本發(fā)明涉及無線通信，尤其是，涉及在使用fdr方案的設備處估計非線性自干擾信號信道的方法。
背景技術：
：與時間或者頻率資源被正交地劃分的常規(guī)的半雙工通信相比，全雙工通信通過允許節(jié)點同時執(zhí)行發(fā)送和接收，理論上使系統(tǒng)容量加倍。圖1是支持全雙工無線電(fdr)的ue和基站(bs)的概念圖。在圖1圖示的fdr情形下，產(chǎn)生以下的三種類型的干擾。設備內(nèi)自干擾：因為發(fā)送和接收在相同的時間和頻率資源中進行，所以期望的信號和從bs或者ue發(fā)送的信號在bs或者ue處同時被接收。發(fā)送的信號在bs或者ue的接收(rx)天線處近似沒有衰減地被接收，并且因此，具有比期望的信號更大的功率。因此，發(fā)送的信號起干擾的作用。ue到ue鏈路間干擾：由ue發(fā)送的上行鏈路(ul)信號在鄰近ue處被接收，并且因此起干擾的作用。bs到bs鏈路間干擾：bs到bs鏈路間干擾指的是在hetnet狀態(tài)下，由在bs或者不同種類的bs(微微、毫微微和中繼站)之間發(fā)送并且由另一個bs的rx天線接收的信號所引起的干擾。在這樣的三種類型的干擾之中，設備內(nèi)自干擾(在下文中，自干擾(si))僅在fdr系統(tǒng)中產(chǎn)生以顯著劣化fdr系統(tǒng)的性能。因此，首先，設備內(nèi)si需要被消除，以便操作fdr系統(tǒng)。技術實現(xiàn)要素：技術問題本發(fā)明的一個目的是提供一種在使用fdr方案的設備處估計非線性自干擾信號信道的方法。本發(fā)明的另一個目的是提供一種在fdr環(huán)境下估計非線性自干擾信號信道的設備。由本發(fā)明解決的技術問題不局限于以上的技術問題，并且沒有在此處描述的其它的技術問題對于本領域技術人員來說從以下的描述中將變得顯而易見。技術方案本發(fā)明的目的可以通過提供由使用全雙工無線電(fdr)方案的裝置估計非線性自干擾信號信道的方法來實現(xiàn)，該方法包括：使用在預先定義的第一序列組中包括的第一序列集估計非線性自干擾信號信道，其中考慮到在裝置的射頻(rf)發(fā)送(tx)鏈和rf接收(rx)鏈中的非線性自干擾信號分量定義預先確定義的第一序列組。在第一序列集中包括的序列之間的根值的差值可以與序列長度互質(zhì)。該方法可以進一步包括接收有關能夠配置預先定義的第一序列組的根值的信息。有關根值的信息可以經(jīng)由物理層信號或者更高層信號來接收。該方法可以進一步包括：測量天線自干擾消除和模擬自干擾消除之后的殘留自干擾信號的強度，以確定是否rfrx鏈中的自干擾信號分量具有非線性，以及一旦確定rfrx鏈中的自干擾信號不是非線性的，則使用在預先定義的第二序列組中包括的第二序列集估計非線性自干擾信號信道，并且可以僅考慮在裝置的rftx鏈和rfrx鏈中的非線性自干擾信號分量之中的rftx鏈的非線性自干擾信號分量來定義預先定義的第二序列組。該方法可以進一步包括：接收包括在預先定義的第一序列組中包括的序列集之中的能夠由裝置使用的第一序列集的序列集組信息。序列集組信息可以經(jīng)由物理下行鏈路控制信道(pdcch)、物理上行鏈路控制信道(pucch)，或者增強的物理下行鏈路控制信道(epdcch)來接收。在本發(fā)明的另一個方面中，在此處提供一種在全雙工無線電(fdr)環(huán)境下估計非線性自干擾信號信道的裝置，該裝置包括：處理器，該處理器被配置為使用在預先定義的第一序列組中包括的第一序列集估計非線性自干擾信號信道，其中考慮在裝置的射頻(rf)發(fā)送(tx)鏈和rf接收(rx)鏈中的非線性自干擾信號分量來定義預先定義的第一序列組。在第一序列集中包括的序列之間的根值的差值可以與序列長度互質(zhì)。該裝置可以進一步包括：接收器，該接收器被配置為接收有關能夠配置預先定義的第一序列組的根值的信息。該接收器可以被配置為經(jīng)由物理層信號或者更高層信號接收有關根值的信息。該處理器可以被配置為：測量天線自干擾消除和模擬自干擾消除之后的殘留自干擾信號的強度以確定是否rfrx鏈中的自干擾信號分量是非線性的，以及如果確定rfrx鏈中的自干擾信號不是非線性的，則使用在預先定義的第二序列組中包括的第二序列集估計非線性自干擾信號信道，并且可以僅考慮在裝置的rftx鏈和rfrx鏈中的非線性自干擾信號分量之中的rftx鏈的非線性自干擾信號分量來定義預先定義的第二序列組。該接收器可以被配置為接收包括在預先定義的第一序列組中包括的序列集之中的能夠由裝置使用的第一序列集的序列集組信息。該接收器可以經(jīng)由物理下行鏈路控制信道(pdcch)、物理上行鏈路控制信道(pucch)，或者增強的物理下行鏈路控制信道(epdcch)接收序列集組信息。有益效果根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，通過估計rf發(fā)送鏈和rf接收鏈中的非線性自干擾信號分量，能夠更加有效地消除數(shù)字自干擾。本發(fā)明的效果不局限于以上描述的效果，并且沒有在此處描述的其它的效果可以由本領域技術人員從本發(fā)明的實施例的以下的描述中導出。附圖說明附圖被包括以提供對本發(fā)明進一步的理解，其圖示本發(fā)明的實施例，并且與說明書一起用于解釋本發(fā)明原理。圖1是示出支持由本發(fā)明提出的ue的全雙工/半雙工通信方法的示例性網(wǎng)絡的圖。圖2是圖示在無線通信系統(tǒng)100中的基站(bs)105和用戶設備(ue)110的配置的框圖。圖3是示出在fdr通信情形下的發(fā)送/接收鏈路和自干擾(si)的概念的圖。圖4是圖示在設備的射頻(rf)tx和rx端(或者rf前端)中應用三種自ic方案的位置的視圖。圖5是基于圖4的在ofdm通信環(huán)境下在提出的通信裝置中的自ic設備的框圖。圖6是示出由本發(fā)明提出的方案的整個過程的圖。圖7是示出用于自干擾信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。圖8是示出信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道系數(shù)估計的詳細過程的圖。圖9是示出應用用于寬帶自干擾信道估計的序列集的各種示例的圖。圖10是示出在fdr環(huán)境下用于消除自干擾和接收的(rx)信號的fdr收發(fā)器塊的圖。圖11是詳細地示出自干擾信道的系數(shù)估計過程的圖。圖12是詳細地示出信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道系數(shù)估計的過程的圖。圖13是示出考慮殘留自干擾信號的evm的示例的圖。圖14示出考慮三階的zadoff-chu序列集的實施例的表。圖15是示出由建議9提出的方案的詳細過程及其效果的圖。圖16是示出基于dft的自干擾信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。圖17是示出基于dft的信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。具體實施方式現(xiàn)在將詳細地介紹本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其示例在附圖中圖示。在以下發(fā)明的詳細說明中，包括幫助完全理解本發(fā)明的細節(jié)。但是，對于本領域技術人員來說顯而易見的是，無需這些細節(jié)也可以實現(xiàn)本發(fā)明。例如，雖然在移動通信系統(tǒng)包括3gpplte系統(tǒng)的假設之下詳細地進行以下的描述，但以排除3gpplte的獨特的特征的方式以下的描述可適用于其它的任意移動通信系統(tǒng)。有時候，為了防止本發(fā)明變得不清楚，公眾所知的結構和/或設備被跳過，或者可以被表示為集中于結構和/或設備的核心功能的框圖。盡可能地，在整個附圖中將使用相同的附圖標記來指代相同的或者類似的部分。此外，在以下的描述中，假設終端是諸如用戶設備(ue)、移動站(ms)、高級移動站(ams)等等這樣的移動或者固定用戶級設備的通用名稱。