本發(fā)明實施例涉及一種能夠進行直接射頻(radiofrequency，rf)采樣的近場通信(nearfieldcommunication，nfc)接收器架構。

背景技術：

近場通信(nearfieldcommunication，nfc)能夠使兩個設備無需接觸即可進行短距離通信，通常要求在4cm或者更短的短程距離內(nèi)發(fā)起連接。nfc連接速度遠快于藍牙或wi-fi等其它通信技術。用戶只需要將兩個支持nfc的設備置于讀取范圍內(nèi)即可在這兩個設備之間自動傳輸數(shù)據(jù)。nfc應用包括但不限于信用卡支付、票務、內(nèi)容共享、快速配對。

支持nfc的設備可作為使用13.56mhz的載波頻率來調(diào)制信息比特的nfc閱讀器或者nfc卡或標簽。在典型的nfc接收器中，經(jīng)過下變頻或包絡檢測之后才對接收的nfc調(diào)制信號進行采樣。這是由于較早的cmos技術，例如0.35um或0.18umcmos工藝技術，只提供低分辨率、低采樣頻率的模數(shù)轉(zhuǎn)換。

圖1a示出了現(xiàn)有零中頻nfc接收器架構。模擬前端包括：直接同相與正交相模擬混頻器，用于將接收到的信號下變頻為基帶信號；模擬濾波器，用于過濾出混頻器輸出的高頻分量；vga，用于放大濾波器輸出；以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analoguedigitalconverter，adc)，用于將vga輸出轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。通常采用低分辨率adc來進行nfc振幅鍵控(amplitudeshiftkeying，ask)解調(diào)或二進制相位鍵控(binaryphase-shiftkeying，bpsk)解調(diào)。

然而，預計圖1a的架構具有以下缺點：對rf信號進行采樣之前的模擬前端復雜度高；要求同相與正交相時鐘生成；模擬和數(shù)字硅區(qū)域的整體面積較大；現(xiàn)有移動設備或平板電腦中不采用強基帶處理。

圖1b示出了現(xiàn)有的基于包絡檢波器的nfc接收器架構。模擬前端包括：二極管包絡檢波器；高通濾波器，用于移除直流(directcurrent，dc)偏移；增益放大器，用于放大信號；低通濾波器，用于對rf載波和其諧波進行濾波；比較器，用于將數(shù)據(jù)數(shù)字化以供進一步處理。與圖1a的架構相比，在圖1b的架構中，接收器鏈中不要求本振混頻或高分辨率adc。

然而，預計圖1b的架構具有以下缺點：接收器靈敏度有限；具有低調(diào)制指數(shù)的信號可能會造成問題；相比其它架構，噪音較大；僅可能使用幅度解調(diào)并且可能存在nfc通信漏洞問題。

鑒于上述及其它問題，高分辨率和高采樣頻率是所需要的。

技術實現(xiàn)要素：

根據(jù)本發(fā)明的一項實施例，提供了一種近場通信(nearfieldcommunication，nfc)接收器。所述nfc接收器包括：

模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)，用于以高于接收到的nfc信號載波頻率的采樣率將所述接收到的nfc信號數(shù)字化；

載波頻率偏移(carrierfrequencyoffset，cfo)模塊，用于在所述nfc接收器作為標簽閱讀器時估計所述nfc接收器與傳播所述接收到的nfc信號的nfc發(fā)射器之間的cfo；

數(shù)字下變頻器，用于在所述nfc接收器作為nfc標簽時，通過基于所述估計的cfo進行的cfo校正，將所述數(shù)字化信號下變頻為以零頻率為中心的基帶復信號；

包絡檢波器或檢相器，分別用于確定所述下變頻信號的振幅或相位，以及生成預解調(diào)信號；

以及

解調(diào)器，用于從所述預解調(diào)信號生成解碼比特流。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述解調(diào)器包括在所述nfc接收器作為nfc標簽時生效的第一模塊，其中，所述第一模塊包括：

