本發(fā)明涉及無(wú)線移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及降低UFMC系統(tǒng)PAPR的低計(jì)算復(fù)雜度的PTS方法。

背景技術(shù)：

第五代移動(dòng)通信系統(tǒng)為了解決物聯(lián)網(wǎng)(IoT)和機(jī)器類型通信(MTC)的大量應(yīng)用所帶來(lái)的挑戰(zhàn)(如減少信令開(kāi)銷、降低空中接口的同步要求等)提出了基于濾波器組的多載波FBMC傳輸體制、通用濾波多載波(UFMC)傳輸體制候選等多載波傳輸技術(shù)。高峰值平均功率比是通用濾波多載波技術(shù)發(fā)展過(guò)程中的主要問(wèn)題之一，高峰值平均功率比容易使功率放大器失效，帶來(lái)信號(hào)的帶內(nèi)失真，帶外泄露等問(wèn)題。

關(guān)于降低多載波峰均比問(wèn)題的方案比較多，如限幅濾波法、SLM技術(shù)、PTS技術(shù)、TR技術(shù)(tone reservation)等。限幅技術(shù)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但會(huì)引起帶內(nèi)和帶外干擾，從而導(dǎo)致BER較高。PTS技術(shù)、SLM技術(shù)和TR技術(shù)均屬于加擾技術(shù)，對(duì)輸入數(shù)據(jù)塊進(jìn)行加擾，并發(fā)射最小PAPR的數(shù)據(jù)塊；該技術(shù)不存在帶外功率的問(wèn)題，但是計(jì)算復(fù)雜度高。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種降低UFMC系統(tǒng)PAPR的低計(jì)算復(fù)雜度的PTS方法，以解決上述技術(shù)問(wèn)題。

為了解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明實(shí)施例采用的技術(shù)方案是，降低UFMC系統(tǒng)PAPR的低計(jì)算復(fù)雜度的PTS方法，包括以下步驟：

(1)建立系統(tǒng)模型；

(2)分析通用濾波多載波(UFMC)的系統(tǒng)參數(shù)，確定UFMC的計(jì)算復(fù)雜度PTS方案；

(3)確定峰值功率計(jì)算采樣點(diǎn)和Q(n)門(mén)限值α的選擇準(zhǔn)則；

(4)僅計(jì)算在集合S_Q(α)中的采樣點(diǎn)，將其乘以相位旋轉(zhuǎn)因子向量，選擇因子的產(chǎn)生方法；

(5)比較PAPR值的大小，選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt，并產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列x^opt(n)。

作為優(yōu)選，上述步驟(1)包括以下步驟：

1)通用濾波多載波(UFMC)系統(tǒng)包括B個(gè)子帶，每個(gè)子帶子載波數(shù)量為M，總的子載波數(shù)量為N，采用切比雪夫?yàn)V波器h，濾波器長(zhǎng)度為L(zhǎng)，x(n)是一個(gè)符號(hào)時(shí)間間隔內(nèi)的基帶等效離散時(shí)間信號(hào)，即

其中，輸入數(shù)據(jù)X_i(m)是獨(dú)立隨機(jī)變量的比特流，以等概率均勻分布進(jìn)行數(shù)字調(diào)制后得到的頻域子載波信號(hào)，所有星座點(diǎn)的實(shí)部和虛部的均值為零，方差相等；n為離散時(shí)間索引；

2)通用濾波多載波(UFMC)的等效離散時(shí)間發(fā)送信號(hào)x(n)是所有子帶獨(dú)立隨機(jī)變量子載波疊加而成，采用所述等效離散時(shí)間發(fā)送信號(hào)的峰值平均功率比(PAPR)來(lái)表示發(fā)送信號(hào)時(shí)域的變化特性；

其定義為：

采用互補(bǔ)累積分布函數(shù)(CCDF)表示降低峰均比的性能，即

其中，采用優(yōu)化CCDF，所述CCDF的最小值為：

CCDF_opt＝1-(1-e^-γ)^N (4)

