本發(fā)明涉及一種誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備(directdigitalmodulationdevice，ddrm)以及一種用于基于數(shù)字基帶信號提供誤差補償射頻(radiofrequency，rf)信號的方法。
背景技術(shù)：
：直接數(shù)字rf調(diào)制器是將數(shù)字基帶信號直接調(diào)制到rf載波頻率上的無線發(fā)射器電路。這通過將基帶信號乘以含有所需rf頻率下的強頻率分量的信號(還稱為本地振蕩器)來完成。圖1說明常規(guī)的正交上變頻器鏈100。在大部分現(xiàn)代發(fā)射器中，以數(shù)字表示的起始點是基帶數(shù)據(jù)(i、q)。通過基帶數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analogconverter，dac)101將此數(shù)字基帶數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬等效信號。接著是重建濾波器103，所述重建濾波器隨后用于清除由于源信號的數(shù)字本質(zhì)(例如混疊和量化噪聲)而產(chǎn)生的偽影。此外，濾波器清除從d/a轉(zhuǎn)換器本身產(chǎn)生的所有非理想性效果，例如，失配噪聲、熱噪聲以及在濾波器帶寬之外的帶外失真組分。隨后將濾波后的信號施加到執(zhí)行與本地振蕩器(localoscillator，lo)相乘的正交混頻器105。接著用由一個或多個放大器組成的放大級107、109來放大所得的rf信號，從而最終將功率傳遞到天線111。圖2中示出上變頻和放大級200的概念表示。通過曲線201(同相)和曲線202(正交)示出模擬基帶信號。實線表示差分信號對中的正信號，而虛線是反號。通過具有頻率flo的給定lo實施此基帶信號的上變頻操作的一種方式是將lo周期分成4個相等部分，每一個具有長度t4lo＝0.25/flo?？梢允境?，在一個lo周期中的正同相201、正正交202、負同相203和負正交204信號之間的交替將實施復(fù)雜基帶信號到lo頻率的上變頻。隨后可以將此混頻器的rf輸出205饋送到放大器中，所述放大器在例如ab類操作中偏置206。圖3示出說明基于ddrm的發(fā)射器300的框圖。ddrm與傳統(tǒng)正交上變頻鏈的不同之處在于，將數(shù)字信號首先混合307到lo，隨后再組合到rf信號中。首先，對數(shù)字基帶信號(i、q)進行數(shù)字上采樣301和數(shù)字濾波303以確保適當?shù)牧炕肼曅阅芎妥銐蚧殳B距離。隨后，將所述數(shù)字基帶信號直接施加到組合dac、混頻器和第一放大級的功能的ddrm305。ddrm305基本上是由混頻器和發(fā)電塊組成的若干加權(quán)切片的組合?；诨鶐?shù)據(jù)的量值，以某種方式啟用多個這些切片，使得呈現(xiàn)給天線311的信號對應(yīng)于所需信號。如圖4所說明，輸出波形400可以非常類似于傳統(tǒng)tx的輸出波形。通過曲線401(正同相)、402(負同相)、403(正正交)和404(負正交)示出模擬基帶信號。在一定時間內(nèi)的發(fā)射器輸出還可以通過基帶等效星座圖500表示為軌跡504，其中每個點表示發(fā)射器的即時狀態(tài)，如圖5所指示。點501表示量化后的理想ddrm星座點；點502表示基帶星座點，而點503表示采樣后的軌跡點。可以通過在一定時間內(nèi)遵循特定軌跡來表示調(diào)制信號的產(chǎn)生，如通過線504所指示。理想發(fā)射器以無限精度和微小時間步長穿越此軌跡。在時間離散且振幅連續(xù)的發(fā)射器中，以如交叉圓503所示的規(guī)則時間間隔發(fā)生狀態(tài)改變，所述交叉圓表示此發(fā)射器中的采樣后的軌跡點。此發(fā)射器仍可以呈現(xiàn)任何所需狀態(tài)，但是所述發(fā)射器僅可以在特定時間點處從一個狀態(tài)變化到另一狀態(tài)。上文所述的模擬電壓采樣tx是此種發(fā)射器。所述發(fā)射器具有i(同相)和q(正交)信號兩者的振幅狀態(tài)的連續(xù)集合，但是僅每一lo周期發(fā)生在一(i、q)對到下一對之間的過渡。ddrm不僅是時間離散的，而且是振幅離散的，因此可用狀態(tài)的集合是離散的，如圓503的網(wǎng)格所指示。在ddrm中，采樣后的軌跡點圓化到最近的可用星座點502，從而產(chǎn)生誤差向量505。此誤差向量505是ddrm中的量化誤差。除了量化誤差之外，不完美的制造將使ddrm的有效狀態(tài)略微不同于預(yù)期狀態(tài)，如圖6所說明。對于每個所制造的設(shè)備，通過具有給定狀態(tài)配置的ddrm產(chǎn)生的星座點602將不同于理想ddrm星座點601。這樣會產(chǎn)生額外的誤差向量，即失配誤差。除了失配誤差之外，星座圖700還會由于壓縮而失真，如示出受inl和壓縮影響的ddrm星座點701的圖7所說明。壓縮不是ddrm特定的問題，而是所有發(fā)射器共有的更普遍問題。如上所示，直接數(shù)字rf調(diào)制器(direct-digitalrfmodulator，ddrm)的準確度降級歸因于量化誤差、單位單元失配誤差、符號交換器誘發(fā)的失真、諧波失真、預(yù)失真?zhèn)斡?、布局誘發(fā)的失配(例如，過程梯度)、布局誘發(fā)的失真(非零延遲)等。這些準確度降級機構(gòu)此外會引起噪聲電平增加。尤其在所需傳輸信號頻譜外，這可能會存在問題，因為所述準確度降級機構(gòu)可以引起違反頻譜發(fā)射需求或系統(tǒng)規(guī)范。具體而言，在接收器不敏感時，頻域雙工(frequencydomainduplex，fdd)系統(tǒng)的接收帶是有問題的頻譜區(qū)域，從而減小收發(fā)器的可用操作距離。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的目標是提供一種用于(具體而言)相對于上述降級效果具有改進的準確度的直接數(shù)字rf調(diào)制器(direct-digitalrfmodulator，ddrm)的設(shè)計技術(shù)。此目標通過獨立的權(quán)利要求的特征實現(xiàn)。在從屬權(quán)利要求、說明書和附圖中顯而易見其它實施形式。本發(fā)明的基本想法是通過使用前饋誤差補償路徑來減少由直接數(shù)字rf調(diào)制器(direct-digitalrfmodulator，ddrm)的實施產(chǎn)生的頻譜雜質(zhì)，所述前饋誤差補償路徑可以包含還稱為“誤差dac”的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analogconverter，dac)。所述概念實質(zhì)上是通過使用高速數(shù)/模轉(zhuǎn)換器前饋這些誤差的估計值來補償具體通過直接數(shù)字rf調(diào)制器的數(shù)字本質(zhì)引入的非理想效果。為了詳細描述本發(fā)明，將使用以下術(shù)語、縮寫和符號：rf:射頻ddrm:直接數(shù)字射rf制器ddram:直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器adc:模/數(shù)轉(zhuǎn)換器dac:數(shù)/模轉(zhuǎn)換器sar:逐次逼近寄存器lsb:最低有效位msb:最高有效位inl:積分非線性dnl:微分非線性i:同相組分q:正交組分lo:本地振蕩器errordac:具有dac的誤差前饋路徑根據(jù)第一方面，本發(fā)明涉及一種誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備，包括：直接數(shù)字射頻調(diào)制器(directdigitalradiofrequencymodulator，ddrm)，用于基于數(shù)字基帶信號的調(diào)制產(chǎn)生射頻(radiofrequency，rf)信號；誤差估計器，用于基于所產(chǎn)生的rf信號和數(shù)字基帶信號的表示確定由偏差引起的誤差信號；以及誤差補償器，用于從rf信號中減去誤差信號以提供誤差補償rf信號。此設(shè)備提供一種用于具有改進的準確度的直接數(shù)字rf調(diào)制器(direct-digitalrfmodulator，ddrm)的設(shè)計技術(shù)。與其它技術(shù)相比，所述概念并不是基于通過將輸入值改變成更接近地匹配所需輸出值而避免誤差產(chǎn)生，例如，預(yù)失真的概念也是如此。