硬判決模塊，用于基于預定閾值將所述預解調(diào)信號轉(zhuǎn)換為二進制比特流；

異或和模塊，用于對所述二進制比特流的每個本地存儲樣本和本地存儲參考進行異或運算，然后對所述異或運算產(chǎn)生的多個結(jié)果進行求和運算；

同步比特判決模塊，用于基于異或和模塊輸出進行幀同步和比特判決。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述數(shù)字下變頻器還用于，在所述nfc接收器作為nfc閱讀器時，在零頻率偏移的情況下將所述數(shù)字化信號下變頻為以零頻率為中心的基帶復信號。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述解調(diào)器包括在所述nfc接收器作為nfc接收器時生效的第二模塊，所述第二模塊包括：

相干器，用于對所述預解調(diào)信號和多個相干器系數(shù)進行乘法運算；

同步比特判決模塊，用于基于相干器輸出進行幀同步和比特判決。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述多個相干器系數(shù)是基于數(shù)據(jù)速率和所述采樣率預定的。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述數(shù)字下變頻器還用于確定所述nfc接收器是作為nfc標簽還是nfc閱讀器。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述采樣率為所述接收到的nfc信號的載波頻率的4倍。

在所述nfc接收器中的一些實施例中，所述nfc接收器還包括dc消除模塊，所述dc消除模塊用于在所述解調(diào)器使用所述預解調(diào)信號之前移除所述預解調(diào)信號中的dc偏移分量。

根據(jù)本發(fā)明的一項實施例，提供了一種在近場通信(nearfieldcommunication，nfc)接收器處進行采樣的方法。所述方法包括：

檢測支持nfc的設備處的射頻(radiofrequency，rf)場，包括接收nfc信號；

將所述接收到的nfc信號數(shù)字化；

若所述nfc接收器作為nfc標簽，則估計所述數(shù)字化信號和所述支持nfc的設備的時鐘頻率之間的載波頻率偏移(carrierfrequencyoffset，cfo)，并且通過基于所述估計的cfo進行的cfo校正來下變頻所述數(shù)字化信號；

若所述nfc接收器作為nfc閱讀器，則基于零頻率偏移進行下變頻。

若確定所述nfc接收器作為nfc標簽，則上述方法還包括：

對所述下變頻信號進行低通濾波；

下采樣所述低通濾波后的信號；

估計所述下采樣的信號的幅度或相位以生成預解調(diào)信號；

解調(diào)所述預解調(diào)信號，包括：將所述預解調(diào)信號轉(zhuǎn)換為二進制比特流，對所述二進制比特流進行異或和運算以生成異或和輸出，以及從所述異或和輸出中生成解碼比特流。

若確定所述nfc接收器作為nfc閱讀器，則上述方法還包括：

對所述下變頻信號進行低通濾波；

下采樣所述低通濾波后的信號；

估計所述下采樣的信號的幅度或相位以生成預解調(diào)信號；

解調(diào)所述預解調(diào)信號，包括：關聯(lián)所述預解調(diào)信號，以及從關聯(lián)輸出中生成解碼比特流。

在本發(fā)明的一些實施例中，所述估計所述下采樣的信號的幅度或相位以生成預解調(diào)信號的步驟還包括消除dc偏移分量以生成所述預解調(diào)信號。

根據(jù)本發(fā)明的一項實施例，提供了一種非瞬時計算機可讀介質(zhì)，包括用于近場通信(nearfieldcommunication，nfc)接收器處的直接射頻(radiofrequency，rf)采樣的計算機程序代碼，其中所述計算機程序代碼在執(zhí)行時用于使支持近場通信(nearfieldcommunication，nfc)的設備中的處理器執(zhí)行任何一種上述方法。

附圖說明

將結(jié)合參考附圖詳細描述本發(fā)明，在附圖中：

圖1a示出了現(xiàn)有的零中頻nfc接收器架構；

圖1b示出了現(xiàn)有的基于包絡檢波器的nfc接收器架構；

圖2a示出了根據(jù)本發(fā)明的直接rf采樣架構；

圖2b為圖2a中的直接rf采樣架構的更詳細表示；

圖3a為dfe模塊的更詳細表示；

圖3b為替代性dfe模塊的更詳細表示；

圖4為cfo估計與校正模塊的更詳細表示；

圖5a至圖5c示出了nfc接收器中的直接rf采樣的方法，包括在nfc接收器作為nfc標簽時的直接rf采樣方法以及nfc接收器作為nfc閱讀器時的直接rf采樣方法；

