本發(fā)明涉及低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種低低軌衛(wèi)星OFDM系統(tǒng)中載波間干擾自消除方法。

背景技術(shù)：

衛(wèi)星以其通信距離遠(yuǎn)、覆蓋范圍廣、組網(wǎng)靈活、不受地理環(huán)境條件限制以及不受地面設(shè)備條件限制等特點，因而在無線通信領(lǐng)域占有重要的地位。在衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)中，低軌(Low Earth orbit,LEO)衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)起著越來越重要的作用。低軌移動通信系統(tǒng)具有許多其他地面?zhèn)鬏斣O(shè)備所不具備的優(yōu)越性：相對于地面無線通信系統(tǒng)，低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)覆蓋面廣；相對于靜止軌道(Geostationary Orbit,GEO)、中軌(Medium Earth Orbit,MEO)衛(wèi)星通信系統(tǒng)，低軌衛(wèi)星組網(wǎng)靈活，衛(wèi)星運(yùn)行軌道低，星地鏈路傳輸時延較小，并且可以與高軌衛(wèi)星、中軌衛(wèi)星組成天機(jī)系統(tǒng)。

低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中的重要地位，決定了低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)鏈路傳輸質(zhì)量的高效性。但相對于地面用戶終端來說，低軌衛(wèi)星較高的運(yùn)行速度，高頻段載波傳輸，星地鏈路傳輸損耗以及信道衰落嚴(yán)重等特性，使得低軌衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)的信號傳輸質(zhì)量受到嚴(yán)重的影響。同時由于低軌衛(wèi)星波束頻繁切換造成信道的時變性，以及信號帶寬傳輸時多徑信道頻率選擇性衰落特性，造成復(fù)雜多變的信道環(huán)境。因此低軌寬帶衛(wèi)星通信系統(tǒng)需要采用一種較好的抗頻率選擇性衰落的多載波傳輸方式。

正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)屬于一種多載波調(diào)制技術(shù)，針對需要提高頻帶利用率的低軌寬帶衛(wèi)星通信系統(tǒng)而言，其可以解決頻帶資源受限的問題，同時由于衛(wèi)星通信傳輸過程中經(jīng)歷地理環(huán)境較復(fù)雜，OFDM的抗多徑的特點可以削弱復(fù)雜多變的環(huán)境對信號傳遞的負(fù)面影響。因此自上世紀(jì)末以來，將OFDM技術(shù)與衛(wèi)星通信相結(jié)合已經(jīng)引起了國內(nèi)外學(xué)者們的廣泛關(guān)注。

雖然OFDM系統(tǒng)較傳統(tǒng)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比具有很強(qiáng)的抗多徑和干擾的能力，能夠有效的抑制符號間串?dāng)_(Inter Symbol Interference,ISI)，但實際中的低軌衛(wèi)星移動衰落信道在傳輸時也會受到諸如多徑傳播、時延擴(kuò)展、衰落特性以及多普勒效應(yīng)等因素的影響，由此造成OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性受到破壞，導(dǎo)致載波間干擾(Inter-channel Interference,ICI)。而OFDM是建立在子載波嚴(yán)格正交的基礎(chǔ)上的，如果不采取有效措施對ICI進(jìn)行抑制，不僅會使OFDM系統(tǒng)誤碼率性能惡化，還會帶來嚴(yán)重的地板效應(yīng)，即無論怎樣在發(fā)射端增加信號的發(fā)射功率，都不能改善OFDM系統(tǒng)的良好性能。因此如何減小ICI對OFDM的影響，是低軌衛(wèi)星OFDM系統(tǒng)能夠得到廣泛應(yīng)用的前提條件之一。同時實際LEO衛(wèi)星信道中往往具有較大的多普勒頻移，而當(dāng)多普勒頻移大于OFDM的子載波間隔時，接收端解調(diào)出來的信號將會存在相位旋轉(zhuǎn)，從而導(dǎo)致接收數(shù)據(jù)錯誤并影響系統(tǒng)的誤碼率性能。