作為優(yōu)選，上述步驟(2)的PTS方案為：

相位旋轉(zhuǎn)因子向量為：

最小PAPR向量的時(shí)域信號(hào)表示為：

將所述B個(gè)子帶分為V個(gè)子塊，每個(gè)所述子塊含K個(gè)子帶；采用PTS方案得：

其中，x^opt(n)是PAPR值最小的序列，為第m個(gè)子塊的第j個(gè)子帶的數(shù)據(jù)。

作為優(yōu)選，上述步驟(3)中的峰值功率計(jì)算采樣點(diǎn)的確定步驟如下；

根據(jù)上述公式(7)，得x^opt(n)的功率為：

令：Q(n)為n時(shí)刻B個(gè)子功率之和；對(duì)于在n時(shí)刻給定的子載波X的情況下，Q(n)為非負(fù)常數(shù)；

所述UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù)量為N，根據(jù)Cauchy-Schwartz不等式，由上述公式(8)得采樣點(diǎn)功率的上界，即

作為優(yōu)選，上述步驟(3)中Q(n)門(mén)限值α的確定步驟如下：

由公式(4)可知，

其中，σ²為系統(tǒng)的平均功率；系統(tǒng)可能最小峰值功率系統(tǒng)峰值功率大于可能最小峰值功率的概率為β，即：

據(jù)上述公式(10)和(11)得γ＝-ln(1-(1-β)^1/N)

則所述系統(tǒng)可能最小峰值功率為：

據(jù)公式(9)Q(n)≥Φ_n/V，即Q(n)的門(mén)限值：

作為優(yōu)選，所述步驟(5中)選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt，并產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列x^opt(n)的方法包括以下步驟：

1)根據(jù)相位加權(quán)因子生成W^V-1種候選的相位加權(quán)序列；

2)將相位加權(quán)序列分成W組；

3)選取W^V-1/2相位加權(quán)序列，且選取的相位加權(quán)序列中的加權(quán)因子b₂不能互為相反數(shù)；

4)求已選取的相位加權(quán)序列所對(duì)應(yīng)的候選序列；同時(shí)，產(chǎn)生余下W^V-1/2組相位加權(quán)序列所需要的相同項(xiàng)Z_i，其中

5)利用產(chǎn)生的相同項(xiàng)Z_i，進(jìn)行復(fù)數(shù)加法運(yùn)算，可得到余下的W^V-1/2組相位加權(quán)序列所產(chǎn)生的候選序列。

與相關(guān)技術(shù)相比，本發(fā)明實(shí)施例的有益效果是，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種降低UFMC系統(tǒng)PAPR的低計(jì)算復(fù)雜度的PTS方法，首先預(yù)設(shè)系統(tǒng)最小峰值功率的門(mén)限值，從而可減少候選采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘，并求出最小的PAPR值的計(jì)算復(fù)雜度；與此同時(shí)，計(jì)算在集合S_Q(α)中的采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘時(shí)，利用相位加權(quán)序列之間的關(guān)系，在無(wú)損系統(tǒng)PAPR性能的基礎(chǔ)上，可簡(jiǎn)化部分候選序列的運(yùn)算過(guò)程，計(jì)算復(fù)雜度卻大幅度降低。

附圖說(shuō)明

為了更清楚地說(shuō)明本發(fā)明具體實(shí)施方式或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對(duì)具體實(shí)施方式或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見(jiàn)地，下面描述中的附圖是本發(fā)明的一些實(shí)施方式，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來(lái)講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發(fā)明實(shí)施例一流程圖；

圖2為本發(fā)明實(shí)施例一的不同β值的LC-PTS的CCDF示意圖，旋轉(zhuǎn)因子數(shù)量W＝4，子塊數(shù)量V＝4；

圖3為本發(fā)明實(shí)施例一的不同子載波數(shù)量的LC-PTS的CCDF比較曲線圖,旋轉(zhuǎn)因子數(shù)量W＝4，子塊數(shù)量V＝4。

具體實(shí)施方式

下面將對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒(méi)有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