并且，假設基站(bs)是諸如節(jié)點b(nb)、e節(jié)點b(enb)、接入點(ap)等等這樣的與終端通信的網(wǎng)絡級的任意節(jié)點的通用名稱。雖然本說明書基于ieee802.16m系統(tǒng)描述，但是本發(fā)明的內(nèi)容可適用于各種類型的其它的通信系統(tǒng)。在移動通信系統(tǒng)中，用戶設備能夠在下行鏈路中接收信息，并且也能夠在上行鏈路中發(fā)送信息。由用戶設備節(jié)點發(fā)送或者接收的信息可以包括各種類型的數(shù)據(jù)和控制信息。按照由用戶設備發(fā)送或者接收的信息的類型和用途，可以存在各種物理信道。以下的描述可用于包括cdma(碼分多址)、fdma(頻分多址)、tdma(時分多址)、ofdma(正交頻分多址)、sc-fdma(單載波頻分多址)等等的各種無線接入系統(tǒng)。cdma可以由諸如utra(通用陸地無線電接入)、cdma2000等等這樣的無線電技術實現(xiàn)。tdma可以以諸如gsm/gprs/edge(全球移動通信系統(tǒng)/通用分組無線電服務/增強數(shù)據(jù)速率的gsm演進)這樣的無線電技術實現(xiàn)。ofdma可以以諸如ieee802.11(wi-fi)、ieee802.16(wimax)、ieee802.20、e-utra(演進的utra)等等這樣的無線電技術實現(xiàn)。utra是umts(通用移動電信系統(tǒng))的一部分。3gpp(第三代合作伙伴計劃)lte(長期演進)是使用e-utra的e-umts(演進的umts)的一部分。3gpplte在dl中采用ofdma，并且在ul中采用sc-fdma。并且，lte-a(高級lte)是3gpplte的演進的版本。另外，在以下的描述中，特定的術語被提供以幫助理解本發(fā)明。并且，特定的術語的使用可以被修改為本發(fā)明的技術思想范圍內(nèi)的另一種形式。圖2是無線通信系統(tǒng)100中的基站(bs)105和用戶設備(ue)110配置的框圖。雖然在圖中示出一個基站105和一個用戶設備110(包括d2d用戶設備)以示意地表示無線通信系統(tǒng)100，但是無線通信系統(tǒng)100可以包括至少一個基站和/或至少一個用戶設備。參考圖2，基站105可以包括發(fā)送(tx)數(shù)據(jù)處理器115、符號調(diào)制器120、發(fā)射器125、收發(fā)天線130、處理器180、存儲器185、接收器190、符號解調(diào)器195和接收數(shù)據(jù)處理器197。并且，用戶設備110可以包括發(fā)送(tx)數(shù)據(jù)處理器165、符號調(diào)制器170、發(fā)射器175、收發(fā)天線135、處理器155、存儲器160、接收器140、符號解調(diào)器155和接收數(shù)據(jù)處理器150。雖然在該圖中基站/用戶設備105/110包括一個天線130/135，但是基站105和用戶設備110中的每個包括多個天線。因此，本發(fā)明的基站105和用戶設備110中的每個支持mimo(多輸入多輸出)系統(tǒng)。并且，根據(jù)本發(fā)明的基站105可以支持su-mimo(單用戶-mimo)和mu-mimo(多用戶-mimo)兩者。在下行鏈路中，發(fā)送數(shù)據(jù)處理器115接收業(yè)務數(shù)據(jù)，通過格式化接收的業(yè)務數(shù)據(jù)編碼接收的業(yè)務數(shù)據(jù)，交織編碼的業(yè)務數(shù)據(jù)，調(diào)制(或者符號映射)交織的數(shù)據(jù)，并且然后提供調(diào)制的符號(數(shù)據(jù)符號)。符號調(diào)制器120通過接收和處理數(shù)據(jù)符號和導頻符號來提供符號流。符號調(diào)制器120將數(shù)據(jù)和導頻符號復用在一起，并且然后將復用的符號發(fā)送給發(fā)射器125。在這種情況下，發(fā)送的符號中的每個可以包括數(shù)據(jù)符號、導頻符號或者零值信號。在每個符號持續(xù)時間內(nèi)，導頻符號可以被連續(xù)地發(fā)送。這樣做，導頻符號可以包括頻分復用(fdm)、正交頻分復用(ofdm)，或者碼分復用(cdm)的符號。發(fā)射器125接收符號流，將接收的流轉(zhuǎn)換為至少一個或多個模擬信號，另外調(diào)整模擬信號(例如，放大、濾波、上變頻)，并且然后生成適用于在無線電信道上傳輸?shù)南滦墟溌沸盘?。隨后，下行鏈路信號經(jīng)由天線130被發(fā)送給用戶設備。在用戶設備110的配置中，接收天線135從基站接收下行鏈路信號，并且然后將接收的信號提供給接收器140。接收器140調(diào)整接收的信號(例如，濾波、放大和下變頻)，數(shù)字化調(diào)整的信號，并且然后獲得采樣。符號解調(diào)器145解調(diào)接收的導頻符號，并且然后將它們提供給處理器155用于信道估計。符號解調(diào)器145從處理器155接收用于下行鏈路的頻率響應估計值，執(zhí)行對接收的數(shù)據(jù)符號的數(shù)據(jù)解調(diào)，獲得數(shù)據(jù)符號估計值(即，發(fā)送數(shù)據(jù)符號的估計值)，并且然后將數(shù)據(jù)符號估計值提供給接收(rx)數(shù)據(jù)處理器150。接收數(shù)據(jù)處理器150通過對數(shù)據(jù)符號估計值執(zhí)行解調(diào)(即，符號解映射、解交織和解碼)重建發(fā)送的業(yè)務數(shù)據(jù)。符號解調(diào)器145的處理和接收數(shù)據(jù)處理器150的處理分別與基站105中的符號調(diào)制器120的處理和發(fā)送數(shù)據(jù)處理器115的處理互補。在用戶設備110中，在上行鏈路中，發(fā)送數(shù)據(jù)處理器165處理業(yè)務數(shù)據(jù)，并且然后提供數(shù)據(jù)符號。符號調(diào)制器170接收數(shù)據(jù)符號，復用接收的數(shù)據(jù)符號，對復用的符號執(zhí)行調(diào)制，并且然后將該符號流提供給發(fā)射器175。發(fā)射器175接收該符號流，處理接收的流，并且生成上行鏈路信號。這個上行鏈路信號然后經(jīng)由天線135被發(fā)送給基站105。在基站105中，經(jīng)由天線130從用戶設備110接收上行鏈路信號。接收器190處理接收的上行鏈路信號，并且然后獲得采樣。隨后，符號解調(diào)器195處理該采樣，并且然后提供在上行鏈路中接收的導頻符號和數(shù)據(jù)符號估計值。接收數(shù)據(jù)處理器197處理數(shù)據(jù)符號估計值，并且然后重建從用戶設備110發(fā)送的業(yè)務數(shù)據(jù)。用戶設備/基站110/105的處理器155/180指示用戶設備/基站110/105的操作(例如，控制、調(diào)整、管理等等)。處理器155/180可以連接到存儲單元160/185，存儲單元160/185被配置為存儲程序代碼和數(shù)據(jù)。存儲器160/185連接到處理器155/180以存儲操作系統(tǒng)、應用和一般文件。處理器155/180可以稱作控制器、微控制器、微處理器、微型計算機等等中的一個。并且，處理器155/180可以使用硬件、固件、軟件和/或其任意組合實現(xiàn)。在硬件實現(xiàn)中，處理器155/180可以以諸如asic(專用集成電路)、dsp(數(shù)字信號處理器)、dspd(數(shù)字信號處理設備)、pld(可編程序邏輯器件)、fpga(現(xiàn)場可編程門陣列)等等這樣的被配置為實現(xiàn)本發(fā)明的設備來提供。同時，在使用固件或者軟件實現(xiàn)本發(fā)明的實施例的情況下，固件或者軟件可以被配置為包括用于執(zhí)行本發(fā)明的以上解釋的功能或者操作的模塊、過程和/或函數(shù)。