替代地，通過使用誤差產(chǎn)生機構(gòu)的模型來補償誤差。當然，這可以有利地與預(yù)失真組合以減小補償路徑的動態(tài)范圍需求，但是這并不是必需的。所述概念本身一般可以適用于改進數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號的準確度，所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號例如通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的模擬信號或其它數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號。所述概念不限于從ddrm輸出的rf信號。在根據(jù)第一方面的設(shè)備的第一可能實施形式中，誤差估計器用于基于數(shù)字基帶信號與rf信號之間的量化誤差確定誤差信號。這提供以下優(yōu)點：誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備可以補償量化誤差的效果以增加其準確度。在根據(jù)第一方面的第一實施形式的設(shè)備的第二可能實施形式中，誤差估計器用于基于數(shù)字基帶信號中ddrm未使用的最低有效位(leastsignificantbit，lsb)確定量化誤差。這提供以下優(yōu)點：誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備可以通過提供具有比用于ddrm的分辨率高的分辨率的數(shù)字基帶信號而容易地確定量化誤差。在根據(jù)第一方面本身或根據(jù)第一方面的任一前述實施形式的設(shè)備第三可能實施形式中，誤差估計器用于基于由ddrm與其標稱輸出信號特征的系統(tǒng)偏差引起的失配誤差而確定誤差信號。這提供以下優(yōu)點：當產(chǎn)生前向誤差校正信號時，設(shè)備使用所有誤差，而不是僅使用量化誤差。這樣會引起準確度改進。在根據(jù)第一方面的第三實施形式的設(shè)備的第四可能實施形式中，失配誤差對應(yīng)于ddrm使用的信號星座點與其標稱信號模式的已知偏差，具體而言，所述標稱信號模式從校準過程中提供。這提供以下優(yōu)點：例如，在工廠校準期間可以提前計算出已知偏差。隨后可以有效地計算出失配誤差。在根據(jù)第一方面本身或根據(jù)第一方面的任一前述實施形式的設(shè)備的第五可能實施形式中，ddrm用于產(chǎn)生模擬rf信號；以及誤差估計器用于基于所產(chǎn)生的模擬rf信號和數(shù)字基帶信號的模擬表示確定由偏差引起的誤差信號。這提供以下優(yōu)點：可以在模擬域中有效地確定誤差信號。在根據(jù)第一方面本身或根據(jù)第一方面的任一前述實施形式的設(shè)備的第六可能實施形式中，誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備進一步包括用于提供誤差信號作為模擬誤差信號的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analogconverter，dac)或第二ddrm中的一個。這提供以下優(yōu)點：包含dac或第二ddrm的補償路徑可以具有與ddrm相同或不同的架構(gòu)，從而增加設(shè)計自由度。在根據(jù)第一方面的第六實施形式的設(shè)備的第七可能實施形式中，誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備包括噪聲整形器，用于在將誤差信號提供到dac或第二ddrm中的一個之前對誤差信號進行噪聲整形。這提供以下優(yōu)點：可以將噪聲轉(zhuǎn)移到并不是數(shù)據(jù)信號處理必需的頻帶。因此，可以改進snr。在根據(jù)第一方面的第六或第七實施形式的設(shè)備的第八可能實施形式中，dac或第二ddrm中的一個用于在高于ddrm的本地振蕩器(localoscillator，lo)頻率的采樣率下運行，具體而言，所述采樣率等于lo頻率的四倍。這提供以下優(yōu)點：補償路徑可以在與主ddrm不相關(guān)的速率下運行，從而增加設(shè)計自由度。在根據(jù)第一方面的第六至第八實施形式中的任一實施形式的設(shè)備的第九可能實施形式中，dac或第二ddrm中的一個用于通過使用第一時鐘信號提供誤差信號；以及ddrm用于通過使用通過第一時鐘信號獲得的第二時鐘信號，具體而言通過時鐘分頻器調(diào)制數(shù)字基帶信號。這提供以下優(yōu)點：dac和ddrm可以在提供設(shè)計靈活性的不同速率下運行。在根據(jù)第一方面的第九實施形式的設(shè)備的第十可能實施形式中，誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備包括：正交時鐘產(chǎn)生器，用于基于第二時鐘信號產(chǎn)生第一差分輸入時鐘信號和第二差分輸入時鐘信號，其中第一差分輸入時鐘信號和第二差分輸入時鐘信號具有正交相位。這提供以下優(yōu)點：通過使用正交相位，可以有效地實施正交ddrm。在根據(jù)第一方面的第十實施形式的設(shè)備的第十一可能實施形式中，ddrm包括：第一符號交換器，用于基于第一控制信號交換第一差分輸入時鐘信號的相位；以及第二符號交換器，用于基于第二控制信號交換第二差分輸入時鐘信號的相位。這提供以下優(yōu)點：通過使用符號交換器，可以有效地實施差分相位架構(gòu)。在根據(jù)第一方面的第十或第十一實施形式的設(shè)備的第十二可能實施形式中，ddrm包括：第一直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器，用于基于通過數(shù)字基帶信號獲得的第一量值控制信號以及基于第一差分輸入時鐘信號產(chǎn)生第一差分電流；第二直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器，用于基于通過數(shù)字基帶信號獲得的第二量值控制信號以及基于第二差分輸入時鐘信號產(chǎn)生第二差分電流；以及控制器，用于基于數(shù)字基帶信號提供第一量值控制信號和第二量值控制信號。這提供以下優(yōu)點：兩個ddram可以具有相同(芯片)設(shè)計。此結(jié)構(gòu)有助于完整ddrm的硬件設(shè)計，因為可以利用協(xié)同效應(yīng)。在根據(jù)第一方面的第十二實施形式的設(shè)備的第十三可能實施形式中，誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備包括信號合路器，用于組合第一差分電流、第二差分電流和由dac和第二ddrm中的一個產(chǎn)生的反相差分電流以提供誤差補償rf信號。這提供以下優(yōu)點：通過組合不同信號路徑，例如通過這些信號路徑的直接連接可以容易地實施信號減除。根據(jù)第二方面，本發(fā)明涉及一種用于基于數(shù)字基帶信號提供誤差補償rf信號的方法，所述方法包括：通過使用直接數(shù)字射頻調(diào)制器(directdigitalradiofrequencymodulator，ddrm)基于數(shù)字基帶信號的調(diào)制產(chǎn)生射頻(radiofrequency，rf)信號；基于所產(chǎn)生的rf信號和數(shù)字基帶信號的表示確定由偏差引起的誤差信號；以及從rf信號中減去誤差信號以提供誤差補償rf信號。此方法提供一種用于提供具有改進的準確度的誤差補償rf信號的設(shè)計技術(shù)。與其它技術(shù)相比，此概念并不是基于通過將輸入值改變成更接近地匹配所需輸出值而避免誤差產(chǎn)生，例如，預(yù)失真的概念也是如此。替代地，通過使用誤差產(chǎn)生機構(gòu)的模型來補償誤差。當然，這可以有利地與預(yù)失真組合以減小補償路徑的動態(tài)范圍需求，但是這并不是必需的。所述概念本身一般可以適用于改進數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號的準確度，所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號例如通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的模擬信號或其它數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號。所述概念不限于從ddrm輸出的rf信號。