目前，有較多文獻(xiàn)研究了OFDM系統(tǒng)和OFMD/OQAM系統(tǒng)中的低計(jì)算復(fù)雜度PTS。關(guān)于OFDM系統(tǒng)，文獻(xiàn)A reduced-complexity PTS-based PAPR reduction scheme for OFDM systems設(shè)計(jì)峰值門(mén)限代價(jià)函數(shù)，以降低復(fù)雜度。文獻(xiàn)Low-complexity PTS schemes using OFDM signal rotation and pre-exclusion of phase rotating vectors提出時(shí)域采樣點(diǎn)新的判定準(zhǔn)則，利用OFDM IFFT子塊的相位旋轉(zhuǎn)因子向量，減少判定最大峰值功率的采樣點(diǎn)；文獻(xiàn)A Low Complexity Peak-to-Average Power Ratio Reduction Scheme Using Gray Codes基于格雷編碼結(jié)構(gòu)提出了新的產(chǎn)生相位序列方法，使得計(jì)算復(fù)雜度大幅度下降；關(guān)于OFMD/OQAM系統(tǒng)，文獻(xiàn)PAPR reduction of OQAM-OFDM signals using segmental PTS scheme with low complexity提出了分段PTS方案，將重疊的OFMD/OQAM分段，每個(gè)分段乘以不同的相位旋轉(zhuǎn)因子，可減少計(jì)算復(fù)雜度；文獻(xiàn)PAPR reduction for FBMC-OQAM systems using P-PTS scheme提出了多個(gè)重疊符號(hào)聯(lián)合優(yōu)化方案，同時(shí)采用基于分段的PTS方案。

下面通過(guò)具體的實(shí)施例對(duì)本發(fā)明實(shí)施例做進(jìn)一步的詳細(xì)描述。

實(shí)施例一

降低UFMC系統(tǒng)PAPR的低計(jì)算復(fù)雜度的PTS方法，參照附圖1～3，包括以下步驟：

(1)建立系統(tǒng)模型；即將B個(gè)子帶輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT變換后得到s^j＝[s^j(0),s^j(1),...,s^j(N-1)]^T，j＝(1,2,...B)，s^j通過(guò)長(zhǎng)度為l濾波器后，獲得時(shí)域子塊序列x^j＝[x^j(0),x^j(1),...,x^j(N+l-1)]^T，j＝(1,2,...B)；

(2)分析通用濾波多載波(UFMC)的系統(tǒng)參數(shù)，確定UFMC的計(jì)算復(fù)雜度PTS方案；將B個(gè)子帶輸入數(shù)據(jù)分為V互不重疊的子塊序列，每個(gè)子塊含K個(gè)子帶數(shù)據(jù)；x_m＝[x_m(0),x_m(1),...,x_m(N+l-1)]^T，1≤m≤V，

(3)確定峰值功率計(jì)算采樣點(diǎn)和Q(n)門(mén)限值α的選擇準(zhǔn)則；即計(jì)算Q＝[Q(0),Q(1),...Q(N+l-1)]^T，0≤n≤N+l-1；

(4)僅計(jì)算在集合S_Q(α)中的采樣點(diǎn)，將其乘以相位旋轉(zhuǎn)因子向量，選擇因子的產(chǎn)生方法；求出集合S_Q(α)＝{n|Q(n)≥α,0≤n≤N+l-1}，僅計(jì)算在集合S_Q(α)中的采樣點(diǎn)，將其乘以相位旋轉(zhuǎn)因子向量，并計(jì)算PAPR值；

(5)比較PAPR值的大小，選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt，并產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列x^opt(n)。

首先預(yù)設(shè)系統(tǒng)最小峰值功率的門(mén)限值，從而可減少候選采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘，并求出最小的PAPR值的計(jì)算復(fù)雜度；與此同時(shí)，計(jì)算在集合S_Q(α)中的采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘時(shí)，利用相位加權(quán)序列之間的關(guān)系，在無(wú)損系統(tǒng)PAPR性能的基礎(chǔ)上，可簡(jiǎn)化部分候選序列的運(yùn)算過(guò)程，計(jì)算復(fù)雜度卻大幅度降低。