并且，配置為實現(xiàn)本發(fā)明的固件或者軟件被加載在處理器155/180中，或者存儲在存儲器160/185中以由處理器155/180驅(qū)動。在用戶設備/基站和無線通信系統(tǒng)(網(wǎng)絡)之間的無線電協(xié)議層可以基于通信系統(tǒng)公知的osi(開放系統(tǒng)互連)模型的3個較低的層被劃分為第一層l1、第二層l2和第三層l3。物理層屬于第一層，并且經(jīng)由物理信道提供信息傳送服務。rrc(無線電資源控制)層屬于第三層，并且在ue和網(wǎng)絡之間提供控制無線電資源。用戶設備和基站可以能夠經(jīng)由無線通信網(wǎng)絡和rrc層互相交換rrc消息。在本說明書中，雖然用戶設備/基站的處理器155/180執(zhí)行除了用戶設備/基站110/105接收或者發(fā)送信號的功能之外的處理信號和數(shù)據(jù)的操作，但是為了清楚，處理器155和180將不會在以下的描述中被特別地提及。在以下的描述中，在不特別提及的情況下，處理器155/180可以被認為是執(zhí)行除了接收或者發(fā)送信號的功能之外的諸如數(shù)據(jù)處理等等的一系列的操作的。圖3是示出在fdr通信情形下的發(fā)送/接收鏈路和自干擾(si)概念的圖。如圖3所示，si可以被劃分為當從發(fā)射天線發(fā)送的信號沒有路徑衰減直接進入接收天線時引起的直接干擾，以及由外部拓撲反射的反射干擾，并且由于物理距離差異，其電平顯著地大于期望信號。由于顯著大的干擾強度，為了操作fdr系統(tǒng)，有效的si消除是必要的。為了有效地操作fdr系統(tǒng)，相對于設備的最大傳輸功率的自ic需求(在fdr被應用于移動通信系統(tǒng)(bw＝20mhz)的情形下)可以如以下的[表1]中所圖示的被確定。【表1】參考[表1]，可以注意到，為了在20mhzbw中有效地操作fdr系統(tǒng)，ue需要119-dbm自ic性能。根據(jù)移動通信系統(tǒng)的bw，熱噪聲值可以被轉(zhuǎn)變?yōu)閚0.bw＝-174dbm+10×log10(bw)。在[表1]中，熱噪聲值是假設20mhzbw來計算的。關于[表1]，對于接收器噪聲系數(shù)(nf)，參考3gpp規(guī)范需求考慮最壞的情況。接收器熱噪聲電平被確定為在特定的bw中的熱噪聲值和接收器nf的總和。自ic方案的類型和應用自ic方案的方法圖4是圖示在設備的射頻(rf)tx和rx端(或者rf前端)中應用三個自ic方案的位置的視圖?，F(xiàn)在，將給出三個自ic方案的簡要描述。天線自ic：天線自ic是所有自ic方案中應當首先執(zhí)行的自ic方案。si在天線端被消除。最簡單地，可以通過在tx天線和rx天線之間放置信號阻擋物體來物理地阻止si信號的傳送，使用多個天線，天線之間的距離可以被人為地控制，或者si信號的一部分可以通過特定tx信號的相位反轉(zhuǎn)來消除。此外，si信號的一部分可以通過多個極化天線或者定向天線來消除。模擬自ic：在rx信號經(jīng)過模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(adc)之前消除干擾。使用復制的模擬信號，si信號被消除。這個操作可以在rf區(qū)域或者中頻(if)區(qū)域中執(zhí)行。si信號消除可以以下面的特定方法執(zhí)行。通過延遲模擬tx信號和控制延遲的tx信號的幅度和相位生成實際接收的si信號的副本，并且從在rx天線處接收的信號中減去該副本。但是，由于是基于模擬信號的處理，最終的實現(xiàn)復雜度和電路特性可能導致額外的失真，因此，可能會顯著地改變干擾消除性能。數(shù)字自ic：在rx信號經(jīng)過adc之后消除干擾。數(shù)字自ic覆蓋在基帶區(qū)域中執(zhí)行的所有ic技術。最簡單地，使用數(shù)字tx信號生成si信號的副本，并且從rx數(shù)字信號中減去該副本?；蛘呤褂枚鄠€天線在基帶中執(zhí)行預編碼/后編碼，使得ue或者enb的tx信號可以不在rx天線上被接收的技術可以被歸類為數(shù)字自ic。但是，由于只有當數(shù)字調(diào)制的信號被量化到足夠恢復期望信號的信息的電平時，數(shù)字自ic才是可行的，所以需要執(zhí)行數(shù)字自ic的先決條件，即在期望信號的信號功率和在上述技術之一中在干擾消除之后剩余的干擾信號的信號功率之間的差應當落入adc的范圍。圖5是基于圖4的在ofdm通信環(huán)境下在提出的通信裝置中的自ic設備的框圖。雖然圖5示出在數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換(dac)之前和在adc之后使用數(shù)字si信息執(zhí)行數(shù)字自ic，但是其可以在快速傅里葉逆變換(ifft)之后和在快速傅里葉變換(fft)之前使用數(shù)字si信號來執(zhí)行。此外，雖然圖5是通過將tx天線與rx天線分離的自ic的概念圖，但是如果使用單個天線執(zhí)行天線自ic，則天線可以以與圖5不同的方式被配置。根據(jù)目的，功能塊可以被增加到圖5中示出的rftx端和rfrx端，或者從圖5中示出的rftx端和rfrx端被去除。fdr系統(tǒng)的信號建模在fdr系統(tǒng)中的設備(例如，ue、基站等等)的接收信號可以如以下的等式1所示進行建模?！竟?】這里，k表示奇數(shù)，xsi[n]表示由設備的rf發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)，hsi[n]表示由rf發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)所經(jīng)歷的自干擾信道的增益，xd[n]表示要由設備的rf接收端接收的數(shù)據(jù)，hd[n]表示由要由rf接收端接收的數(shù)據(jù)所經(jīng)歷的期望的信道的增益，以及z[n]表示加性白高斯噪聲(awgn)。k＝1指示線性分量，并且具有3或者以上的奇數(shù)的k指示非線性分量。如上所述，自干擾信道估計對于模擬或者數(shù)字自干擾消除是必需的。此時，在使用估計的模擬和/或數(shù)字自干擾信道的增益對于k＝1,…,k(k＝奇數(shù))執(zhí)行自干擾消除之后的設備的接收信號可以如以下的等式2所示來表示?！竟?】這里，在以上的等式2中，k是奇數(shù)?，F(xiàn)在，當使用估計的期望信道的增益解碼接收信號時，得到以下的等式3?！竟?】這里并且在初始數(shù)字自ic技術中，在建模干擾信號時，僅線性分量被建模以執(zhí)行數(shù)字自ic。但是，近來，對于可行的fdr操作，已經(jīng)提出使用非線性分量的干擾信號信息以及現(xiàn)有的線性分量的干擾信號信息的數(shù)字自ic技術。如以上的等式1所示，為了估計非線性分量的自干擾信息，重要的是精確地估計對應于每一階數(shù)的信道系數(shù)信息。在現(xiàn)有的研究中，計算考慮發(fā)送信號的所有更高階的矩陣的偽逆，然后估計非線性分量。但是，這樣的方法需要非常復雜的求逆計算，并且估計非線性高階分量需要大量的計算和額外的資源分配。因此，需要更加有效的系統(tǒng)操作過程，其可以降低能夠消除包括高階的非線性自干擾信號的數(shù)字自ic的復雜度，并且可以提高資源效率。圖6是示出由本發(fā)明提出的方案的整個過程的圖。參考圖6，使用fdr方案的設備(bs/ue)在導頻信號(或者參考信號)傳輸時段中發(fā)送序列，用于自干擾信道的估計。發(fā)送端接收由此發(fā)送的序列，并且使用接收的序列估計自干擾信道的信道系數(shù)。該序列基本上不需要求逆運算，并且信道估計可以以比現(xiàn)有的復雜度小很多的復雜度來執(zhí)行。此外，在序列之中的序列具有低的互相關屬性，同時甚至在諸如3、5次方等等的運算之后仍具有相同的序列屬性的情況下，對于k＝1,…,k(k＝奇數(shù))值可以被估計，并且使用如等式2所示的估計的信道信息執(zhí)行數(shù)字自ic。在這里，對于自干擾信道的系數(shù)估計，使用序列的互相關屬性。