(hào)；n為ofdm符號(hào)序號(hào)；δf為頻率偏移量；nn為高斯白噪聲；t為連續(xù)不同ofdm符號(hào)之間的時(shí)間間隔，對(duì)于步驟b中，t＝1/(15000*2048*16)s，對(duì)于步驟c中，t＝1/(15000*2048)s；

步驟a中所述的數(shù)字濾波器采用4級(jí)半帶濾波器或者cic濾波器。

步驟f中本地根據(jù)小區(qū)id產(chǎn)生的nsss信號(hào)，采用公式(4)通過傅里葉變換把不同符號(hào)的本地信號(hào)轉(zhuǎn)換成2048點(diǎn)的ofdm符號(hào)，然后把接收到的基帶信號(hào)剔除cp信號(hào)后與本地生成的ofdm符號(hào)相關(guān)來(lái)獲取時(shí)頻同步精確位置t″；

其中，n＝0，1，...，131；

n′＝nmod131；

m＝nmod128；

θf(wàn)＝33/132(nf/2)mod4。

本發(fā)明中，各公式中的j為虛部。

所有的相關(guān)計(jì)算在不同的相關(guān)窗內(nèi)均采用循環(huán)迭代累加的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。

綜上所述，本發(fā)明提供了一種復(fù)雜電磁環(huán)境下的時(shí)頻同步方法，采用主同步、輔同步聯(lián)合檢測(cè)的算法，使得相關(guān)數(shù)據(jù)的長(zhǎng)度變長(zhǎng)，使之在同步數(shù)據(jù)受到噪聲干擾的情況下，具有很好的相關(guān)性。同時(shí)，采用了降速變頻的方式，加快了計(jì)算速度，減少了硬件資源開銷，增強(qiáng)了算法實(shí)現(xiàn)的實(shí)時(shí)性，具有較強(qiáng)的環(huán)境使用能力。