本發(fā)明涉及無線廣播通信技術領域，特別涉及一種物理幀中前導符號的生成方法及頻域OFDM符號的生成方法。

背景技術：

通常為了使OFDM系統(tǒng)的接收端能正確解調(diào)出發(fā)送端所發(fā)送的數(shù)據(jù)，OFDM系統(tǒng)必須實現(xiàn)發(fā)送端和接收端之間準確可靠的時間同步。同時，由于OFDM系統(tǒng)對載波的頻偏非常敏感，OFDM系統(tǒng)的接收端還需要提供準確高效的載波頻譜估計方法，以對載波頻偏進行精確的估計和糾正。

目前，OFDM系統(tǒng)中實現(xiàn)發(fā)送端和接收端時間同步的方法基本是基于前導符號來實現(xiàn)的。前導符號是OFDM系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端都已知的符號序列，前導符號做為物理幀的開始(命名為P1符號)，P1符號在每個物理幀內(nèi)只出現(xiàn)一次，它標志了該物理幀的開始。P1符號的用途包括有：

1)使接收端快速地檢測以確定信道中傳輸?shù)氖欠駷槠谕邮盏男盘枺?/p>

2)提供基本傳輸參數(shù)(例如FFT點數(shù)、幀類型信息等)，以使接收端可以進行后續(xù)接收處理；

3)檢測出初始載波頻偏和定時誤差，進行補償后達到頻率和定時同步。

DVB_T2標準中提出了基于CAB時域結構的P1符號設計，較好地實現(xiàn)了上述功能。但是，在低復雜度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482個符號的長多徑信道時，利用CAB結構進行定時粗同步會發(fā)生較大偏差，導致頻域上估計載波整數(shù)倍頻偏出現(xiàn)錯誤。另外，在頻率選擇性衰落信道時，DPSK差分解碼也可能會失效。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的是目前DVB_T2標準及其他標準中，前導符號在頻率選擇性衰落信道下低復雜度接收算法檢測出現(xiàn)失敗概率的問題。

為解決上述問題，本發(fā)明實施例提供了一種物理幀中前導符號的生成方法，包括如下步驟：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；將所述固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號；對所述頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時域OFDM符號；生成所述時域OFDM符號的調(diào)制信號；基于所述時域OFDM符號與該調(diào)制信號生成前導符號。

可選的，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小于所述預定長度的1/2。

可選的，在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號包括：在所述有效子載波兩側分別填充等長度的零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

可選的，每側填充的零序列子載波的長度大于臨界長度值，該臨界長度值由系統(tǒng)符號率和預定長度來確定。

可選的，所述生成所述時域OFDM符號的調(diào)制信號包括：設置一個頻移序列；將所述時域OFDM符號乘以該頻移序列以得到該時域OFDM符號的調(diào)制信號。

可選的，所述頻移序列的長度等于或者小于所述時域OFDM符號的長度。

可選的，基于所述時域OFDM符號與該調(diào)制信號生成前導符號是指：將所述調(diào)制信號作為所述時域OFDM符號的保護間隔，并將其拼接在所述時域OFDM符號的前部以生成前導符號。

可選的，所述預定長度為1024。

可選的，所述固定序列是偽隨機二進制序列。

可選的，在所述步驟在頻域上分別生成固定序列和信令序列與所述步驟將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列之間還包括如下步驟：分別對固定序列和信令序列進行DBPSK映射以得到映射后的固定序列和信令序列。

本發(fā)明實施例還提供了一種頻域OFDM符號的生成方法，包括如下步驟：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；將所述固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明技術方案具有以下有益效果：

利用時域OFDM符號的調(diào)制信號與時域OFDM符號的結構(作為前導符號)保證了在接收端利用延遲相關可以得到明顯的峰值。進一步地，在生成該前導符號過程中，設計時域OFDM符號的調(diào)制信號可以避免接收端受到連續(xù)波干擾或者單頻干擾，或者出現(xiàn)與調(diào)制信號長度等長的多徑信道，或者接收信號中保護間隔長度和調(diào)制信號的長度相同時出現(xiàn)誤檢測峰值。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的一種物理幀中前導符號的生成方法的具體實施方式的流程示意圖；

圖2是本發(fā)明中利用偽隨機二進制序列發(fā)生器生成固定序列的示意圖；

圖3是利用本發(fā)明的物理幀中前導符號的生成方法中生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