在本發(fā)明中，例如，將描述zadoff-chu序列，其是在以上描述的序列之中具有低的互相關屬性，同時甚至在諸如3、5次方等等的運算之后仍具有相同的序列屬性的序列。但是，本發(fā)明可適用于具有低的互相關屬性，同時甚至在諸如3、5次方等等的運算之后仍具有相同的序列屬性的另一序列?，F(xiàn)在將描述zadoff-chu序列的基本等式和屬性。長度是奇數(shù)值nzc并且根值是u的zadoff-chu序列的第n個位置(符號或者子載波)的復值可以如以下的等式4所示來表示?！竟?】這里0<n<nzc，0<u<nzc^gcd(nzc，u)＝1，gcd(a,b)表示指示兩個整數(shù)a和b的最大公約數(shù)的函數(shù)?，F(xiàn)在將描述zadoff-chu序列的基本屬性。1)如果nzc是奇數(shù)，則zadoff-chu序列具有nzc的周期屬性。其等式如以下的等式5所示。【等式5】(su[n+nzc]＝su[n])2)如果nzc是質(zhì)數(shù)，則zadoff-chu序列的dft被擴展以獲得時間擴展的共軛zadoff-chu序列。其中是u模nzc的乘法逆元。3)在zadoff-chu序列和循環(huán)移位的序列之間的自相關具有0值，并且其等式如以下的等式6所示?！镜仁?】4)具有u1和u2的根值的兩個zadoff-chu序列(其中|u1-u2|與nzc互質(zhì))具有的互相關值，并且其等式如以下的等式7所示。【等式7】<建議1>估計高階信道系數(shù)的方法使用具有不同的根值的兩個序列的互相關屬性估計自干擾信道的高階的信道系數(shù)。對于自干擾信道估計，由于在導頻符號(或者參考信號符號)中使用zadoff-chu序列，所以當使用以上的等式4再次表示以上的等式1時，得到以下的等式8?！镜仁?】這里，在等式8中，假設沒有數(shù)據(jù)，因為沒有經(jīng)由導頻符號接收到信號。但是，在fdr系統(tǒng)中，甚至當在信道估計時從對方接收到數(shù)據(jù)時也不會出現(xiàn)問題。以上的等式8的[n]如以下的等式9所示來表示。【等式9】當使用等式9再次表示等式8時，得到以下的等式10?！镜仁?0】其中在圖7中示出的過程被執(zhí)行以便估計hsi,k。圖7是示出用于自干擾信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。參考圖7，生成從k＝初始值(例如，初始值＝1)開始并且具有k*u的根值的序列，并且接收信號乘以由生成的序列形成的濾波器。對于奇數(shù)階信道估計，步長被設置為2。然后，可以從接收信號估計k階信道系數(shù)。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，則預先確定的值(例如，步長＝2)被增加，使得k變?yōu)?，并且作為生成具有k*u的根值的序列的方法，以上所述的過程被重復，直到k變?yōu)榇笥趉為止。在以上描述的過程中，通過將接收信號乘以由基于具有k*u的根值的序列形成的匹配濾波器[n]得到的信號的平均值所估計的信道如以下的等式11所示?！镜仁?1】其中等式11可以使用具有不同的根值的序列的互相關屬性得到值對于k≠l，并且如圖7的過程，有效的自干擾信道的高階的系數(shù)可以使用等式11來估計，并且數(shù)字自干擾消除可以使用其來執(zhí)行。如上所述，對于fdr系統(tǒng)的操作，可以使用序列的互相關屬性執(zhí)行自干擾信道估計。在某些情況下，由于半雙工(hd)操作是可能的，而不是fdr操作(例如，當自干擾消除性能由于自干擾信道估計誤差而沒有獲得時，或者當甚至在hd操作時滿足系統(tǒng)需求時)，提出的序列不被使用，并且fdr模式被切換到hd模式以使用在hd中使用的現(xiàn)有的信道估計方案。<建議2>首先估計低階的信道系數(shù)，然后從接收信號中將其除去的方法下一階的信道系數(shù)從以上描述的信號(通過從接收信號除去先前的階的信道系數(shù)獲得的信號)來估計，并且然后相應的階的信道系數(shù)從以上描述的信號中除去。以上描述的方法被重復地執(zhí)行，直到獲得預先確定的階的信道系數(shù)為止。如在等式11中描述的，當估計自干擾信道的第k階的信道系數(shù)時，由于在被包括在相同的序列集中的其它序列之間的互相關屬性，除第k階之外其它階的信道系數(shù)具有從現(xiàn)有的功率按比例縮小了的干擾分量。但是，在自干擾信道的屬性中，由于隨著階增加，對應于高階信道系數(shù)的功率快速地降低，所以在估計高階的信道系數(shù)時，盡管由于低階的信道系數(shù)導致干擾的強度按比例縮小了但是仍然存在相對高的干擾，由此在估計自干擾信道的高階的信道系數(shù)時會劣化性能。為了解決這樣的問題，在本發(fā)明中，提出了在估計高階的信道系數(shù)時，使用從接收的序列信號中減去先前估計的低階的序列分量的連續(xù)干擾消除(sic)方案的高階信道系數(shù)估計方案。提出的方案的詳細過程將參考圖8描述。圖8是示出信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道系數(shù)估計的詳細過程的圖。參考圖8，另一個過程被添加到圖7的過程。添加了下述過程，當k小于k(例如，k＝5、7、9)時，加2，然后將具有k*u的根值的序列乘以估計的信道系數(shù)以生成第k階的信號。對于奇數(shù)階信道估計，步長被設置為2。增加從接收的信號中減去第k階的估計的信號的過程。此后，以上所述的過程被重復，直到k變?yōu)榇笥趉為止。首先，對應于具有k＝1的第一階的信道系數(shù)可以經(jīng)歷等式11的過程以估計此后，通過從用于估計對應于第三階或以上的信道系數(shù)的接收的序列中除去乘以估計的信道系數(shù)的序列分量而修改的接收的序列如以下的等式12所示?！竟?2】這里表示估計的信道系數(shù)并且其值可以通過將經(jīng)由等式12獲得的接收信號乘以基于具有k*u的根值的序列形成的匹配濾波器來獲得，并且如以下的等式13所示?！镜仁?3】將等式13與等式11比較時，可以看到，在提出的方案中，與現(xiàn)有的方案相比較，從其它的階產(chǎn)生的干擾分量可以被降低。<建議3>用于高階信道系數(shù)估計的序列設計方案考慮序列長度nzc和要估計的自干擾信道的高階信道系數(shù)的最終的階(k)值確定可用的序列的根值。為了使用zadoff-chu序列的屬性的互相關屬性估計每個信道系數(shù)，在本發(fā)明中，需要考慮序列長度和要估計的自干擾信道系數(shù)的階來設計序列的參數(shù)。例如，在zadoff-chu序列中，為了保持zadoff-chu序列的基本屬性的互相關屬性，具有根值u1和u2的兩個序列的值|u1-u2|應與nzc是互質(zhì)的。為了滿足這一點，如在等式9中描述的，當要估計的階增加時，序列的根值與階成比例增加。因此，為了與由要估計的階生成的具有根值k*u(大于1的k是奇數(shù))的序列保持互相關屬性，應選擇初始根值u。在這里，各種u值可以被選擇，使得就根值而言，具有根值u的序列與具有根值ku的序列不同。當兩個可用的序列被任意地從所有可用的序列之中提取時，兩個序列的根值之間的差值與nzc互質(zhì)的條件通過將值nzc設置為在預先確定的最大值內(nèi)的質(zhì)數(shù)而滿足。例如，當可用的資源的最大值是72時，值nzc的72內(nèi)的質(zhì)數(shù)可以是2、3、5、7、11、13、17、19、23、29、31、37、41、43、47、53、59、61、67和71，并且一個值是從這些質(zhì)數(shù)之中選擇出來的，并且可以將其設置為值nzc。如果如上所述滿足以上描述的條件，則由于兩個序列具有的互相關值，所以就在信道的系數(shù)估計時剩余的干擾而言，值nzc優(yōu)先選擇為盡可能大。<建議3-1>與用于高階信道系數(shù)估計的序列的設計相關聯(lián)，可以使用循環(huán)移位性質(zhì)以便將用于高階信道系數(shù)估計的序列分配給資源。序列長度nzc應具有如上所述的質(zhì)數(shù)。