進(jìn)一步地，上述步驟(1)包括以下步驟：

1)通用濾波多載波(UFMC)系統(tǒng)包括B個(gè)子帶，每個(gè)子帶子載波數(shù)量為M，總的子載波數(shù)量為N，采用切比雪夫?yàn)V波器h，濾波器長(zhǎng)度為L(zhǎng)，x(n)是一個(gè)符號(hào)時(shí)間間隔內(nèi)的基帶等效離散時(shí)間信號(hào)，即

其中，輸入數(shù)據(jù)X_i(m)是獨(dú)立隨機(jī)變量的比特流，以等概率均勻分布進(jìn)行數(shù)字調(diào)制后得到的頻域子載波信號(hào)，所有星座點(diǎn)的實(shí)部和虛部的均值為零，方差相等；n為離散時(shí)間索引；

2)通用濾波多載波(UFMC)的等效離散時(shí)間發(fā)送信號(hào)x(n)是所有子帶獨(dú)立隨機(jī)變量子載波疊加而成，(因而幅度變化范圍較大，可能導(dǎo)致峰均功率比較大。)采用所述等效離散時(shí)間發(fā)送信號(hào)的峰值平均功率比(PAPR)來(lái)表示發(fā)送信號(hào)時(shí)域的變化特性；

其定義為：

由于濾波器h的長(zhǎng)度L可能超過(guò)子載波的數(shù)量M，使得相鄰的兩個(gè)或多個(gè)符號(hào)之間不能相互獨(dú)立，但UFMC和OFDM系統(tǒng)具有相同的傳輸速率，均在T時(shí)間內(nèi)平均發(fā)送一幀復(fù)符號(hào)，因此可采用公式(2)近似定義PAPR。

據(jù)IDFT變換性質(zhì)，由于各子載波為獨(dú)立隨機(jī)變量，UFMC符號(hào)向量的各元素之間相互獨(dú)立。根據(jù)中心極限定理，當(dāng)子載波數(shù)量足夠多且N點(diǎn)IDFT的輸入信號(hào)相互獨(dú)立且幅度有限時(shí)，UFMC的時(shí)域信號(hào)Re(x(n))和Im(x(n))都漸進(jìn)服從高斯分布即服x(n)從高斯分布x(n)的幅度r(n)＝|x(n)|服從瑞利分布。

由于PAPR是隨機(jī)的，采用互補(bǔ)累積分布函數(shù)(CCDF)表示降低峰均比的性能，即

其中，采用優(yōu)化CCDF，可將最優(yōu)化的問(wèn)題可以描述為下式：

所述CCDF的最小值為：

CCDF_opt＝1-(1-e^-γ)^N (4)

作為優(yōu)選，上述步驟(2)的PTS方案為：

由于傳統(tǒng)的PTS方法在OFDM系統(tǒng)中，首先是將長(zhǎng)度為N的輸入序列分為V塊互不重疊的子序列塊X＝[X₀,X₁,...X_V]。每個(gè)子塊經(jīng) 過(guò)IFFT變換后的輸出為x_m＝[x_m,0,x_m,1,...x_m,N-1]^T,m＝1,2,...V。然后，用相位加權(quán)因子b_m＝exp(jφ_m)，φ_m∈[0,2π]與各子塊序列進(jìn)行相位加權(quán)，并計(jì)算PAPR值，通過(guò)對(duì)b_m進(jìn)行調(diào)整，優(yōu)化PAPR的值，選擇PAPR值最小的序列進(jìn)行傳輸。

經(jīng)優(yōu)化后的相位旋轉(zhuǎn)因子向量為：

最小PAPR向量的時(shí)域信號(hào)表示為：

將所述B個(gè)子帶分為V個(gè)子塊，每個(gè)所述子塊含K個(gè)子帶；采用PTS方案得：

其中，x^opt(n)是PAPR值最小的序列，為第m個(gè)子塊的第j個(gè)子帶的數(shù)據(jù)。

在實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中，通常在有限集合中選取相位加權(quán)因子，且通過(guò)遍布式收索最佳相位因子集合；相位因子集合b＝{e^j2πi/W|i＝0,1...W-1}包含了W個(gè)相位加權(quán)因子。通常情況下，為了不損失系統(tǒng)性能，通常將第一子塊的加權(quán)因子恒定設(shè)為1，即b₁＝1。因此，產(chǎn)生的W^V-1種候選的相位加權(quán)序列，搜索復(fù)雜度隨著子塊的數(shù)量的增加呈指數(shù)上升。