附圖說明將相對于以下圖式描述本發(fā)明的其它實施例，其中：圖1示出說明模擬正交上變頻器100的框圖；圖2示出說明在單端輸出端處在一定時間內(nèi)的示例性模擬上變頻波形的曲線200；圖3示出說明基于ddrm的發(fā)射器300的框圖；圖4示出說明在單端輸出端處數(shù)字發(fā)射器的示例性輸出波形的曲線400；圖5示出說明示例性軌跡的基帶等效星座圖500；圖6示出說明示例性失配誤差的星座圖600；圖7示出說明由于壓縮和失配而失真的星座的星座圖700；圖8示出說明根據(jù)實施形式的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800的框圖；圖9示出說明根據(jù)實施形式的用于基于數(shù)字基帶信號提供誤差補償rf信號的方法900的示意圖；圖10示出說明根據(jù)實施形式的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制發(fā)射器1000的框圖；圖11示出說明根據(jù)實施形式的具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100的框圖；圖12示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的直接數(shù)字振幅調(diào)制器1200的框圖；圖13示出說明根據(jù)實施形式的圖12的直接數(shù)字振幅調(diào)制器1200的切片的示例性實施方案的框圖；圖14示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的單相ddrm1400的框圖；圖15示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的示例性符號交換器1500的框圖；圖16示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的示例性正交ddrm1600的框圖；圖17示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖16的正交ddrm1600中的示例性正交25％lo產(chǎn)生器1700的框圖；圖18示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100的示例性基于25％占空比正交lo的ddrm1800的框圖；圖19示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100的或圖8的ddrm的誤差補償路徑中的示例性高速dac1900的框圖；圖20示出說明根據(jù)實施形式的圖19的高速dac1900的示例性切片2000的框圖；圖21示出說明根據(jù)實施形式的高級errdac輸入值計算算法2100的星座圖；圖22示出說明圖21的高級errdac輸入值計算算法2100的示例性誤差向量估計2200的框圖；圖23示出說明圖21的高級errdac輸入值計算算法2100的示例性errdac輸入數(shù)據(jù)產(chǎn)生2300的框圖；圖24示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖8的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800的或圖11的ddrm的誤差補償路徑中的示例性噪聲整形器2400的框圖；以及圖25示出說明根據(jù)本發(fā)明的應(yīng)用誤差補償技術(shù)的saradc2500的示意圖。具體實施方式在以下詳細描述中參考附圖，所述附圖是所述詳細描述的一部分，并通過圖解說明的方式示出可以實踐本發(fā)明的具體方面。應(yīng)理解，在不脫離本發(fā)明范圍的情況下，可以利用其它方面并且可以做出結(jié)構(gòu)或邏輯改變。因此，以下詳細描述不應(yīng)以限制性的意義來理解，且本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求書界定。應(yīng)理解，結(jié)合所描述的方法作出的評論對于用于執(zhí)行所述方法的對應(yīng)設(shè)備或系統(tǒng)也可以同樣適用且反之亦然。例如，如果描述特定方法步驟，對應(yīng)設(shè)備可以包含執(zhí)行所描述的方法步驟的單元，即使此種單元未在圖中明確描述或說明。此外，應(yīng)理解，除非以另外的方式具體指出，否則本文中描述的多種示例性方面的特征可以彼此組合。下文描述使用量化誤差的設(shè)備和方法。量化是將輸入值(例如，模擬數(shù)據(jù))的較大集合映射到可數(shù)較小集合(例如，映射到一組數(shù)字值)的過程。量化過程的實例是舍入和截斷操作。量化誤差是輸入值與其量化值之間的差，例如，舍入誤差或截斷誤差。量化器是執(zhí)行量化的設(shè)備。量化器的實例是模/數(shù)轉(zhuǎn)換器或ddram。圖8示出說明根據(jù)實施形式的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800的框圖。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800包含直接數(shù)字射頻調(diào)制器(directdigitalradiofrequencymodulator，ddrm)801，所述直接數(shù)字射頻調(diào)制器基于數(shù)字基帶信號802的調(diào)制產(chǎn)生射頻rf信號804。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800進一步包含誤差估計器803，所述誤差估計器基于所產(chǎn)生的rf信號804和數(shù)字基帶信號802的表示確定由偏差引起的誤差信號806。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800進一步包括誤差補償器，所述誤差補償器從rf信號804中減去誤差信號806以提供誤差補償rf信號808。數(shù)字基帶信號802的表示可以是較高準確度的表示，例如，在如圖5至7所說明的與數(shù)字基帶信號802的原始分辨率相比具有數(shù)字樣本的較高分辨率的同相正交平面中。或者，表示可以是數(shù)字基帶信號802的模擬表示。誤差補償器可以從rf信號804中減去誤差信號806或替代地將誤差信號806的逆信號添加到rf信號804或使用另一等效操作。誤差估計器803可以基于數(shù)字基帶信號802與rf信號804之間的量化誤差確定誤差信號806。誤差估計器803可以基于數(shù)字基帶信號802中ddrm801未使用的最低有效位確定量化誤差。誤差估計器803可以基于由ddrm801與其標稱輸出信號特征的系統(tǒng)偏差引起的失配誤差而確定誤差信號806。失配誤差可以對應(yīng)于ddrm801使用的信號星座點與其標稱信號模式的已知偏差，具體而言，所述標稱信號模式從校準過程中提供。在一個實施方案中，ddrm801可以產(chǎn)生模擬rf信號，并且誤差估計器803可以基于所產(chǎn)生的模擬rf信號和數(shù)字基帶信號802的模擬表示確定由偏差引起的誤差信號806。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800可以進一步包含用于提供誤差信號806作為模擬誤差信號的dac1011，例如，如下文相對于圖10描述的dac1153?；蛘?，誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800可以包含例如類似于ddrm801或與ddrm801具有相同設(shè)計的第二ddrm，以提供誤差信號806作為模擬誤差信號。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800可以進一步包含噪聲整形器，例如，如下文相對于圖10描述的噪聲整形器1009，以在將誤差信號806提供到dac或替代地提供到如上所述的第二ddrm之前對所述誤差信號進行噪聲整形。dac或第二ddrm可以在不同采樣率下運行，例如，在高于ddrm801的本地振蕩器(localoscillator，lo)頻率的采樣率下運行。例如，采樣率等于lo頻率的四倍。dac或在替代實施方案中第二ddrm可以通過使用第一時鐘信號來提供誤差信號。ddrm801可以通過使用可以通過第一時鐘信號獲得的第二時鐘信號，例如，通過使用時鐘分頻器，例如下文相對于圖11描述的時鐘分頻器1109來調(diào)制數(shù)字基帶信號802。