本發(fā)明涉及通信測(cè)量?jī)x器
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體地說是一種基于頻域參數(shù)估計(jì)的矢量信號(hào)分析儀通道補(bǔ)償方法。
背景技術(shù)：
：矢量信號(hào)分析儀是針對(duì)無線通信復(fù)雜的數(shù)字調(diào)制格式測(cè)量的唯一工具，可以從時(shí)域、頻域、調(diào)制域來觀察測(cè)量數(shù)字調(diào)制信號(hào)，同時(shí)分析信號(hào)的幅度、相位和頻率等各項(xiàng)參數(shù)，可以提供各種調(diào)制質(zhì)量測(cè)量和分析工具，如星座圖、矢量圖、眼圖，可以測(cè)量調(diào)制質(zhì)量參數(shù)如EVM、SNR、波形質(zhì)量和碼域功率。在數(shù)字通信系統(tǒng)中，由于實(shí)際的限帶信道的傳遞函數(shù)往往是非理想的，幅度不平坦、相位非線性，且經(jīng)常是時(shí)變的、未知的，因而系統(tǒng)特性不符合奈奎斯特準(zhǔn)則，導(dǎo)致在接受端抽樣時(shí)刻存在碼間干擾，使得系統(tǒng)誤碼性能下降。為此，要考慮在信道傳遞函數(shù)是非理想情況，且信號(hào)在信道傳輸中受到加性白高斯噪聲干擾條件下的接收機(jī)的設(shè)計(jì)問題。在限帶數(shù)字通信系統(tǒng)中所采取的技術(shù)之一是在接收端抽樣、判決之前加一均衡器，此均衡器是用來補(bǔ)償信道特性的不完善，從而減小在接收端抽樣時(shí)刻的碼間干擾。均衡分為頻域均衡和時(shí)域均衡。頻域均衡是從頻率響應(yīng)考慮，使包括均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的總傳輸函數(shù)滿足無失真?zhèn)鬏敆l件。而時(shí)域均衡，則是直接從時(shí)間響應(yīng)考慮，使包括均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖激響應(yīng)滿足無碼間串?dāng)_條件。矢量信號(hào)分析儀與移動(dòng)通信接收機(jī)既有相似點(diǎn)，也有本質(zhì)的區(qū)別。矢量信號(hào)分析儀一般是通過線纜進(jìn)行測(cè)試，不需要考慮空間環(huán)境引起的無線信道影響。它的失真主要來自分析儀自身的射頻通道等硬件電路，比如IQ不平衡、帶內(nèi)波動(dòng)等，這些失真會(huì)導(dǎo)致矢量信號(hào)分析儀的測(cè)量精度受限，影響測(cè)量結(jié)果。在矢量信號(hào)分析儀領(lǐng)域，傳統(tǒng)的失真補(bǔ)償手段一般是直接進(jìn)行硬件的均衡，但是具有一致性差、相位補(bǔ)償不足、硬件成本增大等缺點(diǎn)。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提出一種在頻域進(jìn)行參數(shù)估計(jì)，從而進(jìn)行通道參數(shù)補(bǔ)償?shù)姆椒?，整個(gè)方法只需要在軟件實(shí)現(xiàn)，具有一致性高、靈活性高、不增加硬件成本的優(yōu)點(diǎn)。為實(shí)現(xiàn)上述目的，設(shè)計(jì)一種基于頻域參數(shù)估計(jì)的矢量信號(hào)分析儀通道補(bǔ)償方法，其特征在于，包括以下處理步驟：S1、矢量信號(hào)分析儀接收IQ數(shù)據(jù)；S2、對(duì)接收的IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波；S3、對(duì)S2步驟生成的匹配濾波后的IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行符號(hào)同步和載波同步，生成IQ數(shù)據(jù)序列y(n)；其中n為≥0的自然數(shù)；S4、對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)進(jìn)行數(shù)字解調(diào)，生成參考IQ數(shù)據(jù)序列x’(n)；S5、對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)和步驟4生成的參考IQ數(shù)據(jù)序列x’(n)分別進(jìn)行快速傅里葉變換，分別生成相應(yīng)序列的頻域數(shù)據(jù)Y(ω)、X(ω)；ω為≥0的自然數(shù)；S6、用S5步驟生成的頻域數(shù)據(jù)Y(ω)、X(ω)進(jìn)行頻域通道估計(jì)，生成通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)；S7、對(duì)S6步驟生成的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)進(jìn)行線