但是，由于用于自干擾信道估計的資源無法始終具有質(zhì)數(shù)，所以如果分配給資源的序列長度大于nzc是必要的，則現(xiàn)有的序列應改變。在本發(fā)明中，序列可以使用序列的循環(huán)移位性質(zhì)來生成，以便最小化互相關的影響。如果包含提出的序列的容器的長度是nr(nr>nzc)，則在包含提出的序列之后，剩余nr-nzc的資源。此時，通過增加現(xiàn)有序列的nr-nzc獲得的序列如以下的等式14所示?！镜仁?4】例如，如果72是在lte中的最小bw1.4mhz上子載波的最大數(shù)，考慮到基于傳統(tǒng)lte的系統(tǒng)的向后兼容，72被設置為最大資源值，則當nzc是71時，包含在第一資源中的序列值被復制，并且插入到最后的第72個資源中。在這里，可以考慮到fdr系統(tǒng)的資源設置更大的值nzc。如果使用這樣的方法配置序列，則設置大于的值，其是由質(zhì)數(shù)組成的互相關值，由此在估計自干擾信道的系數(shù)時會增加干擾。為了使用互相關估計自干擾信道的非線性的分量，序列根值需要被分配給每個用戶(或者ue)，并且設置可分配根值的方法滿足以下的條件。條件1：序列集是從用于第一階估計的序列的根值u直至要估計的奇數(shù)的階k的根值(u、gcd(3*u，nzc)、gcd(5*u，nzc)、…、gcd(k*u，nzc))的集合。條件2：為了減少序列集之間的干擾，序列的根值被配置，使得所有序列集的序列根集是不相同的。條件3：u值可以是從1到nzc的整數(shù)，并且初始u值可以任意地設置以便獲得條件2。以下的實施例可以被配置成滿足所有以上提出的根值設置條件。此外，在以下的描述中，將描述nzc＝71被選擇為具有以上描述的質(zhì)數(shù)的最大數(shù)字的情形。(1)考慮第三階的非線性的自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列在考慮到在自干擾信號之中的第三階的信道系數(shù)來執(zhí)行估計時，如以下的表2所示，可以選擇和使用總共33個序列集的一個序列集。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。此外，除了以下的[表2]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法可實現(xiàn)各種表配置。以下的[表2]示出考慮直至第三階的zadoff-chu序列集的示例。【表2】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(2)考慮第五階的非線性的自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列的設計在考慮到在自干擾信號之中的直至第五階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，如以下的表3所示，可以選擇和使用總共17個序列集的一個序列集。此時，由于在被包含在任意序列集中的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。此外，除了以下的[表3]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，由于[表3]的集合1包括根值5，以便估計第五階分量，所以具有表2的根值5的序列的集合4被除去以配置該表。但是，如果[表3]的集合1被除去，則可以配置具有根值5、15和35的集合，其是[表2]的集合4的擴展。此外，除了以下的[表3]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且各種表可以通過以上描述的序列集配置方法來配置?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(3)考慮第七階的非線性的自干擾信號分量設計用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列的設計在考慮到在自干擾信號之中的直至第七階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，如以下的表4所示，可以選擇和使用總共11個序列集的一個序列集。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表4]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且各種表可以通過以上描述的序列集配置方法來配置。以下的[表4]示出考慮直至第七階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(4)考慮第九階的非線性的自干擾信號分量設計用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列的設計在考慮到在自干擾信號之中的直至第九階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，如以下的表5所示，可以選擇和使用總共7個序列集的一個序列集。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表5]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且各種表可以通過以上描述的序列集配置方法來配置。以下的[表5]示出考慮直至第九階的zadoff-chu序列集的示例。【表5】序列集第一(u)第三(3u)第五(5u)第七(7u)第九(9u)情形113579情形226101418情形3412202836情形41957246229情形53534333231情形63740434649情形74770224568為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(5)考慮第十一階的非線性的自干擾信號分量設計用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列的設計在考慮到在自干擾信號之中的直至第十一階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，如以下的表6所示，可以選擇和使用總共6個序列集的一個序列集。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表6]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且各種表可以通過以上描述的序列集配置方法來配置。以下的[表6]示出考慮直至第十一階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。<建議4>用于寬帶自干擾信道估計的方法現(xiàn)有的自干擾信道估計適用于在總的帶寬上信道的代表值的估計。但是，在寬帶自干擾信道的情況下，信道系數(shù)可能根據(jù)子頻帶而變化。對于這樣的寬帶自干擾信道，序列長度可以被調(diào)整和設計。為了估計寬帶自干擾信道的每個子頻帶信道系數(shù)，序列長度可以被減小以使用適用于每個子頻帶的序列集。如上所述，如果序列的互相關條件滿足，則由于兩個序列具有的互相關值，所以就在估計信道系數(shù)時剩余的干擾而言，nzc可以被選擇為盡可能大。因此，對于寬帶自干擾信道，最大的序列長度可以在使用每個子頻帶的序列集時來選擇。圖9是示出應用寬帶自干擾信道估計的序列集的各種示例的圖。圖9示出使用具有用于1、2或者3個子頻帶的自干擾信道系數(shù)估計的各種長度的序列集的實施例。在圖9的(a)中，情形1示出獲得一個信道系數(shù)的代表值的現(xiàn)有的方法。在圖9的(b)中，情形2示出獲得兩個子頻帶中的每個信道系數(shù)的代表值的方法。在圖9的(c)中，左側(cè)圖示出使用具有相同的長度的序列集的情形，并且右側(cè)圖示出應用具有在給定的長度范圍內(nèi)的最大的序列長度的序列集的情形。