針對OFDM系統(tǒng)中ICI干擾嚴(yán)重破壞系統(tǒng)性能的問題，國內(nèi)外的一些學(xué)者們已經(jīng)提出了很多抑制ICI的方法，主要有ICI干擾自消除(Self-Cancellation)算法、時域加窗算法、頻偏估計與消除算法等等，其中ICI干擾自消除算法由于實現(xiàn)簡單并且能夠有效對抗ICI的干擾，從而得到了廣泛的應(yīng)用。迄今為止主要的干擾自消除算法有：(1)相鄰子載波取反算法(簡稱算法1)[YupingZhao,S.-G.Haggman.Intercarrier interference self-cancellation scheme for OFDM mobile communication systems[J].IEEE Transactions on Communications,2001,49(7):1185-1191.]、(2)對稱子載波共軛取反算法(簡稱算法2)[F.Prianka,A Z M Saleh,M A Matin.A New Approach to Improve ICI Self-Cancellation Technique in OFDM[C].6th International Conference on Electrical and Computer Engineering,2010:18-20.]、(3)相鄰子載波復(fù)數(shù)加權(quán)共軛算法(簡稱算法3)[Qiang Shi,Yong Fang,Min Wang.A Novel ICI Self-Cancellation Scheme for OFDM Systems[C].2009 5th International Conference on Wireless Communications,Networking and Mobile Computing,2009:1-4.]等等。經(jīng)過仿真分析后發(fā)現(xiàn)由于算法1和算法2采用了子載波取反的方法，因此它們的載干比(Carrier to Interference Ratio,CIR)要比算法3中對子載波取共軛的要來得高。但算法3采用了復(fù)數(shù)加權(quán)的方法，故較之算法1和算法2，它所造成的相位旋轉(zhuǎn)誤差最小，因而可以有效地減少接收信號的相位誤差的影響并進(jìn)一步改善系統(tǒng)的誤碼率性能。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種新的LEO衛(wèi)星OFDM系統(tǒng)ICI干擾自消除算法，使得新算法在確保具有良好的CIR的同時，進(jìn)一步減少接收信號的相位旋轉(zhuǎn)誤差的影響并改善OFDM系統(tǒng)的誤碼率性能，以滿足在實際LEO衛(wèi)星信道中的通信需求。整個發(fā)明大致包括了如下的幾個步驟：

第一步、序列發(fā)生器發(fā)送一組N/8個序列的子載波序列組，記為X₀(k)＝[X(0),X(2),…,X(N/4-2)]^T，k＝0,2,…,N/4-2；

第二步、對X₀(k)進(jìn)行插零、取反、圓周移位、合并相加等變換后成為一個N/4個序列的子載波序列組，記為X₂(k)，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)；

第三步、對X₂(k)按照4種不同的插零、乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)、圓周移位等調(diào)制處理后成為4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)，0≤k≤N-1，再將這4個序列組進(jìn)行合并后變?yōu)樗枰淖虞d波序列組X(k)，0≤k≤N-1；

第四步、接收端對發(fā)射端的4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)分別進(jìn)行解調(diào)，再將所得的接收信號進(jìn)行合并相加，便可得到接收端最終所需要的接收信號Y′(k)，0≤k≤N-1。

進(jìn)一步，所述步驟二包括：

(1)插零：將X₀(k)通過一個零值插值器，它對X₀(k)中的每個序列之后插入1個零序列，得到：

X₁(k)＝[X(0),0,X(2),0,…,X(N/4-2),0]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)；

(2)取反、圓周移位：將X₁(k)中的每個序列取反，之后在進(jìn)行圓周右移一位，得到：

X₁′(k)＝[0,-X(0),0,-X(2),…,0,-X(N/4-2)]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)；

(3)合并相加：將X₁(k)與X₁′(k)對應(yīng)位置上子載波序列相加，得到：

X₂(k)＝[X(0),-X(0),X(2),-X(2),…,X(N/4-2),-X(N/4-2)]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)。