通用濾波多載波系統(tǒng)是將輸入在載波分為B個(gè)子帶，每個(gè)子帶IDFT變換后，再通過(guò)切比雪夫?yàn)V波器h，最后將各子帶信號(hào)進(jìn)行累加可得到基帶時(shí)間信號(hào)。由于通用濾波多載波系統(tǒng)已將輸入的子載 波序列分為互不重疊的B個(gè)子帶，采用PTS方案時(shí)則無(wú)需如同OFDM進(jìn)行子塊分割，可對(duì)每個(gè)子帶序列進(jìn)行相位加權(quán)與優(yōu)化處理。根據(jù)OFDM傳統(tǒng)的PTS方案可知搜索復(fù)雜度隨著子帶數(shù)量的增加呈指數(shù)上升。

為了降低搜索復(fù)雜度，將B個(gè)子帶分為V個(gè)子塊，每個(gè)子塊含K個(gè)子帶。采用PTS方案，可得：

其中，x^opt(n)是PAPR值最小的序列；為第m個(gè)子塊的第j個(gè)子帶的數(shù)據(jù)。

進(jìn)一步地，上述步驟(3)中的峰值功率計(jì)算采樣點(diǎn)的確定步驟如下；

根據(jù)上述公式(7)，得x^opt(n)的功率為：

令：Q(n)為n時(shí)刻B個(gè)子功率之和；對(duì)于在n時(shí)刻給定的子載波X的情況下，Q(n)為非負(fù)常數(shù)；

所述UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù)量為N，根據(jù)Cauchy-Schwartz不等式，由上述公式(8)得采樣點(diǎn)功率的上界，即

由于公式(9)對(duì)所有的均成立，因此對(duì)峰值功率也成立，可得假設(shè)，Φ_n為系統(tǒng)可能的最小峰值功率，有 從而Q(n)≥Φ_n/V。

由于采用PTS方法，我們僅關(guān)注的是信號(hào)峰值的優(yōu)化。而Φ_n為系統(tǒng)可能的最小峰值功率，當(dāng)時(shí)，的采樣點(diǎn)中不可能有峰值，可將此部分從優(yōu)化的信號(hào)集合中刪掉；從而僅需要計(jì)算 中的點(diǎn)，即Q(n)≥Φ_n/V，并定義峰值功率的門(mén)限值為α＝Φ_n/V。

進(jìn)一步地，上述步驟(3)中Q(n)門(mén)限值α的確定步驟如下：

根據(jù)公式(3)互補(bǔ)累積分布函數(shù)可知門(mén)限值α＝Φ_n/V并不是一個(gè)確定值。

由公式(4)可知，

其中，σ²為系統(tǒng)的平均功率；系統(tǒng)可能最小峰值功率系統(tǒng)峰值功率大于可能最小峰值功率的概率為β，即：

據(jù)上述公式(10)和(11)得γ＝-ln(1-(1-β)^1/N)

則所述系統(tǒng)可能最小峰值功率為：

據(jù)公式(9)Q(n)≥Φ_n/V，即Q(n)的門(mén)限值：

進(jìn)一步地，所述步驟(5中)選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt，并產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列x^opt(n)的方法包括以下步驟：

1)根據(jù)相位加權(quán)因子生成W^V-1種候選的相位加權(quán)序列；

2)將相位加權(quán)序列分成W組；因?yàn)榈?子塊的加權(quán)因子恒定為1即b₁＝1，所以將第2子塊的加權(quán)因子b₂相同的序列分為1組。

