本發(fā)明屬于高速電力線載波通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法。

背景技術(shù)：

由于串?dāng)_和自然干擾的存在，導(dǎo)致低壓電力線載波(PLC)信道呈現(xiàn)嚴(yán)重的頻率選擇特性，且多徑現(xiàn)象突出，嚴(yán)重影響通信質(zhì)量。正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)因其較好的抗多徑效應(yīng)和高的頻譜效率等特點(diǎn)，在數(shù)據(jù)傳輸過程中得到廣泛應(yīng)用。因此，在存在頻率選擇性、多徑衰落以及脈沖干擾的電力線環(huán)境下，為給智能電網(wǎng)提供高速可靠的物理層通信手段，設(shè)計(jì)一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法勢在必行。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決上述背景技術(shù)中存在的問題，本發(fā)明的目的在于提供一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置及方法，針對PLC應(yīng)用環(huán)境，采用OFDM調(diào)制技術(shù)對信號進(jìn)行處理，提高了PLC通信環(huán)境中抗干擾和抗衰減的能力。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：

一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置，由電力線耦合裝置1、瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2、發(fā)送端的線路驅(qū)動(dòng)3、接收端的濾波器4以及DSP處理器5組成；

所述電力線耦合裝置1包括耦合變壓器12，耦合變壓器12初級的一端連接電力線11，耦合變壓器12初級的另一端連接電容一13；耦合變壓器12次級的一端接地，耦合變壓器12次級的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的二極管一21的正極；

所述的瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2包括二極管一21，二極管一21的負(fù)極連接二極管二22的負(fù)極，二極管二22的正極接地；

所述的線路驅(qū)動(dòng)3包括三極管一31，三極管一31的a端連接電容器二32的一端，電容器二32的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的二極管一21的正極；三極管一31的b端和c端連接DSP處理器5的PMW的出口；

所述的接收端的濾波器4包括三極管三41，三極管三41的a端連接DSP處理器5的ADC的入口，三極管三41的b端接地，三極管三41的c端連接電容器三42的一端，電容器三42的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的二極管一21的正極；

所述的DSP處理器5的PMW的入口和SP處理器5的ADC的出口連接SP處理器5的OFDM軟件模塊。

所述的OFDM軟件模塊分為發(fā)送端處理模塊和接收端處理模塊。

所述發(fā)送端處理模塊方法為：

步驟一：幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)；

步驟二：校驗(yàn)位產(chǎn)生過程

(1)將二進(jìn)制序列數(shù)左移8位，用m(x)表示該序列數(shù)，則有m(x)×2⁸；

(2)用g(x)＝x⁸+x²+x+1除以m(x)×2⁸，得到商Q(x)和余數(shù)r(x)；

(3)編出的碼組為T(x)＝m(x)×2⁸+r(x)；

步驟三：編碼；

步驟四：調(diào)制。

所述接收端處理模塊方法為：

步驟一：信號檢測與幀同步后，采用粗同步法即用滑動(dòng)窗法檢測接收信號能量，具體算法如下：接收信號用r_n(n∈正整數(shù))表示，設(shè)窗長為L，則一個(gè)窗長內(nèi)接收信號的能量可表示為：

把窗口分成相等的兩部分，用后一部分的能量比上前一部分的能量，用公式表示為：

λ(n)＝B_n/A_n (4)

然后采用精同步即加入采樣誤差估計(jì)，根據(jù)采樣誤差估計(jì)結(jié)果調(diào)整本地采樣時(shí)鐘，實(shí)現(xiàn)精確同步；同步的算法是用本地chirp信號和接收信號做相關(guān)，并用接收信號的能量來歸一化信號，表示成如下所示：

式中，s表示離散化的chirp信號，N是chirp信號的抽樣點(diǎn)數(shù)；

步驟二：解調(diào)以后，進(jìn)行解交織處理，解交織與交織過程互逆，進(jìn)行與發(fā)送端交織相反的處理過程；

步驟三：經(jīng)過解交織以后，進(jìn)行Viterbi譯碼處理；

步驟四：進(jìn)行CRC校驗(yàn)，在接收端任一組多項(xiàng)式T(x)都應(yīng)被生成多項(xiàng)式g(x)整除，如果傳輸中未發(fā)生錯(cuò)誤，則接收碼元與發(fā)送碼元相同，故接收的碼元必定能被g(x)整除；若碼元在傳輸中發(fā)生錯(cuò)誤，則接收的碼元可能除不盡而有余數(shù)，因此我們就以余數(shù)是否為零來判斷接收碼元中有無錯(cuò)誤?？赡苡绣e(cuò)誤的碼元正好也被g(x)整除，這是CRC校驗(yàn)無力消除的，但通過選擇多項(xiàng)式g(x)和增加冗余位數(shù)，使余數(shù)r(x)多項(xiàng)式的位數(shù)增多，來降低發(fā)生這種錯(cuò)誤的概率。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：很好的解決頻率選擇性，延長符號持續(xù)時(shí)間，抗多徑效應(yīng)強(qiáng)，提高頻譜效率，使通信質(zhì)量明顯提高。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的組成示意圖。

圖2為本發(fā)明發(fā)送端的處理流程。

圖3為本發(fā)明接收端的處理流程。

圖4為本發(fā)明的發(fā)送端幀的結(jié)構(gòu)圖。

圖5為本發(fā)明的幀頭的結(jié)構(gòu)圖。

圖6為本發(fā)明信號檢測與幀同步粗同步滑動(dòng)窗能量檢測的仿真結(jié)果。

圖7為本發(fā)明信號檢測與幀同步精同步檢測的仿真結(jié)果。

具體實(shí)施方式

為了使本發(fā)明實(shí)施例的目的、技術(shù)方案等更加清楚明了，將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例的附圖，對本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述。