在圖9的(c)中示出的情形3示出獲得三個子頻帶中每個信道系數(shù)的代表值的方法。在這里，具有相同的根值的序列集，或者具有不同根值的序列集可以用作具有相同長度的序列集，因為信道系數(shù)估計性能沒有實質(zhì)性變化。<建議5>用于支持基于fdr的多用戶(ue)的自干擾信道估計的方法為了在支持fdr的多用戶之間的自干擾信道的高階的信道系數(shù)估計時最小化干擾，以上描述的序列集可以被分組并使用。以上提出的序列集可以考慮互相關用于估計高階信道系數(shù)。但是，在估計多用戶之間的自干擾信道時，可能在使用相同的頻帶的多用戶之間在自干擾估計時段中產(chǎn)生干擾。為了最小化用戶間干擾，可以使用根據(jù)用戶(ue)而變化的序列集。此時，序列集之間的互相關需要被考慮。在當前的實施例中，提出了分組可以在fdr中操作的鄰近用戶之間使用的序列集的方法。在幾個序列集之中可以保持互相關的序列集可以被分組并分配給多個鄰近用戶，由此在自干擾信道估計時可以最小化用戶間干擾。為此，每個用戶的可用的序列集組號可以經(jīng)由物理層信號或者更高層信號來發(fā)送。例如，基站可以使用物理層信號，諸如物理下行鏈路控制信道(pdcch)、增強的pdcch(epdcch)等等，或者更高層信號，諸如無線電資源控制(rrc)信號，通知ue每個ue可用的序列集組號。同時，ue可以經(jīng)由物理上行鏈路控制信道(pucch)等等通知基站每個ue可用的序列集組號。以下的實施例示出基于以上提出的實施例當nzc＝71時的序列集分組方法的設計。(1)在考慮第三階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中支持多用戶的序列集分組方法在考慮到在自干擾信號之中的第三階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，可以執(zhí)行分組，使得在[表2]中描述的33個序列集的所有序列相互地保持互相關。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表7]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表7]示出考慮直至第三階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(2)在考慮第五階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中支持多用戶的序列集分組方法在考慮到在自干擾信號之中的第五階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，可以執(zhí)行分組，使得在[表8]中描述的17個序列集的所有序列相互地保持互相關。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表8]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表8]示出考慮直至第五階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(3)在考慮第七階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中支持多用戶的序列集分組方法在考慮到在自干擾信號之中的第七階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，可以執(zhí)行分組，使得在[表9]中描述的11個序列集的所有序列相互地保持互相關。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。此外，除了以下的[表9]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表9]示出考慮直至第七階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(4)在考慮第九階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中支持多用戶的序列集分組方法在考慮到在自干擾信號之中的第九階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，可以執(zhí)行分組，使得在[表10]中描述的7個序列集的所有序列相互地保持互相關。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表10]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表10]示出考慮直至第九階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?0】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。(5)在考慮第十一階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中支持多用戶的序列集分組方法在考慮到在自干擾信號之中的第十一階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，可以執(zhí)行分組，使得在[表11]中描述的6個序列集的所有序列相互地保持互相關。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列的長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表11]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表11]示出考慮直至第十一階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?1】為此，表的值可以隱式地設置，并且用于發(fā)送可以經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)配置上述表的根值的規(guī)則可以被定義。<建議6>建議6描述考慮到tx鏈和rx鏈的非線性支持自干擾信道估計的方法。建議1至建議5基于僅考慮到在tx鏈的i/q混頻器和功率放大器中的非線性而設計的序列。但是，除了tx鏈，甚至在rx鏈中，由于基帶(bb)放大器，諸如低噪聲放大器(lna)、i/q混頻器或者可變增益放大器(vga)，也出現(xiàn)非線性。對于自干擾信道系數(shù)的精確的估計，可以考慮到tx鏈和rx鏈的非線性估計信道系數(shù)值。圖10是示出在fdr環(huán)境下用于消除自干擾和接收的(rx)信號的fdr收發(fā)器塊的圖。在圖10中，詳細地示出對應于圖5的rx鏈的部分。當基于等式10再次表示基于在圖10中示出的接收信號經(jīng)歷模擬自干擾消除的接收信號yrfi[n]時，得到以下的等式15?！竟?5】當經(jīng)過lna之后的信號yrf2[n]在基帶中被建模直至第三階時，得到以下的等式16?！镜仁?6】yrf2[n]＝klnayrf1[n]+α|yrf1[n]|2yrf1[n]其中，klna表示在lna中對應于線性分量的系數(shù)值，并且α表示在lna中對應于非線性分量的系數(shù)值。此外，已經(jīng)經(jīng)過i/q混頻器和vga兩者的ybb[n]在基帶中被建模直至第三階，得到以下的等式17?！镜仁?7】這里kbb表示對應于已經(jīng)經(jīng)過i/q混頻器和vga的線性分量的系數(shù)值，并且β和γ表示對應于已經(jīng)經(jīng)過i/q混頻器和vga的非線性分量的系數(shù)值。當以上的等式17的ybb[n]由yrf1[n]的等式表示時，得到以下的等式18?！镜仁?8】這里ai(對于i＝1,2,3,4)是由對應于各個階的klna、kbb、α、β和γ組成的組合的系數(shù)值，并且z′[n]表示由rx鏈的非線性改變的噪聲值(為了描述的方便起見，以上的等式18表示直至第三階，并且例如可以擴展至第n階)。