3)選取W^V-1/2相位加權(quán)序列，且選取的相位加權(quán)序列中的加權(quán)因子b₂不能互為相反數(shù)；

4)求已選取的相位加權(quán)序列所對(duì)應(yīng)的候選序列；同時(shí)，產(chǎn)生余下W^V-1/2組相位加權(quán)序列所需要的相同項(xiàng)Z_i，其中

5)利用產(chǎn)生的相同項(xiàng)Z_i，進(jìn)行復(fù)數(shù)加法運(yùn)算，可得到余下的W^V-1/2組相位加權(quán)序列所產(chǎn)生的候選序列。

實(shí)施例二

傳統(tǒng)PTS復(fù)雜度的計(jì)算方法與本發(fā)明實(shí)施例一的方法比較。

低復(fù)雜度PTS方案是當(dāng)系統(tǒng)峰值功率大于系統(tǒng)可能的最小峰值功率Φ_n的概率β一定的情況下(如，計(jì)算集合S_Q(α)＝{n|Q(n)≥α,0≤n≤N-1}中采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘后的PAPR值，并選出最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量。

設(shè)此時(shí)的α為α^β，且當(dāng)考慮過(guò)采樣因子為L(zhǎng)時(shí)，集合S_Q(α^β)的采樣點(diǎn)數(shù)量為

Step1，將B個(gè)子帶輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT變換，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別為和

Step2，將K個(gè)子帶數(shù)據(jù)相互疊加，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別為2V{(K-1)(LN+l-1)}和0；

Step3，計(jì)算Q(n)所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別(V-1){2(K-1)(LN+l-1)}和V(LN+l-1)；

Step4，比較Q(n)和α的大小，求集合S_Q(α)，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別LN+l-1和0；

Step5，將S_Q(α)的采樣點(diǎn)與相位旋轉(zhuǎn)因子向量相乘，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別W^V-1×(2p_α(LN+l-1)(V-1))和W^V-1p_α(LN+l-1)(V-1)，求PAPR過(guò)程中需所的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別W^V-1×(p_α(LN+l-1)-1)和p_α(LN+l-1)W^V-1；因此，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法和

step6，選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt和產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列所需的實(shí)數(shù)加法分別為W^V-1-1和2(LN+l-1)(V-1)，所需的復(fù)數(shù)乘法為0；因此，所需的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別為W^V-1-1+2(LN+l-1)(V-1)和0。

傳統(tǒng)PTS方法復(fù)雜度計(jì)算方法

通用濾波多載波系統(tǒng)在發(fā)射端已將輸入的子載波序列分為互不重疊的B個(gè)子帶，采用PTS方案時(shí)，分割為V個(gè)子塊，將子塊序列與相位加權(quán)因子b_i，i＝1,2,...B相乘，進(jìn)行相位加權(quán)與優(yōu)化處理。

Step1，求IFFT的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別為：和

Step2，求子帶分塊實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別為：2V{(K-1)(LN+l-1)}和0；

Step3求子塊序列與相位加權(quán)因子相乘實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法2W^V-1(LN+l-1)(V-1)和W^V-1(LN+l-1)(V-1)；

Step4求PAPR過(guò)程中需所的實(shí)數(shù)加法和復(fù)數(shù)乘法分別W^V-1×((LN+l-1)-1)和(LN+l-1)W^V-1；

Step5求選取最優(yōu)的相位旋轉(zhuǎn)因子向量b^opt和產(chǎn)生最優(yōu)的發(fā)送序列所需的實(shí)數(shù)加法分別為W^V-1-1和2(LN+l-1)(V-1)，所需的復(fù)數(shù)乘法為0。

表1傳統(tǒng)PTS方案和LC-PTS方案復(fù)雜度對(duì)比表

采用計(jì)算復(fù)雜度降低比(CCRR)用于衡量計(jì)算復(fù)雜度降低的情況。根據(jù)CCRR的定義，可得：

從CCRR的定義可知，CCRR的值越大，系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜度降低越多。

