本發(fā)明涉及一種IQ不平衡估計(jì)方法，尤其涉及一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法，并涉及采用了該基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法的裝置。

背景技術(shù)：

IEEE802.11標(biāo)準(zhǔn)的WLAN使用直接變頻發(fā)射/接收機(jī)。直接變頻發(fā)射/接收機(jī)不經(jīng)過中頻，直接將信號(hào)從基帶變頻到射頻/射頻變頻到基帶。理想直接變頻發(fā)射/接收機(jī)在變頻時(shí)I路和Q路信號(hào)具有完全正交同幅度的性質(zhì)。但實(shí)際上，由于器件的原因，直接變頻發(fā)射/接收機(jī)難以達(dá)到理想狀態(tài)，會(huì)產(chǎn)生I、Q路幅度、相位的偏差，從而引起解調(diào)性能惡化，即所謂的IQ不平衡問題。要使直接變頻發(fā)射/接收機(jī)得到應(yīng)用，就必須對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，消除IQ不平衡對(duì)系統(tǒng)的影響。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是需要提供一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法，進(jìn)而達(dá)到準(zhǔn)確估計(jì)出IQ不平衡誤差并進(jìn)行相應(yīng)的補(bǔ)償，以提高接收端的解調(diào)性能的目的，并需要提供采用了該基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法的裝置。

對(duì)此，本發(fā)明提供一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法，包括以下步驟：

步驟S1，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行同步檢測(cè)得到幀起始位置；

步驟S2，根據(jù)接收信號(hào)的頻域相位和本地信號(hào)的頻域相位估計(jì)接收信號(hào)的初始相位，然后對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行初始相位補(bǔ)償；

步驟S3，對(duì)補(bǔ)償初始相位后的接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S2包括以下子步驟：

步驟S201，對(duì)接收信號(hào)完成同步檢測(cè)后，定位到接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列，然后用接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位與本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位按子載波進(jìn)行相位差值運(yùn)算，最后求取這些相位差值的平均值作為接收信號(hào)的初始相位；

步驟S202，估計(jì)到接收信號(hào)的初始相位后，對(duì)接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域補(bǔ)償初始相位。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S3包括以下子步驟：

步驟S301，利用初始相位補(bǔ)償后的接收信號(hào)的頻域特性進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)；

步驟S302，在IQ不平衡估計(jì)后，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S201中，通過公式求取所述接收信號(hào)的初始相位其中，N_LTS表示傅里葉變換的頻域點(diǎn)數(shù)，k為子載波序號(hào)，Ψ_{X(k)_LTS}表示本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列在子載波k上的頻域相位，表示接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列在子載波k上的頻域相位。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S202中，估計(jì)到接收信號(hào)的初始相位后，通過公式實(shí)現(xiàn)在頻域上對(duì)接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列補(bǔ)償初始相位，i為虛數(shù)單位。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S301中，利用補(bǔ)償初始相位后的的頻域特性，先通過方程估計(jì)IQ不平衡相關(guān)表達(dá)式μ_r和v_r，其中，k1和k2為子載波，且k2≠k1，N為頻域子載波的總數(shù)，X(k)為本地長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域子載波k的值，X^*(k)為X(k)的共軛，為接收長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域子載波k補(bǔ)償初始相位后的值，為的共軛，k∈{k1,k2,N-k1,N-k2}。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S301中，根據(jù)IQ不平衡相關(guān)表達(dá)式μ_r和v_r估計(jì)IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r，公式為其中，η＝-μ_r/v_r^*，Gain＝(-b±sqrt(b²-4))/2，v_r^*為的v_r共軛，real(η)為η的實(shí)部，imag(η)為η的虛部，arctan為求反正切，η和b為不平衡估計(jì)的中間計(jì)算量。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S302中，通過公式對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償，其中，μ_r′和v_r′分別為IQ幅度不平衡α_r和相位不平衡θ_r按公式構(gòu)成的復(fù)數(shù)。