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800可以包含正交時鐘產(chǎn)生器，例如，如下文相對于圖11描述的時鐘產(chǎn)生器1105，以基于第二時鐘信號f2lo_p、f2lo_n1112產(chǎn)生第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113和第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114。第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113和第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114可以具有正交相位。ddrm801可以包含第一符號交換器，例如，如下文相對于圖11描述的符號交換器1103，以基于第一控制信號sign_i1121交換第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113的相位。ddrm801可以包含第二符號交換器，例如，如下文相對于圖11描述的符號交換器1104，以基于第二控制信號sign_q1122交換第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114的相位。ddrm801可以包含第一直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器，例如，如下文相對于圖11描述的設(shè)備1101，以基于通過數(shù)字基帶信號802獲得的第一量值控制信號mag_i1133以及基于第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113產(chǎn)生第一差分電流ip_i、in_i1131。ddrm801可以包含第二直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器，例如，如下文相對于圖11描述的設(shè)備1102，以基于通過數(shù)字基帶信號802獲得的第二量值控制信號mag_q1134以及基于第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114產(chǎn)生第二差分電流ip_q、in_q1132。ddrm801可以包含控制器，例如，如下文相對于圖11描述的控制器1107，以基于數(shù)字基帶信號802提供第一量值控制信號mag_i1133和第二量值控制信號mag_q1134。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800可以包含信號合路器，例如，如下文相對于圖11描述的信號合路器1141，以組合通過dac或替代地通過第二ddrm產(chǎn)生的第一差分電流ip_i、in_i1131、第二差分電流ip_q、in_q1132和反相差分電流以提供誤差補償rf信號808。在下文中，描述可以另外應(yīng)用于上文描述用于改進ddrm設(shè)備的準確度的所揭示誤差補償路徑的其它改進機構(gòu)?？梢酝ㄟ^將最小單位單元細分成較小單元來改進ddrm801的分辨率。這會減少由于量化引起的誤差。然而，僅當可以足夠準確地制造細分后的單位單元，使得所述單位單元的制造不確定性不會大于其表示的量化步長時才可以改進有效準確度。這會導致不容易滿足單元匹配需求。滿足匹配需求的最簡單方式是增加每個單位單元的區(qū)域。不利的是，每個額外的分辨率位可能因此引起整個匹配陣列的區(qū)域增加4倍：額外位可能需要單位單元量的兩倍，并且為了滿足精度要求，每個單元可能需要兩倍大。對于定向規(guī)范，就區(qū)域(成本)而言這會產(chǎn)生不現(xiàn)實的設(shè)計。此外，較大區(qū)域會產(chǎn)生較大寄生效應(yīng)，例如，這樣會引起較高功率消耗、減小的輸出調(diào)諧距離以及由于計時差引起的更多失真。改進常規(guī)數(shù)/模轉(zhuǎn)換器中的單位單元匹配的另一方式是采用校準。在這種情況下，相對于參考單元測量每個單位單元并且隨后調(diào)諧每個單位單元以使其在特定誤差容限內(nèi)相等。為了能夠執(zhí)行此操作，需要兩個元素：測量單元與具有給定準確度的參考物之間的差的基礎(chǔ)設(shè)施；以及將單位單元貢獻調(diào)諧到輸出的可能性。尤其第二點在ddrm中證明是困難的，因為使用的電路并不總是允許容易地調(diào)諧每個單元振幅和/或相位。第三方法是采用允許隨機化和/或整形元件誤差效果(“失配整形”)的動態(tài)元件匹配技術(shù)。此類技術(shù)的不利方面是在數(shù)字控制時非常復(fù)雜，從而引起大面積和功率消耗。此外，所述技術(shù)增加整個系統(tǒng)的活動性，從而甚至引起更多的功率消耗。發(fā)射器中的時間恒定諧波失真通過數(shù)字預(yù)失真來解決，即，通過計算/粗略估計失真函數(shù)的逆函數(shù)且隨后將所述逆函數(shù)應(yīng)用于輸入信號，或通過使用基于某一查找表的方法來解決。ddrm也不例外并且可以相對容易地支持此種類型的數(shù)字預(yù)失真。為了控制實施方案復(fù)雜性，必須以準確的方式實施用于此dpd的逆?zhèn)鬟f函數(shù)，而不引入額外的誤差。在某些ddrm實施方案中，存在一些非時間恒定，但基于輸入數(shù)據(jù)仍然相對容易預(yù)測的失真機構(gòu)。甚至這些誤差可能不直接是輸入信號的函數(shù)，而是源自選擇用于ddrm的實施方案的結(jié)構(gòu)。這些實例是由尤其偏壓線、解耦電路、輸出線或時鐘線的局部導致的振幅或相位的梯度。無法借助于近似逆函數(shù)或通過查找表容易地補償此類誤差，并且可以容易地補償此類誤差，此類方法可能需要過度的復(fù)雜性。上述機構(gòu)可以與誤差補償路徑一起實施以進一步改進ddrm設(shè)備的準確度。圖9示出說明根據(jù)實施形式的用于基于數(shù)字基帶信號提供誤差補償rf信號的方法900的示意圖。方法900包含通過使用直接數(shù)字射頻調(diào)制器(directdigitalradiofrequencymodulator，ddrm)基于數(shù)字基帶信號的調(diào)制產(chǎn)生901射頻(radiofrequency，rf)信號，例如，如上文相對于圖8所描述。方法900包含基于所產(chǎn)生的rf信號和數(shù)字基帶信號的表示確定902由偏差引起的誤差信號，例如，如上文相對于圖8所描述。方法900進一步包含從rf信號減去903誤差信號以提供誤差補償rf信號，例如，如上文相對于圖8所描述。方法900一般可以適用于改進數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號的準確度，所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號例如通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的模擬信號或其它數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號。方法900不限于從ddrm輸出的rf信號。圖10示出說明根據(jù)實施形式的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制發(fā)射器1000的框圖。誤差補償直接數(shù)字調(diào)制發(fā)射器1000是如上文相對于圖8所描述的ddrm設(shè)備800的示例性實施方案。所說明的架構(gòu)1000添加了與ddrm1001并行的dac1011，所述dac用作前饋補償路徑(“errordac”)1003。前饋補償路徑也稱為誤差補償路徑或誤差dac路徑或僅“errordac”。此errordac1003可以包含誤差估計器1007或誤差估計設(shè)備、任選的噪聲整形量化器1009和數(shù)/模轉(zhuǎn)換器dac1011，具體而言，高速dac?；蛘撸琩ac1011可以用第二ddrm或用任何其它數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器替換。從ddrm輸出信號1004中減去1005此errordac1003的輸出。errordac1003的輸入信號是預(yù)期由ddrm1001產(chǎn)生的累積誤差的近似值。因此，與單獨使用ddrm1001時相比，ddrm1001和errordac1003的總和將包含更少誤差，從而產(chǎn)生較高準確度。