圖6a示出了圖示nfc標簽中的下變頻的時序圖；

圖6b示出了圖6a的下變頻中的cfo估計；

圖6c示出了圖6a的下變頻中的cfo校正；

圖7示出了nfc閱讀器中的下變頻；

圖8a為解調(diào)器的更詳細表示；

圖8b為圖8a的解調(diào)器中的標簽rx解調(diào)器模塊的更詳細表示；

圖8c為圖8a的解調(diào)器中的閱讀器rx解調(diào)器模塊的更詳細表示；

圖9a為iso14443a(nfc-a)106kbps下的示例脈沖寬度波形；

圖9b示出了本地參考長度為n的異或和模塊；

圖9c為異或和輸出的一個示例；

圖10為相干器實施的一個示例。

具體實施方式

下文描述中陳述許多具體細節(jié)，以對本發(fā)明各實施例進行通徹理解。然而，本領域熟練技術人員將理解，可以在不具有這些具體細節(jié)中的一些或全部的情況下實踐本發(fā)明的實施例。應理解，本文中所用的術語僅僅是出于描述特定實施例的目的，并且并不打算限制本發(fā)明的范圍。

在附圖中，相同參考標號在若干視圖中始終指代相同或相似功能性或特征。將認識到，不同附圖中所示的功能模塊并不一定表示nfc接收器架構的物理實現(xiàn)的組件，而是表示nfc接收器架構執(zhí)行的功能。實際上，每個功能塊均可由一個或多個分離組件或元件或者它們的組合來實施。

本發(fā)明實施例提供了高分辨率、高adc采樣頻率的rf采樣技術。由于使用了先進的cmos技術，能夠?qū)崿F(xiàn)一種功率低、體積小、分辨率高的adc。通過采用更復雜的數(shù)字處理降低模擬前端要求。在模擬前端資源可能有限，而移動設備或平板電腦可隨時提供基帶強處理的情況下，這對組合芯片組的發(fā)展尤其有用。

圖2a示出了根據(jù)本發(fā)明的直接rf采樣架構，其中，前端模擬模塊50的要求降低，轉(zhuǎn)移至數(shù)字模塊100上。

圖2b為圖2a的直接rf采樣架構的更詳細表示。

在模擬模塊50的輸入處，以高于載波頻率的速率對rf模擬信號進行采樣。在本發(fā)明的一項實施例中，采用的采樣率為54.24mhz，是載波頻率13.56mhz的4倍。將rf模擬信號或nfc信號輸入到放大器52。將放大器輸出53輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)54。將adc輸出101輸入到數(shù)字模塊100，特別地，輸入到自動增益控制(automaticgaincontrol，agc)102。agc102返回具有合適的模擬增益取值的反饋信號102b給模擬模塊50處的放大器52，以將rf模擬信號控制或校準在針對adc輸入的合理信號范圍內(nèi)。將agc輸出102a同時輸入到數(shù)字前端(digitalfrontend，dfe)模塊105以及載波偏移(carrierfrequencyoffset，cfo)估計和校正模塊104。將dfe模塊輸出105a輸入到解調(diào)器106，其中解調(diào)器106用于從dfe輸出105a中提取解碼比特流108。

圖3a為dfe模塊105的更詳細表示，dfe模塊105包括：數(shù)字下變頻器(digitaldownconverter，ddc)110、低通濾波器(low-passfilter，lpf)112、抽取器114、包絡檢波器116、可選的dc消除模塊118。圖3b為替代性dfe模塊105的更詳細表示，dfe模塊105包括：數(shù)字下變頻器(digitaldownconverter，ddc)110、低通濾波器(low-passfilter，lpf)112、抽取器114、檢相器120、可選的dc消除模塊118。在圖3a和圖3b中，將ddc輸出110a輸入到lpf112。將lpf輸出112a輸入到抽取器114。抽取器114用于將lpf輸出112a下采樣為低采樣頻率輸出。在圖3a中，將抽取器輸出114a輸入到包絡檢波器116，將包絡檢波器116的輸出116a輸入到dc消除模塊118。在圖3b中，將抽取器輸出114a輸入到檢相器120，將檢相器120的輸出120a輸入到dc消除模塊118。