本發(fā)明的進(jìn)一步改進(jìn)在于，所述步驟S1中，采用接收信號(hào)短訓(xùn)序列與本地信號(hào)短訓(xùn)序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，通過相似程度獲得接收信號(hào)短訓(xùn)序列的起始點(diǎn)，進(jìn)而推導(dǎo)出接收信號(hào)幀的起始位置，這個(gè)過程為粗同步過程；根據(jù)粗同步過程得到的幀起始位置，獲取接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的位置，然后本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列與接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，通過相似程度獲得接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列的起始點(diǎn)，進(jìn)而修正信號(hào)幀的起始位置，這個(gè)過程為精同步過程。

本發(fā)明還提供一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償裝置，采用了如上所述的初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)方法，并包括：

同步模塊，通過接收信號(hào)和本地信號(hào)的短訓(xùn)序列和長(zhǎng)訓(xùn)序列的信號(hào)自相關(guān)性，檢測(cè)出接收信號(hào)的幀頭位置，然后確定接收信號(hào)中各個(gè)數(shù)據(jù)域的位置；

初始相位估計(jì)和補(bǔ)償模塊，利用長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域特性，通過本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列和接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位差，估計(jì)出初始相位，然后將這個(gè)初始相位補(bǔ)償?shù)浇邮招盘?hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列上；

IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償模塊，利用補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域特性，估計(jì)接收信號(hào)的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并對(duì)整個(gè)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償；

信道估計(jì)和解析模塊，對(duì)完成IQ不平衡補(bǔ)償后的接收信號(hào)，使用長(zhǎng)訓(xùn)序列做信道估計(jì)，對(duì)接收數(shù)據(jù)域進(jìn)行均衡運(yùn)算和解析。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果在于：選擇長(zhǎng)訓(xùn)序列進(jìn)行初始相位估計(jì)和IQ不平衡估計(jì)，實(shí)現(xiàn)了接收信號(hào)初始相位的估計(jì)和補(bǔ)償方法，補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列，頻域上每個(gè)子載波受到相同的IQ不平衡影響。利用其頻域IQ不平衡特性，實(shí)現(xiàn)IQ不平衡估計(jì)，在估計(jì)IQ不平衡估計(jì)后，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償。本發(fā)明補(bǔ)償初始相位后，有效消除接收機(jī)本振時(shí)間誤差和信號(hào)傳輸時(shí)間帶來的初始相位偏移的影響，使得IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償非常準(zhǔn)確，能夠有效提高接收端的解調(diào)性能。

附圖說明

圖1是本發(fā)明一種實(shí)施例的工作流程示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明的較優(yōu)的實(shí)施例作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。

首先，先對(duì)術(shù)語進(jìn)行解釋，WLAN為Wireless Local Area Network線局域網(wǎng)，OFDM為Orthogonal Frequency Division Multiplexing正交頻分復(fù)用，STS為short training symbol短訓(xùn)練序列符號(hào)，簡(jiǎn)稱短訓(xùn)序列符號(hào)；LTS為long training symbol長(zhǎng)訓(xùn)練序列符號(hào)，簡(jiǎn)稱長(zhǎng)訓(xùn)序列符號(hào)。

本例考慮理想的WLAN模型，假設(shè)基帶復(fù)信號(hào)為x(t)＝x_I(t)+i*x_Q(t)，直接變頻發(fā)射機(jī)I、Q路本振信號(hào)為a_I(t)＝cos(w_ct),a_Q(t)＝sin(w_ct)，其中t為時(shí)間，w_c為射頻使用的載頻頻率的角頻率。

則發(fā)射射頻信號(hào)為其中x^*(t)是x(t)的共軛，

從發(fā)射端到接收端的信道響應(yīng)記為h(t)，信道噪聲為高斯噪聲n(t)，則直接變頻接收機(jī)接收到的射頻信號(hào)可表示為其中t為時(shí)間，表示卷積運(yùn)算。

直接變頻接收機(jī)I路和Q路本振信號(hào)為b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)。假設(shè)直接變頻接收機(jī)將射頻信號(hào)變換為復(fù)基帶信號(hào)的表示為y(t)＝y(tǒng)_I(t)+i*y_Q(t)，那么有其中，LPF為過低通濾波器，將含高頻部分通過濾波器消除掉。同理可推導(dǎo)y_Q(t)＝i*LPF{b_Q(t)r_RF(t)}＝i*x_Q(t)。