到達errordac1003的輸入信號被計算為上述大量誤差促成因素的綜合效應(yīng)的近似值。ddrm的數(shù)字本質(zhì)使大部分誤差信號與輸入信號或通過輸入信號獲得的內(nèi)部控制信號密切相關(guān)。因此，這些誤差是高度可預(yù)測的。量化誤差是容易獲得的，因為所述量化誤差僅僅是所需信號1002與量化后信號之間的差。換句話說，量化誤差等于輸入信號中ddrm1001未使用的lsb。在收發(fā)器啟動時或在系統(tǒng)運行時在后臺中，使用在工廠校準期間執(zhí)行的校準過程來確定每個單位單元值與其標稱值的偏差。在運行時，隨后確定在任何給定時間轉(zhuǎn)動的特定單位單元以及所述單位單元與累積標稱值的組合偏差。類似校準例程用于確定其它失真機構(gòu)的特性。在目標應(yīng)用中對于頻譜純度的需求在頻率上不均勻，而是僅在頻譜的特定子集(例如，rx帶)中非常迫切。這表示可以在頻譜上對前饋信號進行噪聲整形，以改進所述前饋信號在此敏感頻譜區(qū)中的準確度。這樣實現(xiàn)了更簡單的errordac設(shè)計，并且另外可以在errordac1003上完成整形，而不需要在主ddrm1001上整形。由于errordac1003可以在高于ddrmlo的采樣率下運行，因此可以僅通過增加errordac1003的采樣率來實現(xiàn)更高的準確度。通過使用如圖10中所說明和描述的此架構(gòu)，可以獲得以下優(yōu)點。第一個優(yōu)點是在不需要增加匹配元件的區(qū)域的情況下改進ddrm的準確度。這表示與本質(zhì)上匹配的ddrm相比的較低成本、與本質(zhì)上匹配的ddrm相比的較低功率消耗，因為歸因于與較小面積相關(guān)聯(lián)的較小寄生輸出電容，與本質(zhì)上匹配的ddrm相比，動態(tài)時鐘和數(shù)據(jù)信號不需要在整個發(fā)射器的輸出端處在大面積和增加的調(diào)諧距離上進行路由。可以在不要求能夠調(diào)諧ddrm中的元件的情況下獲得這些優(yōu)點。在一個實施例中，可以從接收到的信號中估計不同誤差，因此不需要專用測量基礎(chǔ)設(shè)施來測量這些誤差?？梢栽诓槐貙φ麄€輸入信號進行噪聲整形的情況下對輸出頻譜進行噪聲整形，就功率和面積而言這是高成本運行。此外，所有誤差源的效果易受噪聲整形，而在基帶噪聲整形中僅整形量化噪聲?？梢元毩⒂赿drm數(shù)據(jù)或lo速率選擇errordac的更新率。可以使用比ddrm的lo頻率高的errordac的更新率，這表示噪聲整形可以具有更好效果。通過使用此架構(gòu)1000，可以解決ddrm方法的主要問題，即，可以補償由于分離若干離散切片中的發(fā)射器而引起的誤差引入。如果切片可以制造成完全等于其所需權(quán)重并且不存在布局缺陷，最大誤差是量化誤差。但是在實際實施方案中，存在制造變化并且必須進行布局妥協(xié)，從而產(chǎn)生與切片的專用權(quán)重不同的有效權(quán)重。可以通過應(yīng)用所揭示的架構(gòu)1000來補償切片之間的誤差(在下文中稱為“失配誤差”)的產(chǎn)生。在由切片產(chǎn)生的有效脈沖可以包含多于或少于所需能量的能量、可以比預(yù)期早或晚出現(xiàn)并且可以具有與所需脈沖波形偏離的脈沖波形的意義上，所揭示的補償可以補償此類失配誤差，所述失配誤差可以具有振幅和計時(相位)兩個方面。所揭示的架構(gòu)可以清除所有這些誤差的效果，例如，存在于再組合的信號頻譜中的無用信號內(nèi)容。在某一時間點，例如在工廠校準或在芯片啟動時，基于errordac的ddrm將首先測量用于一組狀態(tài)的每個制造設(shè)備上的失配誤差。在正常運行期間，將根據(jù)所使用的每個連續(xù)ddrm狀態(tài)的測量值集合計算出合成誤差向量。隨后使用高速dac將此誤差向量的逆向量添加到輸出中，以確保由整個系統(tǒng)產(chǎn)生的星座點(平均)與所需點相同。另外，將以某種方式對到達errordac的輸入信號進行整形，使得在將ddrm和errordac求和之后的殘余誤差在特定頻率區(qū)中減到最小。通常此區(qū)域?qū)榻邮諑?，以避免在全雙工運行中鈍化接收器。直接數(shù)字rf調(diào)制器用于調(diào)制和預(yù)pa發(fā)電兩者，因此需要合理有效的。此效率要求與幾個方面的準確度要求沖突，最重要一個是由于匹配引起的靜態(tài)線性。這會限制有效位數(shù)目，而提高有效位數(shù)目需要增加區(qū)域，這伴隨著增加電容，因此增加功率消耗和動態(tài)非線性。為了避免此折衷，所揭示的發(fā)射器1000允許由ddrm產(chǎn)生一些誤差，但通過高度準確但可能低效的dac校正所述誤差。這是前饋誤差校正概念的數(shù)字實施。系統(tǒng)的數(shù)字本質(zhì)使得能夠克服前饋誤差校正的最重要實施難題，即，增益(振幅)和相位(計時)匹配。此外，數(shù)字發(fā)射器中的很多誤差具有很容易預(yù)測的本質(zhì)，因為所述誤差僅在樣本時鐘觸發(fā)并且與是否啟用特定切片相關(guān)聯(lián)時變化。所需信號基帶信號1002可以用于控制ddrm電路1001和校正路徑1003。errordac1003可以包含：基于主ddrm的模型的誤差估計算法1007；(任選地)噪聲整形量化器1009，用于減小位寬；以及高速dac1011，用于將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成可以與主路徑1001求和1005的模擬信號。errordac路徑1003的輸出是在將所需信號1002轉(zhuǎn)換成rf調(diào)制后信號1004時由主ddrm路徑1001引入的誤差的近似值。當從主ddrm信號1004中減去此errordac輸出信號1006時，組合輸出信號1008中的ddrm誘發(fā)的誤差將衰減。應(yīng)注意，在以不同方式實施ddrmlsb并且使用預(yù)失真形式控制ddrmlsb時，呈現(xiàn)為可以調(diào)配此衰減。然而，出于以下原因這是所述概念的過度限制的解譯：校正路徑未必是ddrm，但可以是在不同于ddrm采樣率的采樣率下運行的dac。所述采樣率可以是與dac采樣率或lo有關(guān)的頻率，但是情況未必如此。在優(yōu)選實施例中，errordac1003在四倍lo頻率下運行。這表示每lo/4相位可以應(yīng)用不同校正，從而實現(xiàn)非常寬的帶寬校正。此外，這表示可獲得非常高的過采樣，從而減少帶外噪聲的問題并且減少對dac中的位數(shù)目的需求。補償路徑的總電流(輸出功率)與主ddrm中的電流無關(guān)。例如，所述電流可以大于一個主ddrmlsb，從而允許校正主ddrm中可能存在的任何遺失碼。與ddrm相比，對于dac而言誤差估計顯著更容易。dac和ddrm的振幅范圍可能存在重疊，換句話說，errdac總電流可以大于主ddrm的一個lsb。應(yīng)注意，補償路徑的最大輸出電流可以僅為主ddrm輸出電流的一部分。例如，對于具有與2個ddrmlsb重疊的補償路徑的10位ddrm，輸出電流可以僅為主ddrm輸出電流的1/512。這表示由組合系統(tǒng)消耗的總電力的極小部分，并且因此補償路徑的效率變得不相關(guān)。這實現(xiàn)了產(chǎn)生高線性補償路徑，但由于其對系統(tǒng)效率的影響對發(fā)電路徑不可行的設(shè)計技術(shù)，例如，a類/永久在線、歸零等。errordac本身相對于其應(yīng)該消除的量化誤差而清除第二量化誤差。此殘余誤差保留在發(fā)射器的輸出信號中。但是通過適當?shù)卦O(shè)計用于errordac輸入信號產(chǎn)生中的噪聲整形器，所述殘余誤差可以移動到無關(guān)緊要的頻率。事實是：與使得可以用更少資源，例如，區(qū)域，電力等實施整形器的全信號相比，噪聲整形器僅在具有減小字長的殘余誤差信號上運行。另外，取決于進行補償?shù)恼`差，由補償路徑產(chǎn)生的校正誤差與由ddrm產(chǎn)生的信號相比可以具有顯著不同的特征。如果補償路徑僅用于改進量化噪聲以及固定靜態(tài)失配，所述補償路徑處理的信號非常類似噪聲信號并且不含實際信號。這會顯著減少errordac的非線性需求。圖11示出說明根據(jù)實施形式的具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100的框圖。具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100是如上文相對于圖8所描述的ddrm設(shè)備800的示例性實施方案。