具體實施方式

發(fā)明人發(fā)現(xiàn)目前DVB_T2標準及其他標準中，前導符號在頻率選擇性衰落信道下低復雜度接收算法檢測出現(xiàn)失敗概率的問題。

針對上述問題，發(fā)明人經(jīng)過研究，提供了一種物理幀中前導符號的生成方法，保證載波頻率偏差在-500kHz至500kHz范圍內(nèi)接收端仍可以處理接收信號。

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做詳細的說明。

如圖1所示的是本發(fā)明的一種物理幀中前導符號的生成方法的具體實施方式的流程示意圖。參考圖1，物理幀中前導符號的生成方法包括如下步驟：

步驟S11：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；

步驟S12：將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；

步驟S13：在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號；

步驟S14：對所述頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時域OFDM符號；

步驟S15：生成所述時域OFDM符號的調(diào)制信號；

步驟S16：基于所述時域OFDM符號與該調(diào)制信號生成前導符號。

需要說明的是，前導符號可以從時域和頻域兩個域上來描述。在本實施例中，前導符號的生成方法是在頻域上生成頻域OFDM符號，并基于該頻域OFDM符號與其對應的時域OFDM符號的調(diào)制信號生成時域上的前導符號。

具體來說，如步驟S11所述，在頻域上分別生成固定序列和信令序列。其中，所述固定序列包括接收端可用來做載波頻率同步和定時同步的相關信息、所述信令序列包括各個基本傳輸參數(shù)。

本實施例中，所述固定序列可以是偽隨機二進制序列。

例如，設固定序列為FC₀,FC₁,…,FC_N-2，可由偽隨機二進制序列(PRBS)發(fā)生器生成，具體生成過程如圖2所示的利用偽隨機二進制序列發(fā)生器生成固定序列的示意圖。在實際應用中，該固定序列也可以選擇其他類型的序列。

所述信令序列用來傳送P個比特的信息(例如各種信令)，共有2^P個可能，每種可能被映射到一個長度為M的信令序列。序列組有2^P個序列，且彼此之間不相關，同時與已知的固定序列也不相關。

在其他實施例中，還可以根據(jù)系統(tǒng)需求分別對固定序列和信令序列進行DBPSK映射。

具體來說，對固定序列進行DBPSK映射，將FC₀,FC₁,…,FC_N-2映射成公式如下：

對信令序列(設為SC₀,SC₁,…,SC_M-2)進行DBPSK映射，將SC₀,SC₁,…,SC_M-2映射為公式如下：

如步驟S12所述，將所述固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列。

在一個優(yōu)選的實施方式中，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小于所述預定長度的1/2。其中，所述預定長度為1024，但實際應用中也可以根據(jù)系統(tǒng)需求而改變。

以預定長度為1024為例，設固定序列的長度為N(即承載固定序列的有效子載波的個數(shù)為N)、信令序列的長度為M(即承載信令序列的有效子載波的個數(shù)為M)，在本實施例中，M＝N。在其他實施例中，N也可以略大于M。

所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列，即固定序列填充至偶子載波(或奇子載波)位置上，相應地，信令序列填充至奇子載波(或偶子載波)位置上，從而在頻域的有效子載波上呈現(xiàn)固定序列和信令序列奇偶交錯排列的分布狀態(tài)。需要說明的是，當固定序列和信令序列的長度不一致時(例如M>N)，可以通過補零序列子載波的方式來實現(xiàn)固定序列和信令序列奇偶交錯排列。

如步驟S13所述，在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

在優(yōu)選的實施方式中，本步驟包括：在所述有效子載波兩側分別填充等長度的零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

沿用以預定長度為1024的例子，零序列子載波的長度的G＝1024-M-N，兩側填充(1024-M-N)/2個零序列子載波。

進一步地，為了保證在載波頻率偏差在-500kHz至500kHz范圍內(nèi)接收端仍可以處理接收信號，(1024-M-N)/2的值通常大于臨界長度值(設為TH)，該臨界長度值由系統(tǒng)符號率和預定長度來確定。例如，預定長度為1024，7.56M的系統(tǒng)符號率，則例如，M＝N＝350，則G＝324，兩側各填充162個零序列子載波。

因此，預定長度(1024個)的子載波(即頻域OFDM符號)P1_X₀,P1_X₁,…,P1_X₁₀₂₃由以下方式填充生成：

其中，所處的奇偶位置可以互換。

如圖3所示的是利用本發(fā)明的物理幀中前導符號的生成方法中生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