在理想信道h(t)＝1和忽略噪聲的情況下，接收端基帶信號(hào)和發(fā)射端基帶信號(hào)的關(guān)系如下通過該公式說明通過本振為a_I(t)＝cos(w_ct),a_Q(t)＝sin(w_ct)的發(fā)射機(jī)和本振為b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)的接收機(jī)，接收到的基帶信號(hào)可以看作是發(fā)射的基帶信號(hào)。

但在實(shí)際情況中，由于直接變頻接收機(jī)的本振不理想，在變頻后會(huì)導(dǎo)致I路和Q路信號(hào)產(chǎn)生幅度和相位的不平衡，即兩路幅度不相同、相位相差不是90。則直接變頻接收機(jī)I路和Q路本振信號(hào)b_I(t)＝cos(w_ct),b_Q(t)＝-sin(w_ct)變?yōu)閎_I(t)＝(1+α_r)cos(w_ct-θ_r/2)，b_Q(t)＝-(1-α_r)sin(w_ct+θ_r/2)，其中α_r表示接收機(jī)IQ幅度不平衡量，單位為dB。和分別是接收機(jī)I路和Q路幅度增益。θ_r表示接收機(jī)IQ相位不平衡量，是接收機(jī)I路和Q路的相位差與理想的90度的偏差。

此時(shí)公式變?yōu)槠渲笑?sub>r、v_r是由IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r組成的相關(guān)表達(dá)式。

這時(shí)候接收信號(hào)包含發(fā)射信號(hào)的共軛量x^*(t)，即受到共軛量的干擾，導(dǎo)致接收性能受到影響。當(dāng)α_r＝0，θ_r＝0時(shí)，有μ_r＝1，v_r＝0，這恰好是理想I路和Q路的接收方式。

從頻域上考慮IQ不平衡的影響，設(shè)x_N為一個(gè)Symbol的時(shí)域表示，DFT表示傅里葉變換，N為傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)，X_k為x_N的頻域表示，即X_k＝DFT(x_N)，X^conj為x_N的共軛x^*_N的頻域表示，即考慮X_k和的關(guān)系，如果那么

若接收機(jī)IQ幅度不平衡為α_r，IQ相位不平衡為θ_r，組合IQ不平衡表達(dá)式則受IQ不平衡影響后的接收模型為在一個(gè)Symbol內(nèi)，考慮式的頻域，X＝DFT(x(t))，那么Y(k)＝μ_rX(k)+v_rX^conj(k)＝μ_rX(k)+v_rX^*(N-k)。即從頻域上來看，當(dāng)存在IQ不平衡時(shí)，頻域載波k的接收引入了鏡像載波N-k的干擾。同樣的，子載波N-k上有Y(N-k)＝μ_rX(N-k)+v_rX^*(k)。

聯(lián)立子載波k和N-k可得方程在實(shí)際應(yīng)用中，X(k)由本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域表示獲得，Y(k)由接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域獲得，但是本地長(zhǎng)訓(xùn)序列的特性，構(gòu)成的矩陣是退化的，因此本方程不能直接求IQ不平衡的相關(guān)量μ_r和v_r。

但是，由于頻域各個(gè)子載波上IQ不平衡是相同的，那么選擇兩個(gè)子載波k1，k2，則有下面表達(dá)式此時(shí)可通過選擇合理的k1，k2，構(gòu)造出可逆矩陣，從而能夠求得IQ不平衡中間量μ_r和v_r。

然后，根據(jù)求得的IQ不平衡中間量μ_r和v_rIQ幅度不平衡a_r和IQ相位不平衡θ_r，對(duì)IQ不平衡接收模型進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償，補(bǔ)償因子為則補(bǔ)償后為即進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償后消除了共軛量x^*(t)的干擾。

在實(shí)際應(yīng)用的設(shè)備中，上述給出的兩種方法估計(jì)IQ不平衡并進(jìn)行補(bǔ)償后的效果并不好。這是因?yàn)榘l(fā)射機(jī)和接收機(jī)經(jīng)過本振時(shí)間不一致，加上信號(hào)傳輸也需要一段時(shí)間，這就導(dǎo)致了公式不是嚴(yán)格成立的。