ybb[n]的組合的系數(shù)值是硬件特征值，并且因此如果周圍環(huán)境是固定的(如果接收信號的強度恒定)，則為常數(shù)。因此，在特定的時間期間預先采樣的信號可以被層疊以計算每個組合的系數(shù)值。使用計算的值，考慮到通過rx鏈的非線性產(chǎn)生的失真，可以執(zhí)行數(shù)字自干擾消除。但是，ybb[n]生成比在yrf1[n]中包含的階更高的階的分量。在這種情況下，由于可能包括中斷序列的互相關的分量，所以需要考慮到具有由包含在ybb[n]中的階生成的不同的根值的序列確定序列集。因此，序列集可以被配置，使得就根值而言，具有由tx鏈生成的k*u的根值的序列集和另外由rx鏈生成的序列不相同。例如，當考慮到在tx鏈中第三階的非線性的自干擾信道分量再次表示yrf1[n]時，得到y(tǒng)rf1[n]＝hsi.1[n]su[n]+hsi.3[n]s3u[n]+z[n]，并且代入等式18，從而得到以下的等式19。【等式19】如果以上的等式19被根據(jù)階重新排列，則得到以下的等式20?！镜仁?0】對應于以上的等式20的每個階的系數(shù)形式和序列形式如以下的[表12]所示。【表12】如以上的[表12]所示，當在tx鏈和rx鏈中考慮直至第三階的非線性的分量時，生成具有對應于第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第九階的各種分量的序列。在以上描述的示例中獲得的值是作為對應于由tx鏈失真的自干擾信道的每個階的信道系數(shù)a1hsi.1[n]和a1hsi，3[n]。如在建議1或者2中，使用具有對應于第一和第三階的根值的序列集估計信道系數(shù)值，然后可以使用具有對應于第二階的根值的序列更新在第一和第三階中估計的值。將接收信號乘以基于具有對應于第二階的2u的根值的序列s2u[n]形成的匹配濾波器得到的信號由以下的等式21表示。【等式21】在以上的等式21中，是由排除對應于第二階分量的值的所有分量產(chǎn)生的噪聲。如等式21所示，對應于第二階的系數(shù)包含第一和第三階的信道分量。因此，這個等式可以被更新為以下的等式22，使得先前地獲得的第一和第三階的信道分量被更加精確地估計?！镜仁?2】其中k1或者k3是在從0到1的范圍中用于更新的系數(shù)值，并且可以根據(jù)環(huán)境適當選擇。如果k1或者k3具有1的值，則得到與經(jīng)由建議1或者建議2獲得的值相同的值。雖然在以上描述的示例中僅使用第二階的分量更新信道系數(shù)值，但是可以使用除了在[表12]中描述的第二階以外的另一階更新信道系數(shù)值。以上提出的信道估計方法的過程如圖11所示。圖11是詳細地示出用于自干擾信道的系數(shù)估計過程的圖。在這里，在一個實施例中，指示最初估計的階或者項的初始值被設置為1。參考圖11，生成從k＝初始值(例如，初始值＝1)開始，并且具有k*u的根值的序列，并且將接收信號乘以由生成的序列形成的濾波器。然后，可以從接收信號估計第k階的信道系數(shù)。在這里，步長被設置1，用于除k＝1以外的階的信道估計。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，則預先確定的值(例如，步長＝1)被增加，使得k變?yōu)?，并且作為生成具有k*u的根值的序列的方法，上述過程被重復，直到k變?yōu)榇笥趉為止。圖12是詳細地示出信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道系數(shù)估計過程的圖。在這里，在一個實施例中，指示最初估計的階或者項的初始值被設置為1。參考圖12，另一個過程被添加到圖11的過程。添加下述過程，如果k小于k(例如，k＝5、7或者9)則加1，然后將具有k*u的根值的序列乘以估計的信道系數(shù)以生成第k階的信號。對于除k＝1以外的階的信道估計，步長被設置為1。添加從接收的信號中減去第k階的估計的信號的過程。以上過程被重復，直到k再次變?yōu)榇笥趉為止。<建議7>對于自干擾信道系數(shù)的精確的估計，考慮到tx鏈和rx鏈的非線性確定可用序列的根值。如上所述，為了考慮到tx鏈和rx鏈的非線性執(zhí)行信道估計，與在以上建議3中使用的序列集不同地設置根值，使得在相同的序列集中不生成相同的部分。在以下的實施例中，將描述當nzc＝71時的序列設計被選擇為在以上質(zhì)數(shù)之中具有最大的值，并且在tx鏈和rx鏈中考慮直至第三階的分量。(1)考慮在tx鏈中第三階的非線性的自干擾分量，和在rx鏈中第三階的非線性的自干擾分量，設計用于數(shù)字自干擾消除的zadoff-chu序列的方法為了考慮到在自干擾信號之中第三階的信道系數(shù)執(zhí)行估計，如以下的[表13]所示，可以使用總共15個序列集的一個。此時，由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列長度互質(zhì)，所以序列的互相關屬性滿足。除了以下的[表13]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。除了以下的[表13]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表13]示出考慮直至第三階的zadoff-chu序列集的示例?！颈?3】為此，以上的[表13]的值可以隱式地設置，并且可以定義用于經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)發(fā)送可以配置上述表的根值給使用fdr的發(fā)送側(cè)和接收側(cè)的規(guī)則。<建議7-1>經(jīng)由信令使用的序列集可以被改變，以便考慮到自干擾消除性能確定是否考慮rxrf鏈的非線性。是否考慮rxrf鏈的非線性應根據(jù)天線/模擬自干擾消除性能來確定。例如，如果由于足夠的天線/模擬自干擾消除性能使得殘留自干擾(si)信號的強度在lna和vga的動態(tài)范圍之內(nèi)，則期望的fdr性能可以通過<建議1>至<建議6>的方案，考慮到txrf鏈的非線性經(jīng)由信道估計獲得，而無需考慮rxrf鏈的非線性。但是，如果由于天線/模擬自干擾消除性能的劣化導致殘留自干擾(si)信號的強度超過lna和vga的動態(tài)范圍，則應當考慮rxrf鏈的非線性。為此，在執(zhí)行天線/模擬自干擾消除之后，需要測量殘留自干擾信號的強度，并且測量方法將參考圖13描述。圖13是示出考慮殘留自干擾信號的evm的示例的圖。首先，誤差矢量幅度(evm)用作測量接收信號的殘留自干擾量的方法。evm是通過將發(fā)送信號和接收信號之間的矢量差除以發(fā)送信號的矢量大小而獲得的。圖13示出考慮自干擾功率的evm的示例。在fdr系統(tǒng)中，由于發(fā)送的信號是已知的，所以在數(shù)字域中接收的evm可以被計算，并且由于接收信號的功率電平大于發(fā)送的信號的功率電平幾十db以上，所以自干擾信號的量可以與之比較。信道估計被用作測量每個接收信號的自干擾信號量的另一種方法。在模擬自干擾之后有效的信道可以基于發(fā)送信號中的參考信號來估計，并且可以測量殘留si的絕對量。在執(zhí)行天線/模擬自干擾消除之后的殘留自干擾信號的強度可以使用以上方法來測量，并且立即確定是否考慮rxrf鏈的非線性。為此，可以定義在使用fdr的設備之間經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號(pdcch、epdcch、pucch等等)，或者更高層信號(rrc信號等等)發(fā)送可以配置以上[表13]的根值，使得<建議1>至<建議6>的序列集和<建議7>的序列集被立刻改變的規(guī)則。<建議8>將描述支持考慮到tx鏈和rx鏈的非線性的支持fdr的多用戶的自干擾信道估計的方法。為了在支持fdr的多用戶(或者ue)之間的自干擾信道的高階信道系數(shù)的估計時考慮到tx鏈和rx鏈的非線性來最小化干擾，建議7的序列集可以被分組并使用。