性平滑濾波，生成平滑后的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)Gs；S8、對(duì)S7步驟生成的平滑后的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)Gs進(jìn)行快速傅里葉逆變換，生成通道補(bǔ)償濾波器時(shí)域沖激響應(yīng)g(n)；S9、用S8步驟生成的通道補(bǔ)償濾波器時(shí)域沖激響應(yīng)g(n)作為濾波器系數(shù)，對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)進(jìn)行濾波，得到通道均衡后的IQ數(shù)據(jù)。所述的矢量信號(hào)分析儀接收IQ數(shù)據(jù)中，設(shè)x(n)序列為輸入符號(hào)序列，發(fā)送端成形濾波器的傳輸特性為GT(ω)，傳輸通道的傳輸特性為C(ω)，接收端匹配濾波器的傳輸特性為GR(ω)，則基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為：H(ω)＝GT(ω)C(ω)GR(ω)；另由信號(hào)與系統(tǒng)中系統(tǒng)函數(shù)特性可知：H(ω)＝Y(jié)(ω)/X(ω)；所述的y(n)是IQ數(shù)據(jù)經(jīng)過符號(hào)同步和載波同步后得到的，y(n)再經(jīng)過抽樣判決后可得x’(n)，在信噪比較高、無誤判的情況下x(n)＝x’(n)；所述的Y(ω)、X(ω)是對(duì)y(n)、x’(n)分別進(jìn)行快速傅里葉變換后的頻域數(shù)據(jù)；根據(jù)求出的基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性H(ω)可得到補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)＝1/H(ω)＝X(ω)/Y(ω)；對(duì)補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)進(jìn)行平滑濾波后，再求快速傅里葉逆變換，即得到補(bǔ)償濾波器沖激響應(yīng)系數(shù)g(n)，用其對(duì)y(n)序列進(jìn)行濾波即實(shí)現(xiàn)了通道均衡。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，基于頻域參數(shù)估計(jì)實(shí)現(xiàn)矢量信號(hào)分析儀中通用數(shù)字解調(diào)的通道均衡的方法，只需要依靠軟件實(shí)現(xiàn)，具有一致性高、靈活性高、不增加硬件成本的優(yōu)點(diǎn)；可以實(shí)現(xiàn)適用于通用數(shù)字解調(diào)的通道均衡，具有適用范圍廣的優(yōu)點(diǎn)，特別適用于矢量信號(hào)分析儀這種分析帶寬很寬、解調(diào)方式多的場(chǎng)合。附圖說明圖1為本發(fā)明的數(shù)字基帶信號(hào)傳輸系統(tǒng)模型。圖2為本發(fā)明實(shí)施例中基于頻域參數(shù)估計(jì)實(shí)現(xiàn)矢量信號(hào)分析儀中通用數(shù)字解調(diào)的通道均衡的方法的流程圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)理解這些實(shí)施例僅用于說明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍，在閱讀了本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員對(duì)本發(fā)明的各種等價(jià)形式的修改均落于本申請(qǐng)所附權(quán)利。實(shí)施例1本例中以分析儀接收信號(hào)源產(chǎn)生的數(shù)字調(diào)制信號(hào)為例，信號(hào)源產(chǎn)生的數(shù)字調(diào)制信號(hào)參數(shù)見表1；分析儀的參數(shù)設(shè)置見表2。表1信號(hào)源參數(shù)設(shè)置表2分析儀參數(shù)設(shè)置參見圖2，具體包括以下處理步驟：S1、矢量信號(hào)分析儀接收IQ數(shù)據(jù)；S2、對(duì)接收的IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行匹配濾波；S3、對(duì)S2步驟生成的匹配濾波后的IQ數(shù)據(jù)進(jìn)行符號(hào)同步和載波同步，生成IQ數(shù)據(jù)序列y(n)；其中n為≥0的自然數(shù)；S4、對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)進(jìn)行數(shù)字解調(diào)，生成參考IQ數(shù)據(jù)序列x’(n)，歸一化后的參考IQ數(shù)據(jù)序列x’(n)是標(biāo)準(zhǔn)的QPSK信號(hào)，在星座圖上顯示為4個(gè)點(diǎn)，x’(n)序列示例如下：x’(n)＝{1+j，-1+j，-1-j，1-j}/√2，n＝0～3，其中j為復(fù)數(shù)。