誤差補償正交ddrm1100包含直接數(shù)字射頻調(diào)制器ddrm1106a、1106b，所述直接數(shù)字射頻調(diào)制器基于數(shù)字基帶信號1110的調(diào)制產(chǎn)生射頻(radiofrequency，rf)信號1131、1132。直接數(shù)字射頻調(diào)制器ddrm1106a、1106b可以包含同相ddrm1106a和正交ddrm1106b。誤差補償正交ddrm1100包含誤差估計器1150，所述誤差估計器基于所產(chǎn)生的rf信號1131、1132和數(shù)字基帶信號1110的表示確定由偏差引起的誤差信號1152。誤差補償正交ddrm1100包含誤差補償器1141，所述誤差補償器從rf信號1131、1132中減去誤差信號1152以提供誤差補償rf信號1140。誤差估計器1150可以基于數(shù)字基帶信號1110與rf信號1131、1132之間的量化誤差確定誤差信號1152。誤差估計器1150可以基于數(shù)字基帶信號1110中ddrm1106a、1106b未使用的最低有效位確定量化誤差。誤差估計器1150可以基于由ddrm1106a、1106b與其標稱輸出信號特征的系統(tǒng)偏差引起的失配誤差而確定誤差信號1152。失配誤差可以對應(yīng)于ddrm1106a、1106b使用的信號星座點與其標稱信號模式的已知偏差，具體而言，所述標稱信號模式從校準過程中提供。ddrm1106a、1106b可以產(chǎn)生模擬rf信號；并且誤差估計器1150可以基于所產(chǎn)生的模擬rf信號1131、1132和數(shù)字基帶信號1110的模擬表示確定由偏差引起的誤差信號1152。具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100可以進一步包含數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analogconverter，dac)1153或替代地第二ddrm，以提供誤差信號1152作為模擬誤差信號。具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100可以包含噪聲整形器(例如，如上文相對于圖10描述的噪聲整形器1009)，以在將誤差信號1152提供到dac1153或替代地第二ddrm之前對所述誤差信號進行噪聲整形。dac1153或替代地第二ddrm可以在高于ddrm1106a、1106b的本地振蕩器(localoscillator，lo)頻率1113的采樣率下運行，具體而言，所述采樣率等于lo頻率1113的四倍。dac1153或替代第二ddrm可以通過使用第一時鐘信號f4lo1111來提供誤差信號1152。ddrm1106a、1106b可以通過使用可以通過第一時鐘信號f4lo1111獲得的第二時鐘信號f2lo_p、f2lo_n1112，具體而言通過時鐘分頻器1109調(diào)制數(shù)字基帶信號1110。具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100可以包含正交時鐘產(chǎn)生器1105，用于基于第二時鐘信號f2lo_p、f2lo_n1112產(chǎn)生第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113和第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114。第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113和第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114可以具有正交相位。同相ddrm1106a可以包含第一符號交換器1103，用于基于第一控制信號sign_i1121交換第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113的相位。正交ddrm1106b可以包含第二符號交換器1104，用于基于第二控制信號sign_q1122交換第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114的相位。ddrm1106a、1106b可以包含第一直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器1101、第二直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器1102和控制器1107。第一直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器1101可以基于通過數(shù)字基帶信號1110獲得的第一量值控制信號mag_i1133以及基于第一差分輸入時鐘信號lop_i、lon_i1113產(chǎn)生第一差分電流ip_i、in_i1131。第二直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器1102可以基于通過數(shù)字基帶信號1110獲得的第二量值控制信號mag_q1134以及基于第二差分輸入時鐘信號lop_q、lon_q1114產(chǎn)生第二差分電流ip_q、in_q1132?？刂破?107可以基于數(shù)字基帶信號1110提供第一量值控制信號mag_i1133和第二量值控制信號mag_q1134。具有誤差dac補償路徑的正交ddrm1100可以包含信號合路器1141，例如信號加法器，用于組合第一差分電流ip_i、in_i1131、第二差分電流ip_q、in_q1132和由dac1153或替代第二ddrm產(chǎn)生的反相差分電流以提供誤差補償rf信號1140。同相和正交ddrm1106a、1106b以及高速dac1153的輸出可以連接在一起以對其電流求和。此操作可以由信號合路器1141實施。ddrm正交時鐘和高速dac時鐘兩者可以從主時鐘，例如，以4*flo(f4lo)運行的主時鐘產(chǎn)生?？梢愿鶕?jù)針對所使用的ddrm中的ddram1106a、1106b制造的分段選擇基于復(fù)雜基帶數(shù)據(jù)1110產(chǎn)生ddrm控制數(shù)據(jù)，例如通過使用正交ddrm控制產(chǎn)生設(shè)備1107，即上述控制器1107產(chǎn)生ddrm控制數(shù)據(jù)。還可以例如通過使用誤差dac控制產(chǎn)生設(shè)備1151從復(fù)雜基帶數(shù)據(jù)1110中產(chǎn)生高速dac1153的控制數(shù)據(jù)，所述誤差dac控制產(chǎn)生設(shè)備也可以在上述控制器1107中實施或可以實施為單獨的控制設(shè)備。基于ddrm的發(fā)射器的第一構(gòu)建塊是直接數(shù)字rf振幅調(diào)制器(“direct-digital-rf-amplitude-modulator，ddram”)。如下文所描述，此電路產(chǎn)生具有數(shù)控振幅的調(diào)制后rf載波。圖12示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的直接數(shù)字振幅調(diào)制器1200的框圖。直接數(shù)字振幅調(diào)制器1200包含多個切片1201、1202、1203、1204、1205、1206以產(chǎn)生差分輸出信號1131。ddram1101、1102是可以基于差分輸入時鐘(“l(fā)o”)1113a、1113b和量值控制信號1133產(chǎn)生差分電流ip、in1131的塊。差分輸出電流的量值根據(jù)以下等式與mag控制信號1133的加權(quán)和成比例：應(yīng)計算控制信號mag[i]，使得輸出信號的量值具有合適值。具有10位分辨率的實例ddram由5個二元加權(quán)切片和31個一元加權(quán)切片組成，如以下表1所說明：切片指數(shù)(i)權(quán)重w[i]011224384165至3132表1：具有10位分辨率的實例ddram的參數(shù)圖13示出說明根據(jù)實施形式的圖12的直接數(shù)字振幅調(diào)制器1200的切片的示例性實施方案的框圖。用柵極元件1304中的mag信號對進入的lo信號進行選通以產(chǎn)生開關(guān)控制信號“sw”，即受mag控制的lo信號。sw信號控制開關(guān)晶體管1303，在所述開關(guān)晶體管接通時啟用電流源1302。將電流源1302偏置(vbias1)和/或設(shè)定大小以實施切片所需的權(quán)重。