建議7的序列集是考慮到tx鏈和rx鏈的非線性來估計高階自干擾信道系數(shù)的序列集。但是，在多用戶之間的自干擾信道的估計時，對應于高階的序列間干擾可以在使用相同的頻帶的多用戶之間在自干擾估計時段中產(chǎn)生。尤其是，甚至在僅考慮tx鏈時的不相同的序列中，在考慮rx鏈的非線性時可能產(chǎn)生起干擾作用的階分量。因此，為了最小化用戶間干擾，考慮到tx鏈和rx鏈的非線性，可以使用根據(jù)用戶(或者ue)變化的序列集。此時，在序列集之間的互相關也可以被考慮。在這個建議中，提出了考慮到tx鏈和rx鏈的非線性，分組可以在以fdr操作的鄰近用戶之間使用的序列集的方法。在幾個序列集之中可以保持低互相關的序列集可以被分組并分配給多個鄰近用戶，由此最小化在自干擾信道估計時由tx鏈和rx鏈的非線性產(chǎn)生的用戶間干擾。<建議8-1>物理信道(pdcch、pucch、epdcch等等)，或者更高層信號(rrc信號)可用于用信號發(fā)送每個用戶可用的序列集和序列集組。以下的實施例示出當nzc＝71時的序列集分組，并且基于以上的建議7的實施例考慮在tx鏈和rx鏈中直至第三階的分量。(1)考慮到在tx鏈中的第三階的非線性自干擾信號分量和在rx鏈中的第三階的非線性自干擾信號分量的用于數(shù)字自干擾消除設計的zadoff-chu序列集之中的支持多用戶的序列集分組方法設計在考慮到在自干擾信號之中第三階的信道系數(shù)執(zhí)行估計時，如[表12]所示，產(chǎn)生對應于幾個階的干擾。為此，可以執(zhí)行分組，以便在[表13]中描述的15個序列集的不同組的序列之間保持低的互相關。也就是說，執(zhí)行分組，以便在第一、第二和第三階的信道系數(shù)估計時不產(chǎn)生由于高階分量導致的干擾。例如，如果第四階或者更高階的序列的根值等于第一、第二和第三階的序列的根值，則執(zhí)行對其它組的分配。如果使用以上方法執(zhí)行分組，則由于在任意序列集中包含的序列之間的根值的差值與序列長度互質(zhì)，所以序列之間低的互相關屬性滿足。除了以下的[表14]，滿足互質(zhì)的其它的實施例也是可允許的。例如，集合1的第一階的根值可以變?yōu)樾∮趎zc(其不是1)的整數(shù)，并且通過以上描述的序列集配置方法各種表配置是可允許的。以下的[表14]示出考慮直至第三階的zadoff-chu序列集的示例。【表14】為此，以上的[表14]的值可以隱式地設置，并且可以定義用于經(jīng)由預先定義的信號(例如，物理層信號或者更高層信號)將可以配置上述表的根值發(fā)送給使用fdr的發(fā)送側(cè)和接收側(cè)的規(guī)則。如以上的[表14]配置組的理由將通過在圖14中示出的表來描述。圖14示出考慮第三階的zadoff-chu序列集的實施例的表。圖14的相同的陰影形狀是在相同的序列集組中使用的根值，并且現(xiàn)在將描述配置不同的序列集組使得在第四至第九階中使用的序列不在第一至第三階中使用的方法。(2)當分配每個用戶可用的序列集時，序列集組可以經(jīng)由現(xiàn)有的映射表確認。由于唯一的序列集組可以根據(jù)序列集來確定，所以當使用fdr方案的設備(基站/ue)共享在圖14中示出的表時，可以使用分配的序列集來確認該序列集組。此外，在ue的數(shù)目小的情形下，當序列集組被分配以便減小反饋量時，在相同的組中的序列集可以被任意地確定和使用，并且可以使用在該序列集組中的幾個序列集執(zhí)行盲估計?？紤]到tx鏈和rx鏈的非線性，為了降低在支持fdr的多用戶的自干擾信道估計時的干擾效果，使用idft-dft的方法在以上的等式11和等式13中，對應于每個階的自干擾信道系數(shù)值經(jīng)由在時間域中的序列的互相關屬性來估計。但是，由于由與不同序列的互相關所引起的噪聲，性能可能被限制。在數(shù)字自干擾消除中，根據(jù)自干擾信道的估計性能確定殘留自干擾信號，并且顯著地受到非常小的信道估計誤差的影響。因此，存在對用于更加精確的信道估計的信道估計方案的需要。在本發(fā)明中，將描述通過應用基于變換域的信道估計方案獲得更加精確的信道估計性能的方法。<建議9>為了提高在fdrue中高階自干擾信道系數(shù)估計的精度，干擾可以經(jīng)由idft-dft過程被抑制。通過將信號乘以基于具有k*u的根值的序列sku[n]形成的匹配濾波器獲得的信號可以如以下的等式23所示表示?！镜仁?3】當時間域中的序列經(jīng)歷dft時，頻率域中的序列可以如以下的等式24所示表示?！镜仁?4】其中n表示dft大小。為了從在等式24中獲得的序列消除干擾，在一些頻率部分之中的第a階的分量經(jīng)歷迫零。執(zhí)行迫零之后的序列如以下的等式25所示表示。【公式25】其中1a[m]是在m≤a的情況下具有1值，并且在m>a的情況下具有0值的函數(shù)。當頻率域中的序列經(jīng)歷idft時，時間域中的序列可以如以下的等式26所示表示?！镜仁?6】除要在等式26得到的序列中獲得的分量以外的部分可以經(jīng)由以上過程被部分地除去。經(jīng)由以上過程改變的序列如圖15所示。圖15是示出由建議9提出的方案的詳細過程及其效果的圖，并且圖16和17是示出基于圖7和8的在圖15中示出的過程的圖。圖16是示出基于dft的自干擾信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。在圖16中，指示最初估計的階的初始值被設置為1，并且步長被設置為1，用于其它階的信道估計。參考圖16，生成從k＝初始值(例如，初始值＝1)開始并且具有k*u的根值的序列，并且將接收信號乘以由生成的序列形成的濾波器。如上所述，步長被設置為1。然后，執(zhí)行n點dft，執(zhí)行補零，然后執(zhí)行n點idft。此后，可以從接收信號估計第k階的信道系數(shù)。如果k小于k(例如，k＝5、7、9或者11)，則預先確定的值(例如，步長＝1)被增加，使得k變?yōu)?，并且作為生成具有k*u的根值的序列的方法，以上過程被重復，直到k變?yōu)榇笥趉為止。圖17是示出基于dft的信號減法概念被添加到的自干擾信道的高階信道的系數(shù)估計的詳細過程的圖。在圖17中，在一個實施例中，指示最初估計的階的初始值被設置為1，并且步長被設置為1，用于其它階的信道估計的。在以上的等式24至26中，在當前的方法中具有m＝0的特殊情形等同于建議1和2的方法。在圖17中，另一個過程被添加到圖16的過程。添加下述過程，如果k小于k(例如，k＝5、7或者9)，則加1，然后將具有k*u的根值的序列乘以估計的信道系數(shù)以生成第k階的信號。如上所述，對于自干擾信道估計，步長被設置為1。添加從接收的信號中減去第k階的估計的信號的過程。以上過程被重復，直到k再次變?yōu)榇笥趉為止。前面提到的實施例是通過以預先確定的方式組合本發(fā)明的結構單元和特征來實現(xiàn)的。結構單元或者特征中的每個應該被認為是選擇性的，除非單獨指明。結構單元或者特征中的每個可以無需與其它的結構單元或者特征結合來實現(xiàn)。此外，某些結構單元和/或特征可以相互結合以構成本發(fā)明的實施例。在本發(fā)明的實施例中描述的操作順序可以變化。一個實施例的某些結構單元或者特征可以被包括在另一個實施例中，或者可以用另一個實施例的相應的結構單元或者特征替換。另外，顯然的是，引用特定權利要求的某些權利要求可以與引用除了該特定權利要求之外的其他要求的其他權利要求相結合以構成實施例，或者在申請被提交之后，通過修改增加新的權利要求。本領域技術人員應該理解，不脫離本公開的精神和基本特征，本發(fā)明可以以除在此處闡述的方式之外的其他特定的方式實現(xiàn)。以上所述的實施例因此將在所有方面被解釋為說明性的而不是限制性的。本公開的范圍將由所附權利要求書及其合法的等同物確定，而不由以上的描述確定，并且出現(xiàn)在所附權利要求書的含義和等效范圍內(nèi)的所有變化意欲被包含在其中。工業(yè)實用性由使用fdr方案的裝置估計非線性自干擾信號信道的方法工業(yè)上可適用于各種無線通信系統(tǒng)，諸如3gpplte/lte-a系統(tǒng)或者5g通信系統(tǒng)。當前第1頁12