假設(shè)發(fā)射x(t)傳輸?shù)钠鹗紩r(shí)間為t＝τ₀，使用的載頻頻率為f，接收信號(hào)y(t)接收到發(fā)射信號(hào)的起始時(shí)間為t＝τ₁，根據(jù)電磁波的傳輸性質(zhì)，則y(t)與x(t)會(huì)有一個(gè)初始相位的偏移，收發(fā)端基帶信號(hào)關(guān)系重新表示如下：y(t)＝e^i*Ψ*x(t)，其中為對(duì)x下取整。初始相位Ψ相當(dāng)于整個(gè)接收信號(hào)相對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行了角度Ψ的旋轉(zhuǎn)。

對(duì)正常接收流程來說，初始相位Ψ可以通過信道估計(jì)和均衡兩個(gè)步驟抵消掉，因此不影響接收，一般是不做考慮的。

發(fā)射機(jī)、接收機(jī)本地震蕩器時(shí)間差和信號(hào)傳輸需要時(shí)間引起信號(hào)有相位Ψ的旋轉(zhuǎn)，也就是所謂的初始相位，接收機(jī)IQ幅度不平衡為α_r，IQ相位不平衡為θ_r，組合IQ不平衡表達(dá)式則受初始相位Ψ和IQ不平衡α_r、θ_r影響后的接收模型為e^i*Ψ看作一個(gè)常量，按Symbol做傅里葉變換到頻域，則頻域接收模型重新表示為

這樣一來，在初始相位和IQ不平衡影響下，求IQ不平衡的公式變?yōu)闊o法消掉初始相位Ψ的影響，其結(jié)果必然存在誤差。

與此不同的是，本例先估計(jì)接收信號(hào)的初始相位，然后補(bǔ)償這個(gè)初始相位，補(bǔ)償初始相位后的接收數(shù)據(jù)在頻域上滿足公式Y(jié)(k)＝μ_rX(k)+v_rX^*(N-k)，那就能夠使用上述方法正確估計(jì)IQ不平衡。估計(jì)完IQ不平衡后，對(duì)接收信號(hào)做IQ不平衡補(bǔ)償，消除掉共軛量的干擾，達(dá)到提升接收性能的目的。

如圖1所示，本例提供一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法，包括以下步驟：

步驟S1，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行同步檢測(cè)得到幀起始位置；

步驟S2，根據(jù)接收信號(hào)的頻域相位和本地信號(hào)的頻域相位估計(jì)接收信號(hào)的初始相位，然后對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行初始相位補(bǔ)償；

步驟S3，對(duì)補(bǔ)償初始相位后的接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償。

本例所述步驟S1中，采用接收信號(hào)短訓(xùn)序列與本地信號(hào)短訓(xùn)序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，通過相似程度獲得接收信號(hào)短訓(xùn)序列的起始點(diǎn)，進(jìn)而推導(dǎo)出接收信號(hào)幀的起始位置，這個(gè)過程為粗同步過程；根據(jù)粗同步過程得到的幀起始位置，獲取長(zhǎng)訓(xùn)序列，然后通過本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列與接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，獲得通過相似程度獲得接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列的起始點(diǎn)，進(jìn)而修正信號(hào)幀的起始位置，這個(gè)過程為精同步過程。

具體的，本例所述步驟S1中，根據(jù)接收信號(hào)IQ兩路數(shù)據(jù)，經(jīng)過一定窗口的相關(guān)檢測(cè)后，得到幀起始位置。本發(fā)明粗同步過程采用接收信號(hào)短訓(xùn)序列與本地信號(hào)短訓(xùn)序列進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算，判斷其相似程度，具體操作是對(duì)IQ路分別交叉相關(guān)，并取相關(guān)后的平方累加值。所使用的公式如下，C_τ＝C_{I,I_ideal}+C_{I,Q_ideal}+C_{Q,I_ideal}+C_{Q,Q_ideal}和Point_STS＝Max(C_τ)，其中表示接收信號(hào)以時(shí)間τ為起始的實(shí)部，表示接收信號(hào)以時(shí)間τ為起始的虛部，x_I(t)_STS表示本地信號(hào)短訓(xùn)序列STS信號(hào)實(shí)部，x_Q(t)_STS表示本地信號(hào)短訓(xùn)序列STS信號(hào)虛部，∑(·)表示累加，Max(·)表示求最大值，Point_STS表示接收信號(hào)上短訓(xùn)序列STS的起始位置。