在圖3a和圖3b中，ddc110用于基于零頻率偏移進行下變頻。在ddc110處，將本地生成的通過和表示的下變頻樣本與agc輸出102a相乘，其中，fc表示載波變頻，fs表示adc采樣頻率，n表示樣本數(shù)量。由于fs＝4*fc，和可以分別用序列(1,0,-1,0)和(0,1,0,-1)來替換，因此下變頻操作變得非常簡單。

圖4為cfo估計與校正模塊104的更詳細表示，cfo估計與校正模塊104包括：坐標旋轉(zhuǎn)數(shù)字計算機(coordinaterotationdigitalcomputer，cordic)模塊121、cfo平均模塊122、以及相位生成器124。cordic模塊121用于基于lpf輸出112a計算用于進行cfo估計的相位差。cfo平均模塊122用于計算在時間t和時間t+1計算出的相位差的平均值。cfo平均模塊122輸出頻率偏移值122a?；谠擃l率偏移值122a，相位生成器124計算相位輸入124a，即，相位_輸入[n+1]＝相位_輸入[n]+2п(fc+δf)/fs，其中，δf表示載波頻率偏移。

cordic模塊121還用于基于相位生成器輸出124a，即計算出的相位輸入，旋轉(zhuǎn)agc輸出102a。該旋轉(zhuǎn)等于agc輸出102a乘以本地生成的下變頻樣本和

雖然在上文的描述中由cordic模塊121進行相位計算和旋轉(zhuǎn)，但是本領域普通技術人員將理解，可以使用替代性相位計算和旋轉(zhuǎn)來替代。

上述模塊可在作為nfc閱讀器或nfc標簽的nfc接收器處的下變頻過程中使用，如圖5a所示。

在方框501中，無線通信設備或支持nfc的設備處的nfc接收器檢測rf場并接收nfc信號。

在方框502中，確定nfc接收器是否作為nfc標簽。若確定該nfc作為nfc標簽，則步驟轉(zhuǎn)到方框503。若否，即nfc作為nfc閱讀器，則步驟轉(zhuǎn)到方框511。

當nfc接收器作為nfc標簽時，nfc標簽與閱讀器設備之間的時鐘頻率可能不處于同步狀態(tài)。因此，在方框503中，通過進行cfo估計來處理數(shù)字域中的時鐘頻率偏移。在接收閱讀器數(shù)據(jù)期間，然后基于方框503中確定的估計頻率偏移執(zhí)行方框504中的通過cfo校正進行的下變頻。圖6a示出了圖示nfc標簽rx的下變頻的時序圖。圖6b示出了cfo估計，其中，將agc輸出102a輸入到ddc110以基于零頻率偏移進行下變頻；將ddc輸出110a輸入到lpf112；將lpf輸出112a輸入到cordic模塊121以進行相位計算；將cordic模塊輸出121a輸入到cfo平均模塊122；cfo平均模塊輸出122a為計算出的頻率偏移值。圖6c示出了cfo校正，其中，將計算出的頻率偏移值122a輸入到相位生成器124；將相位生成器輸出124a輸入到cordic模塊121以進行相位旋轉(zhuǎn)；將cordic輸出121b輸入到lpf112；將lpf輸出112a中輸入到抽取器114；將抽取器輸出114a輸入到包絡檢波器116或檢相器120。

當nfc接收器作為nfc閱讀器時，nfc信號是處于同步狀態(tài)的。因此，無需進行cfo估計，并且可以基于零頻率偏移設置cfo校正。在方框511中，基于零頻率偏移進行下變頻。圖7示出了nfc閱讀器中的下變頻，其中，將agc輸出102a輸入到ddc110以基于零頻率偏移進行下變頻；將ddc輸出110a輸入到lpf112；將lpf輸出112a輸入到抽取器114；將抽取器輸出114a輸入到包絡檢波器116或檢相器120。