進(jìn)一步，所述步驟三包括：

(1)共軛對稱映射、乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)、插零、圓周移位：得到4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)，0≤k≤N-1，具體如下：

(a)對X₂(k)的右端插入3N/4個零，得到：

(b)對X₂(k)中的每個序列乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jπ，得到：[X(0)e^jπ,-X(0)e^jπ,X(2)e^jπ,-X(2)e^jπ,…,X(N/4-2)e^jπ,-X(N/4-2)e^jπ]^T，然后在其右端插入3N/4個零并進(jìn)行圓周右移N/2，得到：

(c)對X₂(k)中的每個序列先進(jìn)行共軛對稱映射并乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jπ/2，得到：[-X^*(N/4-2)e^jπ/2,X^*(N/4-2)e^jπ/2,…,-X^*(0)e^jπ/2,X^*(0)e^jπ/2]^T，然后在其右端插入3N/4個零，再進(jìn)行圓周右移N/4，得到：

(d)對X₂(k)中的每個序列先進(jìn)行共軛對稱映射并乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^j3π/2，得到：[-X^*(N/4-2)e^j3π/2,X^*(N/4-2)e^j3π/2,…,-X^*(0)e^j3π/2,X^*(0)e^j3π/2]^T，然后在其右端插入3N/4個零，再進(jìn)行圓周右移3N/4，得到：

(2)合并相加：將X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)對應(yīng)位置上子載波序列相加，即可得到所需要的子載波序列組：

進(jìn)一步，所述步驟四包括：

(1)接收端第k個子載波序列處的接收信號可以表示為：

其中，0≤k≤N-1，W_k為Y(k)的高斯白噪聲，Y_Ⅰ(k)、Y_Ⅱ(k)、Y_Ⅲ(k)、Y_Ⅵ(k)分別表示Y(k)中第1、2、3、4組子載波序列在接收端所得的接收信號，

同理，接收端第k+1、N/2-1-k、N/2+k、N-1-k個子載波序列處的接收信號分別為：

(2)接收端對發(fā)射端的4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)分別進(jìn)行解調(diào)，所得的接收信號可以表示為：

Y₁(k)＝Y(jié)_Ⅰ(k)-Y_Ⅰ(k+1)，0≤k≤N-1，

Y₂(k)＝Y(jié)_Ⅱ(k)-Y_Ⅱ^*(N/2-1-k)e^-jπ/2，0≤k≤N-1，

Y₃(k)＝Y(jié)_Ⅲ(k)-Y_Ⅲ^*(N/2+k)e^-jπ，0≤k≤N-1，

Y₄(k)＝Y(jié)_Ⅵ(k)-Y_Ⅵ^*(N-1-k)e^-j3π/2，0≤k≤N-1；

因此，接收端最終所需要的接收信號Y′(k)，0≤k≤N-1，可以表示為：

由此不難發(fā)現(xiàn)，本方案在算法1的基礎(chǔ)上，對子載波序列按照分組對稱共軛映射并乘以相應(yīng)的旋轉(zhuǎn)參數(shù)的方式進(jìn)行了處理，因此該序列組在接收端解調(diào)后確保在具有算法1良好CIR性能的前提下，還能有效地減少接收信號中相位旋轉(zhuǎn)誤差的影響，達(dá)到進(jìn)一步提高系統(tǒng)誤碼率性能的目的。

附圖說明

圖1是序列發(fā)生器發(fā)出的子載波序列組經(jīng)過步驟二之后，得到的子載波序列組的結(jié)構(gòu)圖；

圖2是將圖1中的子載波序列組經(jīng)過步驟三之后，得到的所需要的子載波序列組結(jié)構(gòu)圖；

圖3是構(gòu)造本發(fā)明所需子載波序列組的工作流程圖。

具體實施方式

由背景技術(shù)可知，現(xiàn)有的ICI自消除算法普遍存在的一個問題是其算法本身無法同時獲得良好的CIR性能和系統(tǒng)誤碼率性能。本發(fā)明的目的在于提供一種新的載波間干擾自消除方法，以期確保在具有良好CIR性能的同時，能有效地減少接收信號中相位旋轉(zhuǎn)誤差的影響，進(jìn)一步提高OFDM系統(tǒng)的誤碼率性能，以滿足在實際LEO衛(wèi)星信道中的通信需求。