短訓(xùn)序列STS的同步有10個(gè)峰值，根據(jù)峰值獲得接收信號(hào)短訓(xùn)序列STS起始點(diǎn)，然后推導(dǎo)出接收信號(hào)幀起始位置，實(shí)現(xiàn)粗同步過程。再定位到接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的位置，使用接收長(zhǎng)訓(xùn)序列和本地長(zhǎng)訓(xùn)序列，重復(fù)粗同步過程實(shí)現(xiàn)精同步。根據(jù)長(zhǎng)訓(xùn)序列相關(guān)運(yùn)算后的兩個(gè)峰值，也推導(dǎo)出接收信號(hào)幀的起始點(diǎn)，最終幀起始位置以精同步過程得到的起始點(diǎn)為準(zhǔn)。

當(dāng)然，本例所述對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行同步檢測(cè)是為了得到幀起始位置，本例列舉了一種優(yōu)選的方法，在實(shí)際應(yīng)用中，并不局限于這一種同步檢測(cè)方法，只要得到幀起始位置即可。

本例所述步驟S2根據(jù)接收信號(hào)的頻域相位和本地信號(hào)的頻域相位來估計(jì)初始相位，優(yōu)選包括以下子步驟：

步驟S201，對(duì)接收信號(hào)完成同步檢測(cè)后，定位到接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列，然后進(jìn)行傅里葉變換到頻域，用接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位與本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位按子載波進(jìn)行相位差值運(yùn)算，最后求取這些相位差值的平均值作為接收信號(hào)的初始相位；

步驟S202，估計(jì)到接收信號(hào)的初始相位后，對(duì)接收信號(hào)的長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域補(bǔ)償初始相位。

本例所述步驟S201中，通過公式求取所述接收信號(hào)的初始相位其中，N_LTS表示傅里葉變換的頻域點(diǎn)數(shù)，k為子載波序號(hào)，Ψ_{X(k)_LTS}表示本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列子載波k上的頻域相位，表示接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列子載波k上的頻域相位。

本例所述步驟S202中，估計(jì)到接收信號(hào)的初始相位后，通過公式實(shí)現(xiàn)在頻域上對(duì)接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列補(bǔ)償初始相位。

本例所述步驟S3采用補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列進(jìn)行估計(jì)，利用IQ不平衡在頻域上的特性，進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)，優(yōu)選包括以下子步驟：

步驟S301，利用初始相位補(bǔ)償后的接收信號(hào)的頻域特性進(jìn)行IQ不平衡估計(jì)；

步驟S302，在IQ不平衡估計(jì)后，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。

802.11a/p/g/n/ac標(biāo)準(zhǔn)在頻域上調(diào)制沒有使用所有子載波，有效子載波集合隨模式不同而不同，以802.11a為例，頻域子載波總數(shù)記為N＝64，長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域用來估計(jì)IQ不平衡的子載波位置為K＝1,…26,N-26,…,N-1，其中X和X^conj不具備共軛性的子載波k＝0,N/2是不會(huì)承載實(shí)際數(shù)據(jù)，因此忽略掉。在承載實(shí)際數(shù)據(jù)的子載波k＝1,…26,N-26,…,N-1中，都具備性質(zhì)其中，X(k)為本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列在子載波k上的表示，為補(bǔ)償初始相位后的信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列在子載波k上的表示。本例所述步驟S301中，利用補(bǔ)償初始相位后的的頻域特性，先估計(jì)IQ不平衡相關(guān)量μ_r和v_r，也稱IQ不平衡相關(guān)表達(dá)式。估計(jì)子載波k1上的IQ不平衡，任取一子載波k2≠k1且矩陣是滿秩的時(shí)候，先求IQ不平衡相關(guān)表達(dá)式，根據(jù)方程求取，其中，N為頻域子載波的總數(shù)，X(k1)為長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域子載波k1的值，X^*(k1)為X(k1)的共軛。。為保證穩(wěn)定性，求多個(gè)子載波上的IQ不平衡中間表達(dá)式μ_r和v_r，然后進(jìn)行平均處理。

然后，根據(jù)IQ不平衡相關(guān)表達(dá)式μ_r和v_r估計(jì)IQ幅度不平衡α_r和IQ相位不平衡θ_r，公式為其中，η＝-μ_r/v_r^*，Gain＝(-b±sqrt(b²-4))/2，v_r^*為的v_r共軛，real(η)為η的實(shí)部，imag(η)為η的虛部，arctan為求反正切。