為了防止電流源晶體管1302輸出并且為了增加輸出阻抗，可以添加共源共柵晶體管1301。應(yīng)注意，在lop和lon信號的總和不一定是常數(shù)的意義上，所述lop和lon信號不一定是全差分的。唯一的限制是所述lop和lon信號應(yīng)具有180度的rf周期相位差(＝tlo/2)。所述lop和lon信號可以具有不同于50％的占空比。圖14示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的單相ddrm1400的框圖。為了用負基帶值載體擴增上述ddram，可以將符號交換器1103添加到ddram1101，如圖14中所示。這會產(chǎn)生全功能單相ddrm1400?？梢酝ㄟ^交換對應(yīng)lo信號的相位執(zhí)行負基帶值的實施。為了將-x(t)調(diào)制到載波wc上，保持以下關(guān)系：out(t)＝-x(t)*cos(wc*t)out(t)＝x(t)*-cos(wc*t)…[-cos(x)＝cos(pi-x)]…out(t)＝x(t)*cos(pi-wc*t)…[cos(x)＝cos(-x)]…out(t)＝x(t)*cos(wc*t-pi)因此，產(chǎn)生-x(t)與通過180°相位lo移動產(chǎn)生x(t)相同。圖15示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的示例性符號交換器1500的框圖。lop信號作為第一與門1501的第一輸入和第三與門1503的第一輸入。lon信號作為第二與門1502的第一輸入和第四與門1504的第一輸入。sign信號作為第一與門1501的第二輸入和第四與門1504的第二輸入。反相sign信號作為第二與門1502的第二輸入和第三與門1503的第二輸入。相應(yīng)反相器1507、1508用于使sign信號反相。第一與門1501的輸出作為第一或門1505的第一輸入。第二與門1502的輸出作為第一或門1505的第二輸入。第三與門1503的輸出作為第二或門1506的第一輸入。第四與門1504的輸出作為第二或門1506的第二輸入。第一或門1505的輸出提供信號lop_ss。第二或門1506的輸出提供信號lon_ss。再次應(yīng)注意，在lop和lon信號的總和不一定是常數(shù)的意義上，所述lop和lon信號不一定是全差分的。唯一的限制是所述lop和lon信號應(yīng)具有180度的rf周期相位差(＝tlo/2)。所述lop和lon信號可以具有不同于50％的占空比。這同樣適用于lop_ss和lon_ss信號。圖16示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100中的示例性正交ddrm1600的框圖。上述單相ddrm不足以支持復(fù)雜調(diào)制。為了支持此復(fù)雜調(diào)制，多個ddrm可以組合到多相ddrm中。如果此多相ddrm的lo相位彼此正交，此多相ddrm支持復(fù)雜調(diào)制。此多相ddrm的大部分簡單實施方案采用90度異相的兩個lo信號。這會產(chǎn)生正交ddrm1600，如圖16中所示。再次應(yīng)注意，lop_i和lon_i信號不一定是全差分的，但是僅要求所述lop_i和lon_i信號180度異相。這同樣適用于lop_q和lon_q信號。圖17示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖16的正交ddrm1600中的示例性正交25％lo產(chǎn)生器1700的框圖。有吸引力的配置是使用25％占空比正交lo信號。在這種情況下，所有4個lo信號lop_i、lon_i、lop_q和lon_q具有25％lo周期的占空比。所述lo信號的相移分別是0°、180°、90°和270°。可以通過圖17所示的電路從具有頻率2*flo的差分時鐘中產(chǎn)生lo信號的此集合。在此電路中，f2lop信號作為第一與門1705的第一輸入和第二與門1706的第一輸入。f2lop信號/2(使用除法器div21701)作為第一與門1705的第二輸入。反相信號(穿過反相器1703的f2lop/2)作為第二與門1706的第二輸入。f2lon信號作為第三與門1707的第一輸入和第四與門1708的第一輸入。f2lon信號/2(使用除法器div21702)作為第三與門1707的第二輸入。反相信號(穿過反相器1704的f2lon/2)作為第四與門1708的第二輸入。第一與門1705的輸出提供信號lop_i。第二與門1706的輸出提供信號lon_i。第三與門1707的輸出提供信號lop_q。第四與門1708的輸出提供信號lon_q。圖18示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100的示例性基于25％占空比正交lo的ddrm1800的框圖。圖18中示出如上文相對于圖17所描述的基于此種計時方案的ddrm。應(yīng)注意，可能的電路優(yōu)化是將25％占空比lo產(chǎn)生與每個ddrm中的lo符號交換器合并。圖19示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖11的誤差補償正交ddrm1100的或圖8的ddrm的誤差補償路徑中的示例性高速dac1900的框圖。圖19示出用于errordac補償路徑的dac的實例實施方案。所述實例實施方案基于切片1901、1902、1903的加權(quán)集合，其中圖20中示出實例切片。dac1900包含多個切片1901、1902、1903以基于輸入時鐘信號clk和控制信號ctl產(chǎn)生差分輸出信號ip、in。圖20示出說明根據(jù)實施形式的圖19的高速dac1900的示例性切片2000的框圖。用例如d觸發(fā)器的柵極元件2005中的clk信號對進入的ctl信號進行選通以產(chǎn)生正開關(guān)控制信號“sw_p”和負開關(guān)控制信號“sw_n”。sw_p和sw_n信號控制一對開關(guān)晶體管2003，在所述開關(guān)晶體管接通時啟用電流源2004。將電流源2004偏置(vbias4)和/或設(shè)定大小以實施切片所需的權(quán)重。為了防止電流源晶體管2004輸出并且為了增加輸出阻抗，可以添加一對共源共柵晶體管2001。圖21示出說明根據(jù)實施形式的高級errdac輸入值計算算法2100的星座圖。星座圖說明受inl和壓縮影響的ddrm星座點2101的網(wǎng)格。可以通過將同相組分errdac_i2102和正交組分errdac_q2103應(yīng)用到ddrm星座點2101來計算所需tx輸出點2104。在任何給定時間，ddrm和errordac的組合產(chǎn)生“所需tx輸出”2104?？梢匀缦旅枋鲇糜趯崿F(xiàn)此的算法：1.找到讓你盡可能接近所需輸出點2104([ddrm_i,ddrm_q])的ddrm狀態(tài)；2.計算殘余誤差；以及3.將殘余誤差饋送到errordac控制中。為了使此算法工作，必須知道每個狀態(tài)的殘余誤差。由于ddrm由切片構(gòu)建成，因此其足以表征覆蓋所有切片的狀態(tài)的子集合，以便能夠計算殘余誤差。所述算法考慮以下事實：在將主ddrm和errordac輸出添加在一起之后，非線性機構(gòu)的一部分在系統(tǒng)的輸出端上運行。因此，應(yīng)在施加輸出線性之前在信號上計算出校正值。如果使用低輸出擺幅測試信號單獨地表征切片并且如果在輸出失真之前線性地添加所得權(quán)重以構(gòu)造預(yù)測信號，可以自動實現(xiàn)所述計算。圖22示出說明圖21的高級errdac輸入值計算算法2100的示例性誤差向量估計2200的框圖?？梢愿鶕?jù)基帶輸入信號確定在任何給定時間在ddrm中啟用的特定切片集合。此信息隨后可以用于計算由所述特定ddrm狀態(tài)產(chǎn)生的誤差。隨后可以將計算出的值轉(zhuǎn)換成errordac的合適信號。圖22針對拆分成同相和正交ddrm的10位正交ddrm說明此方面。這些ddrm中的每一個被拆分成5位msb段和5位lsb段?？梢詮捻敳?個位確定2201i和qddrm兩者的msb段的配置。這些位可以用作查找表2203的地址，所述查找表包含對應(yīng)于給定地址的狀態(tài)的測量誤差。誤差向量可以具有任何角度并且因此lut的輸出是復(fù)數(shù)?？梢葬槍drm中的所有區(qū)段完成此計算，從而產(chǎn)生區(qū)段中的每一個的誤差向量。這些向量隨后可以求和2206、2207成一個復(fù)誤差向量并且用作誤差dac編碼器的輸入。圖23示出說明圖21的高級errdac輸入值計算算法2100的示例性errdac輸入數(shù)據(jù)產(chǎn)生2300的框圖。