參考圖3a，包絡檢波器116用于估計基帶復信號的幅度，基帶復信號由同相(i)信號和正交相(q)信號組成。包絡檢測可以通過使用平方根函數(shù)的近似值來實現(xiàn)，例如，幅度＝(i²+q²)的平方根≈alpha*最大(|i|，|q|)+beta*最小(|i|，|q|)，其中alpha和beta均為常數(shù)。

參考圖3b，檢相器120用于估計抽取器輸出114a的相位，其中，轉(zhuǎn)換器輸出114a為基帶復信號。檢相器120可以通過計算(q/i)的反正切函數(shù)或者通過使用cordic來實現(xiàn)。

參考圖3a和圖3b，dc消除模塊118用于從包絡檢波器輸出116a或檢相器輸出120a中移除dc偏移分量。dc消除模塊118可包括以下功能：采用低通濾波器對高頻率分量進行濾波，移動平均濾波以平滑低通濾波輸出，以及通過移動平均濾波輸出來補償包絡檢波器/檢相器輸出的延遲版本。

參考圖2b中的解調(diào)器106，圖8a至圖8c是解調(diào)器106的更詳細表示。解調(diào)器106包括標簽rx解調(diào)器126和閱讀器rx解調(diào)器128(參見圖8a)。解調(diào)器106是作為標簽rx解調(diào)器126還是作為閱讀器rx解調(diào)器128取決于nfc接收器是作為nfc標簽還是nfc接收器。如圖8b所示，標簽rx解調(diào)器126包括：硬判決模塊130、異或和模塊132、sync比特判決模塊134。如圖8c所示，閱讀器rx解調(diào)器128包括：相干器136和sync比特判決模塊138。將認識到，圖8b和圖8c中的rx解調(diào)器可以可交換地作為標簽rx解調(diào)器或閱讀器rx解調(diào)器。解調(diào)器106適用所有nfc規(guī)范，例如iso14443a、iso14443b、felica、iso15693等。

硬判決模塊130用于將dc消除模塊輸出105a轉(zhuǎn)換為“0”和“1”。若dc消除模塊輸出105a大于或等于預定閾值，則硬判決輸出130a將為“1”。否則，硬判決模塊輸出130a將為“0”。將硬判決模塊輸出130a輸入到異或和模塊132并且作為二進制數(shù)據(jù)流提供。然而，由于天線耦合等rf影響，可能會導致二進制數(shù)據(jù)流波形的脈沖寬度發(fā)生變化。

為了說明異或和模塊132，結(jié)合圖9a描述采用iso14443a(nfc-a)106kbps的一個示例。在采用率為13.56msps的情況下，正常脈沖寬度時長為一個曼徹斯特編碼比特時長有64個樣本。數(shù)值64是根據(jù)13.56msps/106kbps/2得到的。根據(jù)標準規(guī)范，允許傳輸脈沖寬度t(或者t1)在28/fc至40.5/fc內(nèi)，即采樣率為13.56msps時，有28至41個樣本。然而，由于rf失真，脈沖寬度可增加50％，即，最大脈沖寬度從41個樣本增加到61個樣本。脈沖寬度也可減少50％，即，最小脈沖寬度從28個樣本減少到14個樣本。表1示出了nfc-a106/212/424/848kbps下的完整脈沖寬度范圍。

表1：nfc-a標簽rx序列的參數(shù)

為了適應變化的脈沖寬度，可采用異或和模塊132。圖9b示出了本地參考長度為n的異或和模塊132。輸入緩沖器140從輸入樣本中收集樣本。采用本地參考142的對應系數(shù)對輸入緩沖器140的每個樣本進行異或運算。然后，總和模塊144將每個異或結(jié)果相加，得到異或和輸出。在進行幀同步(synchronization，sync)之前，對每個輸入樣本都執(zhí)行異或和運算。進行sync之后，在同步期間僅對每個比特執(zhí)行一次異或和運算，以大幅減少標簽rx計算功耗。