本例所述步驟S302中，通過公式對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償，其中，μ_r′和v_r′分別為IQ幅度不平衡α_r和相位不平衡θ_r按公式構(gòu)成的復(fù)數(shù)。

本例還提供一種基于初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償裝置，采用了如上所述的初始相位補(bǔ)償?shù)腎Q不平衡估計(jì)和補(bǔ)償方法，并包括：

同步模塊，通過接收信號(hào)和本地信號(hào)的短訓(xùn)序列和長(zhǎng)訓(xùn)序列的信號(hào)自相關(guān)性，檢測(cè)出接收信號(hào)的幀頭位置，然后確定接收信號(hào)中各個(gè)數(shù)據(jù)域的位置；

初始相位估計(jì)和補(bǔ)償模塊，利用長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域特性，通過本地信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列和接收信號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位差，估計(jì)出初始相位，然后將這個(gè)初始相位補(bǔ)償?shù)浇邮招盘?hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列上；

IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償模塊，利用補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域特性，估計(jì)接收信號(hào)的IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，并對(duì)整個(gè)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償；

信道估計(jì)和解析模塊，對(duì)完成IQ不平衡補(bǔ)償后的接收信號(hào)，使用長(zhǎng)訓(xùn)序列做信道估計(jì)，對(duì)接收數(shù)據(jù)域進(jìn)行均衡運(yùn)算和解析。

本例所述同步模塊用于實(shí)現(xiàn)步驟S1的對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行同步檢測(cè)以得到幀起始位置，同步模塊主要利用短訓(xùn)序列和長(zhǎng)訓(xùn)序列的自相關(guān)性，檢測(cè)出接收信號(hào)的幀頭位置，然后確定接收信號(hào)中各個(gè)數(shù)據(jù)域的位置。

本例所述初始相位估計(jì)和補(bǔ)償模塊用于實(shí)現(xiàn)步驟S2的初始相位估計(jì)和補(bǔ)償。初始相位估計(jì)和補(bǔ)償模塊主要利用長(zhǎng)訓(xùn)序列頻域特性，通過本地長(zhǎng)訓(xùn)序列和接收長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域相位差，估計(jì)出初始相位，然后將這個(gè)初始相位補(bǔ)償?shù)浇邮招盘?hào)長(zhǎng)訓(xùn)序列上。

本例所述IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償模塊方法，主要利用補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列的頻域特性，利用IQ不平衡對(duì)每個(gè)子載波上數(shù)據(jù)影響一樣以及共軛序列的傅里葉變換性質(zhì)，通過選擇合理的子載波對(duì)，構(gòu)造出非退化矩陣估計(jì)IQ幅度不平衡和IQ相位不平衡，然后將估計(jì)到的IQ不平衡量補(bǔ)償?shù)浇邮招盘?hào)上。

本例所述信道估計(jì)和解析模塊，用于實(shí)現(xiàn)在步驟S3完成IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償后，將IQ不平衡補(bǔ)償后的接收數(shù)據(jù)送入接收模塊處理器，按常規(guī)流程進(jìn)行信道估計(jì)和解析數(shù)據(jù)。

本例選擇長(zhǎng)訓(xùn)序列進(jìn)行初始相位估計(jì)和IQ不平衡估計(jì)，實(shí)現(xiàn)了接收信號(hào)初始相位的估計(jì)和補(bǔ)償方法，補(bǔ)償初始相位后的長(zhǎng)訓(xùn)序列，頻域上每個(gè)子載波受到相同的IQ不平衡影響。利用其頻域IQ不平衡特性，實(shí)現(xiàn)IQ不平衡估計(jì)，在估計(jì)IQ不平衡估計(jì)后，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償。本發(fā)明補(bǔ)償初始相位后，有效消除接收機(jī)本振時(shí)間誤差和信號(hào)傳輸時(shí)間帶來的初始相位偏移的影響，使得IQ不平衡估計(jì)和補(bǔ)償非常準(zhǔn)確，能夠有效提高接收端的解調(diào)性能。

以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn)定本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說明。對(duì)于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡(jiǎn)單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。