如步驟S14所述，對所述頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時域OFDM符號。

本步驟所述的離散傅里葉反變換是常用的將頻域信號轉換成時域信號的方式，在此不予贅述。

P1_X_i作離散傅里葉反變換后得到時域OFDM符號：

如步驟S15所述，生成所述時域OFDM符號的調(diào)制信號。

具體地，本步驟包括：1)設置一個頻移序列；2)將所述時域OFDM符號乘以該頻移序列以得到該時域OFDM符號的調(diào)制信號。

例如，設該頻移序列為其中f_SH＝1/(1024T)。M(t)也可以被設計成其他序列，如m序列或一些簡化的窗序列等。

時域OFDM符號的調(diào)制信號為P1_B(t)，P1_B(t)是通過P1_A(t)乘以頻移序列M(t)得到(即P1_B(t)＝P1_A(t)*M(t))，并且被用來作為P1_A(t)的保護間隔。

如步驟S16所述，基于所述時域OFDM符號與該調(diào)制信號生成前導符號。

具體地，本步驟包括：將所述調(diào)制信號作為所述時域OFDM符號的保護間隔，并將其拼接在所述時域OFDM符號的前部以生成前導符號。

例如，前導符號可根據(jù)下面的公式來生成：

保護間隔的長度也可以小于時域OFDM符號的長度，設保護間隔的長度為B_len,時域OFDM符號的長度為A，取A的前B_len部分進行調(diào)制，即：

本發(fā)明實施例還提供了一種接收端接收信號的處理方法。具體如下：

步驟S21：接收信號，該信號為r(t)。

步驟S22：將接收信號進行M(t)的解調(diào)；例如，f_SH＝1/(1024T)時，將接收到的信號乘以后，令

步驟S23：將解調(diào)后的信號進行延遲；例如，令r₂(t)＝r₁(t-1024)。

步驟S24：將延遲后的信號與接收到的信號進行相關運算(即r₂(t)與r(t)進行相關)以得到相關值(即得到定時粗同步的位置)。

步驟S25：將相關值進行快速傅里葉變換(FFT)，得到頻域1K信號，將該信號頻域移位點除固定序列后，得到固定序列點的信道估計值。

步驟S26：將該信道估計值作傅里葉反變換(IFFT)到時域，如果有明顯峰值，則移位數(shù)即為正確的整數(shù)頻偏，同時峰值也標示最強徑位置。

步驟S27：時域補償整數(shù)倍頻偏后利用與頻域上的固定序列對應的時域序列進行本地相關，從而計算小數(shù)倍頻偏，且得到準確的定時同步位置。

步驟S28：在頻域利用固定序列點的信道估計值內(nèi)插出信令序列的信道估計值，然后進行相干解調(diào)，得到信令。

本發(fā)明實施例還提供了一種頻域OFDM符號的生成方法，包括如下步驟：

步驟S31：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；

步驟S32：將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯排列；

步驟S33：在所述有效子載波兩側分別填充零序列子載波以形成預定長度的頻域OFDM符號。

在本實施例中，生成頻域OFDM符號的步驟S31至步驟S33的具體實施過程可以參考上文物理幀中前導符號的生成方法中步驟S11至步驟S13的詳細描述，在此不再贅述。

也就是說，基于本實施例提供的生成頻域OFDM符號的方法，本領域技術人員可以在此基礎上采用其他實施方式(并不限于上文中步驟S14至步驟S16)對該頻域OFDM符號進行處理，以生成時域上的前導符號。

綜上所述，本技術方案利用時域OFDM符號的調(diào)制信號與時域OFDM符號的結構(作為前導符號)保證了在接收端利用延遲相關可以得到明顯的峰值。進一步地，在生成該前導符號過程中，設計時域OFDM符號的調(diào)制信號可以避免接收端受到連續(xù)波干擾或者單頻干擾，或者出現(xiàn)與調(diào)制信號長度等長的多徑信道，或者接收信號中保護間隔長度和調(diào)制信號的長度相同時出現(xiàn)誤檢測峰值。

本發(fā)明雖然已以較佳實施例公開如上，但其并不是用來限定本發(fā)明，任何本領域技術人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，都可以利用上述揭示的方法和技術內(nèi)容對本發(fā)明技術方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發(fā)明技術方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本發(fā)明技術方案的保護范圍。