針對nfc-a，長度和本地參考將如表2所示進行設置。例如，106kbps模式下，本地參考有64個樣本，設為“000……0011……11”，其中，有n1個比特“0”樣本和(64-n1)個比特“1”樣本。n1的值可以基于修改后的密勒編碼為“0”的脈沖寬度來進行調(diào)整。n1設置為34，即傳輸?shù)淖钚∶}沖寬度28和最大脈沖寬度40的平均值。同理，在表2中，n2、n3和n4分別設置為18、9和8。圖9c示出了異或和輸出的示例，其中點p為與本地參考匹配的最小峰值。

表2：nfc-a標簽rx異或運算長度和系數(shù)

在圖8c中，相干器136用于累積比特時長中的信號功率以獲取更好的比特檢測和性能。圖10示出了最大相干器長度為m的相干器實現(xiàn)的一個示例。方框“d”表示具有1個樣本的時延的寄存器。所有方框“s1”、“s2”……“sm”表示基于輸入系數(shù)長度的標記切換。若系數(shù)為“1”，則輸出等于輸入。若系數(shù)為“-1”，則輸出等于輸入的相反數(shù)。對各方框“s1”......“sm”的輸出求和，并基于數(shù)據(jù)速率進行選擇。例如，在圖10中，選擇方框“s4”、“s8”、“s16”以及“sm”的輸出，并將這些輸出發(fā)送到sync比特判決模塊138。

相干器長度基于比特時長和輸入數(shù)據(jù)采樣率確定。例如，在nfc-a106kbps、輸入采樣率為3.39msps的情況下，一個比特時長中包括32個樣本。對于106kbps，可以在每個曼徹斯特比特(1/2比特時長)進行解碼，因此，相干器長度為32/2＝16。對于nfc-a，相干器長度和系數(shù)可以根據(jù)表3來設置。

表3：nfc-a相干器長度和系數(shù)

在表3中，106kbps模式下的系數(shù)模式與其它三種速率不同。這是因為只有106kbps模式采用曼徹斯特編碼，而其它三種采用bpsk編碼的nrz-l。

參考圖8b中的sync比特判決模塊134或圖8c中的sync比特判決模塊138，sync比特判決模塊134或138用于根據(jù)各自的nfc規(guī)范進行幀同步(synchronization，sync)，還用于進行比特判決以確定最終的解碼比特流108。

現(xiàn)參考圖5a至圖5c，圖5a至圖5c示出了nfc接收器中的直接rf采樣的方法，包括nfc接收器作為nfc標簽時的直接rf采樣方法(參見圖5a和圖5b)以及nfc接收器作為nfc閱讀器時的直接rf采樣方法(參見圖5a和圖5c)。

在方框501中，nfc接收器檢測無線通信設備或支持nfc的設備處的rf場，包括接收nfc信號。adc54將接收到的nfc信號數(shù)字化，輸出數(shù)字化信號101，數(shù)字化信號101可輸入到agc模塊102。

在方框502中，確定支持nfc的設備是否作為nfc標簽。若確定該nfc作為nfc標簽，則nfc接收器的數(shù)字基帶不需要模擬時鐘恢復，該方法前進到方框503。

在方框503中，確定數(shù)字化信號101與設備時鐘頻率之間的cfo的估計。cfo估計由cfo估計與校正模塊104執(zhí)行。

在方框504中，基于估計的cfo，通過基于估計的cfo進行的cfo校正來下變頻數(shù)字化信號101。ddc模塊110執(zhí)行下變頻并輸出下變頻信號110a，下變頻信號110a為以零頻率為中心的基帶復信號。

在方框505中，lpf112對下變頻信號110a進行低通濾波并輸出低通濾波信號112a。抽取器114將低通濾波信號112a下采樣至較低的采樣頻率并輸出下采樣信號114a。

在方框506中，包絡檢波器116估計下采樣信號114a的幅度以生成包絡檢波器輸出116a，或者，檢相器120估計下采樣信號114a的相位以生成檢相器輸出120a。

(可選)在方框507中，dc消除模塊118消除或移除方框506中產(chǎn)生的輸出，即包絡檢波器輸出116a或者檢相器輸出120a，中的dc偏移分量。dc消除模塊118輸出dc消除輸出105a。

在方框508至510中，解調(diào)dc消除輸出105a、包絡檢波器輸出116a和檢相器輸出120a中的一個，其中，這三者統(tǒng)稱為預解調(diào)信號105a/116a/120a。