S5、對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)和步驟4生成的參考IQ數(shù)據(jù)序列x’(n)分別進(jìn)行快速傅里葉變換，分別生成相應(yīng)序列的頻域數(shù)據(jù)Y(ω)、X(ω)；ω為≥0的自然數(shù)；S6、用S5步驟生成的頻域數(shù)據(jù)Y(ω)、X(ω)進(jìn)行頻域通道估計(jì)，生成通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)；S7、對(duì)S6步驟生成的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)進(jìn)行線性平滑濾波，生成平滑后的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)Gs；S8、對(duì)S7步驟生成的平滑后的通道補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)Gs進(jìn)行快速傅里葉逆變換，生成通道補(bǔ)償濾波器時(shí)域沖激響應(yīng)g(n)；S9、用S8步驟生成的通道補(bǔ)償濾波器時(shí)域沖激響應(yīng)g(n)作為濾波器系數(shù)，對(duì)S3步驟生成的IQ數(shù)據(jù)序列y(n)進(jìn)行濾波，得到通道均衡后的IQ數(shù)據(jù)。參見下表3中補(bǔ)償前后的EVM值，可見采用本例中的算法可以有效的改善大帶寬信號(hào)的解調(diào)性能，彌補(bǔ)分析儀射頻通道產(chǎn)生的各種失真，如通道幅度失真、相位失真等，適用于各種通用的數(shù)字調(diào)制方式，如BPSK、QPSK、8QPSK、16QAM、64QAM等。該補(bǔ)償算法是自適應(yīng)的，可以直接根據(jù)接收到的IQ數(shù)據(jù)分析出通道特性并進(jìn)行補(bǔ)償，不需要進(jìn)行額外的通道特性測(cè)量，處理方法十分簡(jiǎn)便。表3為補(bǔ)償前后的EVM值補(bǔ)償前補(bǔ)償后EVM11.3％6.5％通信系統(tǒng)中，該算法基于以下原理：參見圖1，其中x(n)序列為輸入符號(hào)序列，發(fā)送端成形濾波器的傳輸特性為GT(ω)，通道的傳輸特性為C(ω)，接收端匹配濾波器的傳輸特性為GR(ω)，則圖1所示的基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為：H(ω)＝GT(ω)C(ω)GR(ω)，通道均衡首先要做的是估計(jì)出基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性H(ω)，由信號(hào)與系統(tǒng)中系統(tǒng)函數(shù)特性可知：H(ω)＝Y(jié)(ω)/X(ω)，因此，只要求出x(n)序列和y(n)序列的頻域響應(yīng)X(ω)和Y(ω)就能求出H(ω)。IQ數(shù)據(jù)經(jīng)過符號(hào)同步和載波同步后可得y(n)；y(n)再經(jīng)過抽樣判決后可得x’(n)；x(n)無法直接得到，但在信噪比較高、無誤判的情況下可得：x’(n)＝x(n)。根據(jù)求出的基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸特性H(ω)可得到補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)：G(ω)＝1/H(ω)＝X(ω)/Y(ω)；對(duì)補(bǔ)償濾波器頻域響應(yīng)G(ω)進(jìn)行平滑濾波后，再求快速傅里葉逆變換IFFT即得到補(bǔ)償濾波器沖激響應(yīng)系數(shù)g(n)，用其對(duì)y(n)序列進(jìn)行濾波即實(shí)現(xiàn)了通道均衡。采用了該發(fā)明中的基于頻域參數(shù)估計(jì)實(shí)現(xiàn)矢量信號(hào)分析儀中通用數(shù)字解調(diào)的通道均衡的方法，可以實(shí)現(xiàn)適用于通用數(shù)字解調(diào)的通道均衡，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、適用范圍廣的優(yōu)點(diǎn)，特別適用于矢量信號(hào)分析儀這種分析帶寬很寬、解調(diào)方式多的場(chǎng)合。在此說明書中，本發(fā)明已參照其特定的實(shí)施例作了描述。但是，很顯然仍可以作出各種修改和變換而不背離本發(fā)明的精神和范圍。因此，說明書和附圖應(yīng)被認(rèn)為是說明性的而非限制性的。當(dāng)前第1頁1 2 3