在前一步驟中計算出的誤差向量取決于ddrm的狀態(tài)并且因此對于一個基帶周期2301將是恒定的。因此可以通過以2*flo的采樣率2302與[1，-1]序列的一系列零階保持2305、2315和乘法2313、2314將所述誤差向量上變頻成lo頻率?；赿drm振幅向量的絕對值計算出誤差向量。為了說明有效ddrm輸出向量的相位，可以基于符號的值交換2309、2312乘法中的混合序列。在數(shù)字混合2313、2314之后，實信號和虛信號可以交錯2308以形成4*flo2303下的等效流。此序列隨后同樣使用零階保持2306進行上采樣并且饋送到以4*flo倍數(shù)的采樣率2304運行的噪聲整形位寬減少器2307中，4*flo也是高速dac的采樣率。圖24中示出實例噪聲整形器。圖24示出說明根據(jù)實施形式的可以用于圖8的誤差補償直接數(shù)字調(diào)制設(shè)備800的或圖11的ddrm的誤差補償路徑中的示例性噪聲整形器2400的框圖。將輸入信號2402與延遲元件-z-22407的輸出信號一起提供到第一加法器2401。將第一加法器2402的輸出提供到量化器2403和第二加法器2405。將量化器2403的反相輸出提供到第二加法器2402，將所述第二加法器的輸出提供到延遲元件-z-22407。量化器2403的輸出(out)2403是噪聲整形器2400的輸出。量化器2403可以輸出兩個量化級。在此實例中，在fsample/4下以零對errordac量化噪聲進行整形(因此對于以4*flo采樣的噪聲整形器，在flo下以零對errordac量化噪聲進行整形)，這表示整個系統(tǒng)的殘余噪聲將低得接近于flo。根據(jù)本發(fā)明的概念一般可以適用于改進數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號的準確度，所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換后的信號例如通過數(shù)/模轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的模擬信號或其它數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號。所述概念不限于從ddrm輸出的rf信號。下文相對于圖25描述此概念到saradc的應(yīng)用。例如，如圖25中所描繪，根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)可以適用于改進saradc。逐次逼近寄存器(successive-approximation-register，sar)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digitalconverter，adc)通常用于具有低于每秒幾千萬次采樣(msps)的采樣率的中-高分辨率應(yīng)用。saradc的分辨率的范圍最常介于8位至16位之間并且saradc提供低功耗。saradc基本上實施二進制搜索算法。因此，盡管內(nèi)部電路可以若干兆赫茲(mhz)運行，但是歸因于逐次逼近算法，adc采樣率是所述數(shù)目的一部分。圖25中示出saradc2500的基本架構(gòu)。saradc包含各自連接到比較器2503的相應(yīng)端子的第一電容器線2510和第二電容器線2520。電容器線2510、2520實施電容dac并且每一個包含具有二進制加權(quán)值的n個電容器的陣列。對于電容dac2510、2520中的每一個，可以應(yīng)用如上文相對于圖10描述的errordac補償路徑1003以改進相應(yīng)電容器線的準確度。cp表示比較器的輸入端上的寄生電容。圖25示出連接到比較器2503的12位電容dac的實例。在采集相位期間，陣列的共用端子(所有電容器共享連接的端子，參看圖25)連接到vcmm，其中vcmm是共模電壓并且所有自由端子連接到輸入信號(模擬輸入或vin)。在采集之后，共用端子與vcmm斷開連接并且自由端子與vin斷開連接，由此有效地俘獲與電容器陣列上的輸入電壓成比例的電荷。所有電容器的自由端子隨后接地，從而驅(qū)動到vcmm-vinn的端子2510和到vcmm-vinp的端子2520。因此，比較器的輸入是vq＝vin＝vinp-vinn。作為二進制搜索算法中的第一步驟，比較器的輸入vq＝vin。如果vq>0(即，vin>0)，比較器輸出106產(chǎn)生邏輯1。如果vin<0，比較器輸出2506產(chǎn)生邏輯0。如果在第一步驟結(jié)束時比較器輸出2506是邏輯1，在二進制搜索算法的第二步驟中，2520中的msb電容器的底板與地面斷開連接并且連接到vref。這將比較器輸入在負方向上驅(qū)動等于-1/2vref的量。因此，vq＝vin-1/2×vref。如果vcommon>0(即，vin>1/2×vref)，比較器輸出2506產(chǎn)生邏輯1。如果vin<1/2×vref，比較器輸出2506產(chǎn)生邏輯0?；蛘撸绻诘谝徊襟E結(jié)束時比較器輸出2506是邏輯0，在二進制搜索算法的第二步驟中，2510中的msb電容器的底板與地面斷開連接并且連接到vref。這將比較器輸入在正方向上驅(qū)動等于+1/2vref的量。因此，vq＝vin+1/2×vref。如果vq>0(即，vin>-1/2×vref)，比較器輸出2506產(chǎn)生邏輯1。如果vin<-1/2×vref，比較器輸出2506產(chǎn)生邏輯0。對于下一較小電容器的底板重復(fù)同一過程，直到已確定所有位為止。一般來說，比較器的輸入趨于零，即，在比較時間結(jié)束時vq將幾乎為零。當針對電容dac2510、2520中的每一個應(yīng)用如上文相對于圖10描述的errordac補償路徑1003時，可以改進整個saradc2500的準確度。本發(fā)明還支持包含計算機可執(zhí)行碼或計算機可執(zhí)行指令的計算機程序產(chǎn)品，所述計算機可執(zhí)行碼或計算機可執(zhí)行指令在執(zhí)行時使至少一個計算機執(zhí)行本文中描述的執(zhí)行和計算步驟，具體而言，上文相對于圖9描述的方法900的步驟。此計算機程序產(chǎn)品可以包含其上存儲程序代碼以供計算機使用的可讀非暫時性存儲媒體。所述程序代碼可以執(zhí)行上文相對于圖9描述的方法900。盡管可能已相對于幾種實施方案中的僅一個揭示本發(fā)明的特定特征或方面，但此類特征或方面可以和其它實施方案中的一個或多個特征或方面相結(jié)合，只要對于任何給定或特定的應(yīng)用是有需要或有利的。而且，在一定程度上，術(shù)語“包含”、“有”、“具有”或這些詞的其它變形在詳細描述或權(quán)利要求書中使用，這類術(shù)語和術(shù)語“包括”是類似的，都是表示包括的含義。而且，術(shù)語“示例性”、“舉例來說”和“例如”僅表示為作為一個實例，而不是最好或最佳的?？梢允褂眯g(shù)語“耦合”和“連接”及其派生詞。應(yīng)理解，這些術(shù)語可以用于指示兩個元件彼此協(xié)作或交互，而不管兩個元件是直接物理或電氣接觸，還是彼此不直接接觸。盡管本文中已說明和描述了具體方面，但本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員將了解，多種替代及/或等效實施方案可以在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下替代所示出和描述的具體方面。本申請案意圖涵蓋本文中所論述的特定方面的任何修改或變化。盡管以下權(quán)利要求書中的各元素是借助對應(yīng)的標簽按照特定順序列舉的，除非對權(quán)利要求的闡述另有暗示用于實施部分或所有這些元素的特定順序，否則這些元素并不一定限于以所述特定順序來實施。通過以上教示，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，許多替代、修改和變化是顯而易見的。當然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易意識到除本文所述的應(yīng)用之外，還存在本發(fā)明的眾多其它應(yīng)用。盡管已參考一個或多個特定實施例描述了本發(fā)明，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認識到在不偏離本發(fā)明的范圍的情況下，仍可以對本發(fā)明作出許多改變。因此，應(yīng)理解，在所附權(quán)利要求書及其等效物的范圍內(nèi)，可以用不同于本文中具體描述的方式來實踐本發(fā)明。當前第1頁12