在方框508中，硬判決模塊130將預解調(diào)信號105a/116a/120a轉(zhuǎn)換為二進制狀態(tài)并輸出硬判決輸出130a，其中硬判決輸出130a為二進制比特流。

在方框509中，異或和模塊132累積硬判決輸出130a并生成異或和輸出132a。異或和運算用來適應硬判決輸出130a中的任意脈沖寬度變化。

在方框510中，從異或和輸出132a生成解碼比特流108。

若確定該nfc作為nfc閱讀器，則方框502中的方法前進到方框511。

在方框511中，基于零頻率偏移下變頻數(shù)字化信號101。ddc模塊110執(zhí)行下變頻并輸出下變頻信號110a，其中下變頻信號110a為以零頻率為中心的基帶復信號。

在方框512中，lpf112對下變頻信號110a進行低通濾波并輸出低通濾波信號112a。抽取器114將低通濾波信號112a下采樣至較低的采樣頻率并輸出下采樣信號114a。

在方框513中，包絡檢波器116估計下采樣信號114a的幅度以生成包絡檢波器輸出116a，或者，檢相器120估計下采樣信號114a的相位以生成檢相器輸出120a。

(可選)在方框514中，dc消除模塊118消除或移除方框513中產(chǎn)生的輸出，即包絡檢波器輸出116a或者檢相器輸出120a，中的dc偏移分量。dc消除模塊118輸出dc消除輸出105a。

在方框515和516中，解調(diào)dc消除輸出105a、包絡檢波器輸出116a和檢相器輸出120a中的一個，其中，這三者統(tǒng)稱為預解調(diào)信號105a/116a/120a。

在方框515中，相干器136關聯(lián)預解調(diào)信號105a/116a/120a以改善比特檢測和性能。關聯(lián)器136生成關聯(lián)輸出136a。

在方框516中，從關聯(lián)輸出136a生成解碼比特流108。

本發(fā)明實施例提供了直接rf采樣接收器架構和方法，它們至少具有以下所述的優(yōu)點：

·直接rf采樣架構通過移動對數(shù)字模塊的混頻002和濾波004(參見圖1a)簡化了rf模擬前端的要求。這使得rf/模擬模塊的整體ic硅面積小于圖1a所示的現(xiàn)有架構，從而產(chǎn)生一種低成本的nfc硅方案。在本發(fā)明的一項實施例中，通過直接rf采樣產(chǎn)生了rf/模擬硅面積小于0.1mm²的接收器，雖然該面積僅為現(xiàn)有產(chǎn)品的二分之一，但仍然能夠?qū)崿F(xiàn)如圖1a所示的現(xiàn)有架構中的可觀的靈敏度性能。另外，直接rf采樣架構在集成和技術遷移方面更勝一籌，因為直接rf采樣架構使rf/模擬前端電路系統(tǒng)的設計復雜度降到最低。

·本發(fā)明中的數(shù)字模塊100具有高分辨率的adc，在調(diào)制指數(shù)低于如圖1b所示的現(xiàn)有架構的情況下能夠?qū)崿F(xiàn)更好的解調(diào)。而且，數(shù)字解調(diào)將不僅限于幅度解調(diào)一種。也可以采用相位解調(diào)來解決nfc通信漏洞問題。

·本發(fā)明中的nfc接收器架構可以用于同時支持nfc閱讀器和標簽接收器模式。

·在nfc標簽接收器模式下，模擬時鐘恢復無需從閱讀器的載波信號中恢復，cfo估計和校正可實現(xiàn)異步接收。異或和模塊還針對可能因rf失真而導致的脈沖寬度變化提高穩(wěn)健性。

·在nfc閱讀器接收器模式下，基于零頻率偏移進行下變頻，并采用相干器來改善比特判決檢測和性能。

通過考慮本發(fā)明的說明書和實踐，對于本領域技術人員來說，其它實施例將是顯而易見的。此外，出于描述明確性的目的使用了某些術語且這些術語不會限制本發(fā)明的所揭示實施例。上述實施例和特征應均理解為示例性。