下面結(jié)合圖3對本發(fā)明提供的低軌衛(wèi)星OFDM系統(tǒng)中載波間干擾自消除方法中所需的子載波序列組構(gòu)造的具體實施方式來加以詳細(xì)說明：

本發(fā)明中構(gòu)造所需的子載波序列組的具體實施方式中，包括了如下的幾個步驟：

第一步、序列發(fā)生器發(fā)送一組N/8個序列的子載波序列組，記為X₀(k)＝[X(0),X(2),…,X(N/4-2)]^T，k＝0,2,…,N/4-2；

第二步、對X₀(k)進(jìn)行插零、取反、圓周移位、合并相加等變換后成為一個N/4個序列的子載波序列組，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括：

步驟2.1、將X₀(k)通過一個零值插值器，它對X₀(k)中的每個序列之后插入1個零序列，得到：

X₁(k)＝[X(0),0,X(2),0,…,X(N/4-2),0]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)；

步驟2.2、將X₁(k)中的每個序列取反，之后在進(jìn)行圓周右移一位，得到：

X₁′(k)＝[0,-X(0),0,-X(2),…,0,-X(N/4-2)]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)；

步驟2.3、將X₁(k)與X₁′(k)對應(yīng)位置上子載波序列相加，得到：

X₂(k)＝[X(0),-X(0),X(2),-X(2),…,X(N/4-2),-X(N/4-2)]^T，0≤k≤N/4-1，N/4為整數(shù)。

第三步、對X₂(k)按照4種不同的插零、乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)、圓周移位等調(diào)制處理后成為4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)，0≤k≤N-1，再將這4個序列組進(jìn)行合并后變?yōu)樗枰淖虞d波序列組，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，包括：

步驟3.1、將X₂(k)的右端插入3N/4個零序列，得到：

步驟3.2、將X₂(k)的子載波序列值乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jπ，然后在其右端插入3N/4個零序列，再進(jìn)行圓周右移N/2個序列，得到：

步驟3.3、將X₂(k)的子載波序列值取共軛，接著進(jìn)行對稱映射(這里采用將序列組左乘矩陣K來加以實現(xiàn))，然后對其子載波序列乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^jπ/2，再在其右端插入3N/4個零序列并進(jìn)行圓周右移N/4個序列，得到：

其中為一個初等變換矩陣；

步驟3.4、將X₂(k)的子載波序列值取共軛，接著進(jìn)行對稱映射(這里采用將序列組左乘矩陣K來加以實現(xiàn))，然后對其子載波序列乘以旋轉(zhuǎn)參數(shù)e^j3π/2，再在其右端插入3N/4個零序列并進(jìn)行圓周右移3N/4個序列，得到：

步驟3.5、將X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)進(jìn)行合并，即可得到所需要的子載波序列組：

構(gòu)造完X(k)之后，還包括：接收端對發(fā)射端的4個子載波序列組X_Ⅰ(k)、X_Ⅱ(k)、X_Ⅲ(k)、X_Ⅳ(k)分別進(jìn)行解調(diào)后得到4組接收信號：Y₁(k)，Y₂(k)，Y₃(k)，Y₄(k)；再將所得的接收信號進(jìn)行合并相加，便可得到接收端最終所需要的接收信號Y′(k)，0≤k≤N-1。

本發(fā)明雖然已以較佳實施例公開如上，但其并不是用來限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，都可以利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案做出可能的變動和修改，因此，凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實質(zhì)對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本發(fā)明技術(shù)方案的保護(hù)范圍。