通用濾波多載波系統(tǒng)與OFDM不同之處在于將子載波分為子帶，分別對(duì)每個(gè)子帶進(jìn)行IFFT變換。因此，采用PTS方法時(shí)，將OFDM分為子塊后，子塊進(jìn)行IFFT變換，則增加了計(jì)算復(fù)雜度。而通用濾波多載波系統(tǒng)，子帶進(jìn)行IFFT變換所需的復(fù)雜度為系統(tǒng)所固有的，而不是PTS方法增加的復(fù)雜度。因此，計(jì)算CCRR時(shí)不再考慮step1和step2的計(jì)算復(fù)雜度。

附圖2對(duì)LC-PTS在不同β值的PAPR進(jìn)行了仿真；同時(shí)，對(duì)傳統(tǒng)PTS方法和信號(hào)原始的PAPR進(jìn)行了比較。

其中仿真參數(shù)如下：UFMC系統(tǒng)16-QAM調(diào)制，并且系統(tǒng)子載波N＝512，子帶數(shù)量B＝32，子塊數(shù)量V＝4，旋轉(zhuǎn)向量因子W＝[±1,±j]，β值分別為[0.1,0.3,0.5,0.7,0.9]。根據(jù)仿真結(jié)果可知，當(dāng)β≥0.5時(shí)，p_α＝0.609，LC-PTS的CCDF值與傳統(tǒng)的PTS方案基本吻合；當(dāng)β＝0.5，復(fù)數(shù)乘法的CCRR為77.24％，實(shí)數(shù)加法的CCRR為62.12％。

因此，LC-PTS相對(duì)于傳統(tǒng)的方法，計(jì)算復(fù)雜度大幅度下降。LC-PTS相對(duì)于對(duì)于N為其他值，結(jié)論相似。

附圖3對(duì)LC-PTS在β值分別為0.5和0.9，在載波數(shù)量為512和1024的PAPR進(jìn)行了仿真；同時(shí)，對(duì)傳統(tǒng)PTS方法和信號(hào)原始的PAPR進(jìn)行了比較。

其中，仿真參數(shù)為：UFMC系統(tǒng)16-QAM調(diào)制，子塊數(shù)量V＝4，旋轉(zhuǎn)向量因子W＝[±1,±j]，根據(jù)仿真結(jié)果可知，子載波一定的情況下，當(dāng)β≥0.5時(shí)對(duì)CCDF性能影響很??；此時(shí)，LC-PTS的CCDF曲線均與傳統(tǒng)的PTS方法的CCDF曲線基本重合，但β值的大小影響將復(fù)雜度降低比(CCRR)。

LC-PTS方法下的CCDF值隨著子載波數(shù)量增加而增加，隨著CCDF的減小，不同數(shù)量的子載波的PAPR逐漸接近。當(dāng)CCDF＝10^-2時(shí)，N＝512的PAPR為8.4dB，N＝1024的PAPR為8.7dB，差0.3dB。而當(dāng)CCDF＝10^-3時(shí)，N＝512的PAPR為8.8dB，N＝1024的PAPR為8.9dB，僅差0.1dB。

表2 LC-PTS方法所獲得的復(fù)雜度降低比(CCRR)W＝4，V＝4

由表2可知，LC-PTS方法計(jì)算復(fù)雜度降低更加顯著。當(dāng)β＝0.5，V＝4載波數(shù)量為512，LC-PTS方法CCRR為到62.22％，復(fù)數(shù)乘法的CCRR為77.24％；LC-PTS方法的復(fù)數(shù)乘法計(jì)算量和實(shí)數(shù)加法計(jì) 算量的CCRR均隨著β值的增加而減小。由此可見(jiàn)，LC-PTS方法對(duì)降低計(jì)算復(fù)雜度方面是非常有效的。

最后應(yīng)說(shuō)明的是：以上實(shí)施例僅用以說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)方案，而非對(duì)其限制；盡管參照前述實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)的說(shuō)明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解：其依然可以對(duì)前述實(shí)施例所記載的技術(shù)方案進(jìn)行修改，或者對(duì)其中部分或者全部技術(shù)特征進(jìn)行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應(yīng)技術(shù)方案的本質(zhì)脫離本發(fā)明實(shí)施例技術(shù)方案的范圍。