參照圖1所示，一種基于OFDM的高速電力線載波通信裝置，由電力線耦合裝置1、瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2、發(fā)送端的線路驅(qū)動(dòng)3、接收端的濾波器4以及DSP處理器5組成；

所述電力線耦合裝置1包括耦合變壓器12，耦合變壓器12初級的一端連接電力線11，耦合變壓器12初級的另一端連接電容一13；耦合變壓器12次級的一端接地，耦合變壓器12次級的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的二極管一21的正極；

所述的瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2包括二極管一21，二極管一21的負(fù)極連接二極管二22的負(fù)極，二極管二22的正極接地；

所述的線路驅(qū)動(dòng)3包括三極管一31，三極管一31的a端連接電容器二32的一端，電容器二32的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的二極管一21的正極；三極管一31的b端和c端連接DSP處理器5的PMW的出口；

所述的接收端的濾波器4包括三極管三41，三極管三41的a端連接DSP處理器5的ADC的入口，三極管三41的b端接地，三極管三41的c端連接電容器三42的一端，電容器三42的另一端連接瞬時(shí)過壓保護(hù)電路2的的二極管一21的正極；

所述的DSP處理器5的PMW的入口和SP處理器5的ADC的出口連接SP處理器5的OFDM軟件模塊。

參照圖2所示，所述的OFDM軟件模塊分為發(fā)送端處理模塊和接收端處理模塊；

所述發(fā)送端處理模塊方法為：

步驟一：幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，參照圖4所示，同步段長度為一個(gè)FFT周期，即512個(gè)采樣點(diǎn)；參照圖5所示，幀頭為2個(gè)OFDM符號周期，包含1024個(gè)采樣點(diǎn)；數(shù)據(jù)段為M個(gè)OFDM符號周期，包含M*560個(gè)采樣點(diǎn)。

步驟二：校驗(yàn)位產(chǎn)生過程

(1)將二進(jìn)制序列數(shù)左移8位，用m(x)表示該序列數(shù)，則有m(x)×2⁸；

(2)用g(x)＝x⁸+x²+x+1除以m(x)×2⁸，得到商Q(x)和余數(shù)r(x)；

(3)編出的碼組為T(x)＝m(x)×2⁸+r(x)。

步驟三：編碼，采用(2，1，7)卷積碼，它由六個(gè)移位寄存器、加法器構(gòu)成，分兩路輸出。

步驟四：調(diào)制，采用DBPSK調(diào)制。

參照圖3所示，所述接收端處理模塊方法為：

步驟一：信號檢測與幀同步后，采用粗同步法即用滑動(dòng)窗法檢測接收信號能量，具體算法如下：接收信號用r_n(n∈正整數(shù))表示，設(shè)窗長為L，則一個(gè)窗長內(nèi)接收信號的能量可表示為：

把窗口分成相等的兩部分，用后一部分的能量比上前一部分的能量，用公式表示為：

λ(n)＝B_n/A_n (4)

如圖6所示，當(dāng)沒有信號到達(dá)時(shí)，兩部分中的信號都是噪聲，能量相當(dāng)；當(dāng)有信號到達(dá)前一部分時(shí)，B_n值逐漸增大，A_n值沒有增長，比值逐漸增大；當(dāng)信號進(jìn)入后一部分時(shí)，兩者的值逐漸趨于相等，比值變小。因此λ值的變化反應(yīng)出信號到達(dá)的大致時(shí)刻。仿真一個(gè)窗長內(nèi)接收信號的總能量和兩部分能量比值。

然后采用精同步即加入采樣誤差估計(jì)，根據(jù)采樣誤差估計(jì)結(jié)果調(diào)整本地采樣時(shí)鐘，實(shí)現(xiàn)精確同步；同步的算法是用本地chirp信號和接收信號做相關(guān)，并用接收信號的能量來歸一化信號，表示成如下所示：

式中，s表示離散化的chirp信號，N是chirp信號的抽樣點(diǎn)數(shù)；

精同步檢測的結(jié)果如圖7所示，用接收信號的能量來歸一化，是為了使得互相關(guān)的結(jié)果和接收信號的功率無關(guān)，便于設(shè)定門限值。

步驟二：解調(diào)以后，進(jìn)行解交織處理，解交織與交織過程互逆，進(jìn)行與發(fā)送端交織相反的處理過程。

步驟三：經(jīng)過解交織以后，進(jìn)行Viterbi譯碼處理。

步驟四：進(jìn)行CRC校驗(yàn)，在接收端任一組多項(xiàng)式T(x)都應(yīng)被生成多項(xiàng)式g(x)整除，如果傳輸中未發(fā)生錯(cuò)誤，則接收碼元與發(fā)送碼元相同，故接收的碼元必定能被g(x)整除；若碼元在傳輸中發(fā)生錯(cuò)誤，則接收的碼元可能除不盡而有余數(shù)，因此我們就以余數(shù)是否為零來判斷接收碼元中有無錯(cuò)誤?？赡苡绣e(cuò)誤的碼元正好也被g(x)整除，這是CRC校驗(yàn)無力消除的，但通過選擇多項(xiàng)式g(x)和增加冗余位數(shù)，使余數(shù)r(x)多項(xiàng)式的位數(shù)增多，來降低發(fā)生這種錯(cuò)誤的概率。